TWI474601B - High conversion efficiency of the pulse mode resonant power converter - Google Patents

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Description

高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器
本發明係關於一種脈衝模式LLC諧振式電源轉換器，尤指一種高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器。
請參閱第七圖所示，係為一種脈衝模式LLC諧振式電源轉換器，其包含有：一整流電路(70)，其輸入端係連接一交流電源，將該交流電源轉換為一弦波直流電源後輸出；一功率因數校正電路(71)，其輸入端係連接至該整流電路，係檢知該弦波直流電源的電壓及電流，以調整該弦波直流電源功率因數，並輸出一直流電源；其中該功率因數校正電路(71)係包含有一儲能電感(L1)、一功率開關(S1)及一儲能電容(Cbulk )，該儲能電感(L1)一端連接至該整流電路(70)的輸出端，另一端則連接至該功率開關(S1)及儲能電感(L1)；一諧振電路(72)，係包含有一變壓器(T1)、一諧振單元(Lr,Cr)、一半橋開關電路(721)及一輸出電容(COUT )，其中該變壓器(T1)係包含有一次側線圈及一中間抽頭二次側線圈，該諧振單元(Lr,Cr)係連接於該橋式開關電路(721)及一次側線圈之間，而輸出電容(COUT )則連接至該中間抽頭二次側線圈，該諧振單元(Lr,Cr)係連接至該橋式開關電路(721)；其中該諧振電路的諧振單元(Lr,Cr)係為一LC電路，由於該LC電路(Lr,Cr)係與變壓器(T1)一次側線圈連接，故與一次側線圈的激磁電感(圖中未示)構成一諧振電路，而此一諧振電路(72)包含有二組諧振頻率，第一組諧振頻率係由一次側線圈的激磁電感及LC電路的諧振電容(Cr )構成，第二組諧振頻率則由激磁電感(圖中未示)及漏感與諧振電容(Cr )構成；一混合型控制器(73)，其包含有一參考電壓輸入端(PFCSV)、複數輸出端(PFCG)(GHS)(HLS)、一輸出電壓回饋端(FB)、一上限切換頻率設定端(RFMAX)及一脈衝模式觸發端(SNOUT)；其中該參考電壓輸入端(PFCSV)係透過一分壓電路(R1R2)連接至該儲能電容(Cbulk )，該複數輸出端(PFCG)(GHS)(HLS)係分別連接至該功率因數校正電路(71)的功率開關(S1)及諧振電路的橋式開關電路(721)，該輸出電壓回饋端係透過一光耦合器(731)連接至該諧振電路(72)的濾波電容(COUT )，即為電源轉換器的輸出端，該上限切換頻率設定端係連接一固定電阻(R10)，以決定上限切換頻率；及一脈衝模式觸發單元(74)，係連接至該混合型控制器(73)的該脈衝模式觸發端(SNOUT)及該光耦合器(731)，藉由檢知電源轉換器輸出電壓大小，判斷負載是否為輕載或無載，並反應至該脈衝模式觸發端(SNOUT)；該脈衝模式觸發單元(74)係包含有一比較器(741)及一電子開關(Sb)，該比較器(741)的反相輸入端(-)係連接至光耦合器(731)，而非反相輸入端(+)係連接一固定參考電壓，而其輸出端係連接至該電子開關(Sb)，以決定該電子開關(Sb)的啟閉，其中該電子開關(Sb)係連接至該混合型控制器(73)的該脈衝模式觸發端(SNOUT)。
上述該混合型控制器(73)係輸出責任週期為50%脈寬訊號予橋式開關電路(721)，令橋式開關電路(721)上側及下側主動開關(HS)(LS)交替導通，此時電源轉換電路輸出端輸出穩定的直流電壓。當負載為輕載或無載時，電源轉換器輸出端的輸出電壓會升高，此時光耦合器(731)電流增大，令該輸出電壓回饋端(FB)電位拉低，因此該混合型控制器(73)即依據該上限切換頻率設定端(RFMAX)連接的固定電阻(R10)決定之上限切換頻率，對該半橋開關電路進行切換控制。請配合參閱如第九圖所示，當操作在上限切換頻率時整體的增益會拉低，如此一來即能降低輸出電壓。倘若輸出電壓仍令無載或輕載造成過大電流，該輸出電壓回饋端(FB)的電位仍為低電位，此時該比較器即輸出一高電位訊號予電子開關(Sb)，此時該電子開關(Sb)導通將該脈衝模式觸發端(SNOUT)電位拉低，故而觸發混合型控制器(73)的脈衝模式。請配合參閱第八圖所示，係為脈衝模式下，混合型控制器(73)輸出至橋式開關電路(721)之二組50%脈寬訊號波形，由圖中可知，該混合型控制器(73)進入脈衝模式後，會對各50%脈寬訊號強迫跳過幾個週期，令輸出電壓再下降，以維持輸出電壓穩定。
由上述說明可知，藉由操作在上限切換頻率下，雖可獲得較低增益以抑制無輕或輕載時輸出電壓的上升，但卻會提高切換損失，而切換損失將使得電源轉換器在輕載或無載的效率降低，而可能無法滿足國際對於輕載或無載損耗之規範，因此必須再提出有效的解決方法。
有鑑於上述脈衝模式LLC諧振式電源轉換器之缺點，本發明主要目的係提供一種於輕載時，具有高轉換效率的脈衝模式諧振式電源轉換器，以提高諧振式電源轉換器的整體轉換效率。
欲達上述目的所使用的主要技術手段係令該諧振式電源轉換器係包含有一濾波電路、一功率因數校正電路、一功率因數控制器、一諧振電路、一諧振控制器及一脈衝模式觸發單元；其中該諧振控制器的一上限切換頻率設定端係連接一上限頻率可變電路，該上限頻率可變電路其包含有一負載狀態檢知單元、一第一電阻、一第二電阻及一切換開關，其中第一電阻係連接至該諧振控制器的上限切換頻率設定端，該第二電阻係與一切換開關串接後再與第一電阻並聯，而該切換開關的控制端係連接至該負載狀態檢知單元。
上述本發明在由該負載狀態檢知單元判斷目前為無載或輕載時，即驅動該切換開關關閉，令第一電阻不再與第二電阻並聯，僅由第一電阻與上限切換頻率設定端連接，而將該等效電阻值拉高較於中載/重載時為高，以降低該控制器的上限切換頻率，意即減少切換橋式開關電路的次數，減少切換損失，再配合該諧振控制器省略更多週期，減少輸出電壓，此外，再控制輸出各50%脈波訊號的導通週期變長，故能一次傳送較大的能量予變壓器的二次側線圈，維持輸出端應有的電壓，因此本發明的電源轉換器於輕載時的轉換效率可獲得提升。
本發明次一目的係提供一種令輸出端輸出電壓更穩定的諧振式電源轉換器，即上述功率因數控制器的參考電壓端係連接至一可變參考電壓電路，該可變參考電壓電路係包含有一分壓電路、一電阻及一開關，該開關係與電阻串接後連接至該分壓電路及該脈衝模式觸發單元，並與該脈衝模式觸發單元的電子開關連動，意即，當脈衝模式觸發單元判斷目前負載為無載或輕載時，其電子開關會導通，此時該功率因數控制器的脈衝模式觸發端電位會接地，此時該可變參考電壓電路的開關會導通令該電阻與分壓器其中一電阻並聯，使得功率因數控制器的參考電壓輸入端的參考電壓改變儲能電容的電壓。
由於該功率因數控制器的參考電壓改變會控制功率開關的導通時間，使得儲能電容的電壓上升，配合上述諧振控制器控制橋式開關電路導通週期時間拉長，即能在導通期間送出更多能量至該變壓器的二次側，減少橋式開關電路切換次數，提升於無載或輕載時的轉換效率，並穩定電源電路輸出端電壓。
請參閱第一圖所示，係本發明一高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器的第一較佳實施例，其包含有：一整流電路(10)，其輸入端係連接一交流電源，將該交流電源轉換為一弦波直流電源後輸出；一功率因數校正電路(20)，其輸入端係連接至該整流電路(10)，係檢知該弦波直流電源的電壓及電流，以調整該弦波直流電源功率因數，並輸出一直流電源；其中該功率因數校正電路(20)係包含有一儲能電感(L1)、一功率開關(S1)及一儲能電容(Cbulk )，該儲能電感(L)一端連接至該整流電路(10)的輸出端，另一端則連接至該功率開關(S1)及儲能電容(Cbulk )；一諧振電路(30)，係包含有一變壓器(T1)、一諧振單元(Cr,Lr)、一橋式開關電路(31)及一輸出電容(COUT )，其中該變壓器(T1)係包含有一次側線圈及一二次側線圈，該諧振單元(Cr,Lr)係連接於該橋式開關電路(31)及一次側線圈之間，而輸出電容(COUT )則連接至該二次側線圈，該諧振單元(Cr,Lr)係連接至該橋式開關電路(31)，又於本實施例中，二次側為中間抽頭線圈，而該橋式開關電路(31)係為一半橋開關電路，其包含有一上側開關(HS)及一下側開關(LS)串聯而成；其中該諧振電路(30)則為一LLC諧振電路，即該諧振單元(Cr,Lr)係為一LC電路，由於該LC電路係與變壓器(T1)一次側線圈連接，故與一次側線圈的激磁電感(Lm)構成LLC電路，其中該LC電路的電感(Lr)為變壓器一次側線圈的漏感，此外，該漏感(Lr)及激磁電感(Lm)亦可採用獨立電感取代之，而該諧振電路(30)包含有二組諧振頻率，第一組諧振頻率係由一次側線圈的漏感(Lm)及LC電路的諧振電容(Cr)構成，第二組諧振頻率則由激磁電感及漏感與諧振電容(Cr)構成；此外，該諧振電路亦可為LC諧振電路、LCC諧振電路或SRC諧振電路；一混合型控制器(40)，係包含有一功率因數控制器(40a)及一諧振控制器(40b)，其中該功率因數控制器(40a)係包含有一參考電壓輸入端(PFCSV)及一輸出端(PFCG)，而諧振控制器(40b)則包含有複數輸出端(GHS)(GLS)、一輸出電壓回饋端(FB)、一上限切換頻率設定端(RFMAX)及一脈衝模式觸發端(SNOUT)；其中該參考電壓輸入端(PFCSV)係透過一分壓器(R1R2)連接至該儲能電容(Cbulk )，該分壓器(R1R2)係由上電阻(R1)及一下電阻(R2)串接而成，其串接節點係連接至功率因數控制器(40a)的參考電壓端(PFCSV)，又該上電阻(R1)係連接至功率因數校正單元(20)之儲能電容(Cbulk )，以連接至直流電源；又該功率因數控制器(40a)的複數輸出端(PFCG)係連接至該功率因數校正電路(20)的功率開關(S1)，而該諧振控制器(40b)的輸出端(GHS,GLS)則分別連接至諧振電路(30)的的橋式開關電路(31)，該輸出電壓回饋端(FB)係透過一光耦合器(41)連接至該諧振電路(30)的輸出電容(COUT )，即為電源轉換器的輸出端，該上限切換頻率設定端(RFMAX)係連接一上限頻率可變電路(50)；此外，該功率因數控制器(40a)及諧振控制器(40b)亦可為獨立之控制器；及一脈衝模式觸發單元(60)，係連接至該控制器(40)的該脈衝模式觸發端(SNOUT)及該光耦合器(41)，藉由檢知電源轉換器輸出電壓大小，判斷是否進入輕載模式，並反應至該脈衝模式觸發端(SNOUT)；該脈衝模式觸發單元(60)係包含有一比較器(61)及一電子開關，該比較器(61)的反相輸入端(-)係連接至光耦合器(41)，而非反相輸入端(+)係連接一固定參考電壓，而其輸出端係連接至該電子開關(Sb)，以決定該電子開關(Sb)的啟閉，其中該電子開關(Sb)係連接至該控制器(40)的該脈衝模式觸發端(SNOUT)。
上述上限頻率可變電路(50)係包含有：一負載狀態檢知單元(51)，係耦接至變壓器(T1)，以檢知變壓器(T1)諧振電流，判斷負載用電狀態；於本實施例中(如第二A圖所示)，該負載狀檢知單元(51)包含有一輔助繞組(Laux)及一濾波電容(Cf )，該輔助繞組(Laux)係耦接於變壓器(T1)一次側線圈，並透過一二極體(D1)連接至該濾波電容(Cf )，以感應其諧振電流大小並轉換為對應電壓值。當負載為無載或輕載時，該濾波電容的電壓值較小；反之，則較高；此外，請參閱第二B圖所示，該負載狀態檢知器(51a)則包含有一分壓器(Ra,Rb)及一濾波電容(Cf )，該分壓器(Ra,Rb)係直接連接至該變壓器(T)一次側線圈，該濾波電容(Cf )則與其中一電阻(Rb)並聯，依據一次側線圈電流變化，改變其電壓大小；一第一電阻(R10)，係連接至該控制器(40)的上限切換頻率設定端(RFMAX)；一第二電阻(R20)，係與一切換開關(Sa)串接後再與第一電阻(R10)並聯，而該切換開關(Sa)的控制端係連接至該負載狀態檢知單元(51)；於本實施例中該切換開關(Sa)的控制端係連接至該濾波電容(Cf )，而切換開關(Sa)為一MOSFET電晶體。
當目前負載為中載或重載時，濾波電容(Cf )的電壓較高，令切換開關(Sa)導通，由於切換開關(Sa)導通，第一及第二電阻(R10)(R20)會並聯連接，對諧振控制器(40b)的上限切換頻率設定端(RFMAX)來說，其連接一較低的等效電阻，因此諧振控制器(40b)的上限切換頻率(FMAX2 )因此而提高。
當目前負載為無載或輕載時，濾波電容(Cf )電壓會變低，而不再導通切換開關(Sa)，因此僅由第一電阻(R10)與該諧振控制器(40b)的上限切換頻率設定端連接，因此對上限切換頻率設定端(RFMAX)來說，即連接一高電阻，因此諧振控制器(40b)的上限切換頻率(FMAX1 )會因此而提降低，請配合參閱第六圖所示，當無載或輕載時，該諧振控制器(40b)的切換頻率(FMAX1 )會降低，因此諧振控制器會以目前上切換頻率輸出二50%脈波訊號予橋式開關電路(31)對應的上側及下側開關(HS)(LS)的二50%脈波訊號；請配合參閱第三圖所示，由於諧振控制器(40b)在進入無輕或輕載時，諧振控制器(40b)會進入脈衝模式，即將原本各50%脈波訊號的部份週期省略掉，較既有脈衝模式省略更多週期，以抑制電源轉換器在無載或輕載所輸出電壓上升的幅度，又為維持負載於無載或輕載應有的電流，故本發明諧振控制器(40b)配合該上限頻率可變電路(50)，能進一步於將脈衝模式中50%脈波訊號的導通週期時間拉長。
誠如上述，當無載或輕載時，該諧振控制器(40b)的切換頻率(FMAX1 )會降低，減少橋式開關電路(31)切換次數，有效減少切換損失；又基於省略更多週期而將導通週期拉長，可一次傳送較大能量至變壓器的二次側，不因省略更多週期而無法維持負載應有的電流。此外，當負載又自無載或輕載回復至中載或重載時，負載所需電流提高，故必須供應更多能量至變壓器二次側，故諧振控制器(40b)的上限頻率可變電路(50)即恢復最高的上限切換頻率(FMAX2 )，減少因無法脫離脈衝模式而令電源轉換器之輸出端產生的電壓或電流漣波，並且能提升整體的效率。
請進一步參閱第四圖所示，係本發明第二較佳實施例，即上述控制器(40)的參考電壓輸入端(PFCSV)連接的分壓器(T1)係進一步包含有一電阻(R3)及一開關(Ds)，該電阻(R3)係透過該開關(Ds)連接至該脈衝模式觸發單元(60)的電子開關(Sb)，其中該開關(Ds)係與電阻(R3)串接後連接至該分壓電路(R1)(R2)及該輕載檢知電路(60)，並與該輕載檢知電路(60)的電子開關(Sb)連動。本實施例的開關(Ds)係為一二極體，其陽極係連接至該電阻(R3)，而陰極則連接至該輕載檢知電路(60)的電子開關(Sb)。
當輕載檢知電路(60)判斷目前負載為輕載時，其電子開關(Sb)會導通，此時該諧振控制器(40b)的脈衝模式觸發端電位會接地，此時該開關(Ds)會導通令該電阻(R3)與分壓器(R1,R2)其中一電阻(R2)並聯，使得等效電阻值下降，改變諧振控制器(40b)的參考電壓輸入端(PFCSV)的參考電壓。由於該諧振控制器(40b)的參考電壓改變會控制功率開關(S1)的導通時間，使得儲能電容(Cbulk )的電壓(Vbulk )上升，請配合參閱第五圖所示，配合上述諧振控制器(40b)控制橋式開關電路(31)導通週期時間拉長，即能在導通期間送出更多能量至該變壓器的二次側(VA )，以穩定電源電路輸出端電壓。
(10)‧‧‧整流電路
(20)‧‧‧功率因數校正電路
(30)‧‧‧諧振電路
(31)‧‧‧橋式開關電路
(40)‧‧‧混合型控制器
(40a)‧‧‧功率因數控制器
(40b)‧‧‧諧振控制器
(41)‧‧‧光耦合器
(50)‧‧‧上限頻率可變電路
(51)(51a)‧‧‧負載狀態檢知單元
(60)‧‧‧脈衝模式觸發單元
(61)‧‧‧比較器
(70)‧‧‧整流電路
(71)‧‧‧功率因數校正電路
(72)‧‧‧諧振電路
(721)‧‧‧橋式開關電路
(73)‧‧‧控制器
(731)‧‧‧光耦合器
(74)‧‧‧脈衝模式觸發單元
(741)‧‧‧比較器
第一圖：係本發明第一較佳實施例電路圖。
第二A圖：係第一圖上限頻率可變電路一種較佳實施例的詳細電路圖。
第二B圖：係第一圖上限頻率可變電路另一種較佳實施例的詳細電路圖。
第三圖：係第二圖控制器二50%脈寬訊號及儲存電容的波形圖。
第四圖：係本發明第二較佳實施例電路圖。
第五圖：係第四圖控制器二50%脈寬訊號及儲存電容的波形圖。
第六圖：係諧振控制器切換頻率與增益特性曲線圖。
第七圖：係既有諧振電路電路圖。
第八圖：係第四圖控制器二50%脈寬訊號及儲存電容的波形圖。
第九圖：係混合型控制器切換頻率與增益特性曲線圖。
(10)．．．整流電路
(20)．．．功率因數校正電路
(30)．．．諧振電路
(31)．．．橋式開關電路
(40)．．．控制器
(40a)．．．功率因數控制器
(40b)．．．諧振控制器
(41)．．．光耦合器
(50)．．．上限頻率可變電路
(51)．．．負載狀態檢知單元
(60)．．．脈衝模式觸發單元
(61)．．．比較器

Claims (12)

  1. 一種高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，其包含有：一整流電路，其輸入端係連接一交流電源，將該交流電源轉換為一弦波直流電源後輸出；一功率因數校正電路，其輸入端係連接至該整流電路，係檢知該弦波直流電源的電壓及電流，以調整該弦波直流電源功率因數，並輸出一直流電源；其中該功率因數校正電路係包含有一儲能電感、一功率開關及一儲能電容，該儲能電感一端連接至該整流電路的輸出端，另一端則連接至該功率開關及儲能電感；一諧振電路，係包含有一變壓器、一諧振單元、一橋式開關電路及一輸出電容，其中該變壓器係包含有一次側線圈及一二次側線圈，該諧振單元係連接於該橋式開關電路及一次側線圈之間，而輸出電容則連接至該二次側線圈，該諧振單元係連接至該橋式開關電路，又該橋式開關電路係由一上側開關及一下側開關串聯而成；一功率因數控制器，其包含有一參考電壓輸入端及一輸出端；其中該參考電壓輸入端係透過一分壓器連接至該儲能電容，又該輸出端係連接至該功率因數校正電路的功率開關；一諧振控制器，其包含有複數輸出端、一輸出電壓回饋端、一上限切換頻率設定端及一脈衝模式觸發端；其中該複數輸出端係分別連接至該功率因數校正電路的功率開關及諧振電路的橋式開關電路，該輸出電壓回饋端係透過 一光耦合器連接至該諧振電路的輸出電容，即為電源轉換器的輸出端；一上限頻率可變電路，係連接至該諧振控制器的上限切換頻率設定端，並包含有一負載狀態檢知單元，且透過該負載狀態檢知單元耦接至變壓器，以檢知變壓器電流大小判斷負載狀態，該上限頻率可變電路依據負載狀態改變該上限切換頻率設定端的電阻值，以於無載或輕載時提供較中載或重載上限切換頻率為低的上限切換頻率；及一脈衝模式觸發單元，係連接至該諧振控制器的該脈衝模式觸發端及該光耦合器，藉由檢知電源轉換器輸出電壓大小，判斷為無載或輕載時輸出觸發訊號至該脈衝模式觸發端；該脈衝模式觸發單元係包含有一比較器及一電子開關，該比較器的反相輸入端係連接至光耦合器，而非反相輸入端係連接一固定參考電壓，而其輸出端係連接至該電子開關，以決定該電子開關的啟閉，其中該電子開關係連接至該諧振控制器的該脈衝模式觸發端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該上限頻率可變電路係進一步包含有：一第一電阻，係連接至該諧振控制器的上限切換頻率設定端；一第二電阻，係與一切換開關串接後再與第一電阻並聯，而該切換開關的控制端係連接至該負載狀態檢知單元。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該負載狀檢知單元包含有一輔助繞 組及一濾波電容，該輔助繞組係耦接於變壓器一次側線圈，並透過一二極體連接至該濾波電容，以感應其諧振電流大小並轉換為對應電壓值，該濾波電容係連接至該切換開關的控制端。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該負載狀檢知單元包含有一分壓器及一濾波電容，該分壓器係直接連接至該變壓器一次側線圈，該濾波電容則與其中一電阻並聯，依據一次側線圈電流變化，改變其電壓大小，該濾波電容係連接至該切換開關的控制端。
  5. 如申請專利範圍第2至4項任一項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該分壓器係由上電阻及一下電阻串接而成，其串接節點係連接至該功率因數控制器的參考電壓端，又該上電極係連接至功率因數校正單元之儲能電容。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該分壓器進一步連接有一電阻及一開關，該電阻係透過該開關連接至該脈衝模式觸發單元的電子開關，其中該開關係與電阻串接後連接至該分壓電路及該輕載檢知電路，並與該輕載檢知電路的電子開關連動。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該開關為一二極體，其陽極係連接至該電阻，其陰極係連接至該脈衝模式觸發單元的電子開關。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之高轉換效率之脈衝模 式諧振式電源轉換器，該切換開關係為一MOSFET電晶體，其閘極為控制端。
  9. 如申請專利範圍第1至4項任一項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該變壓器二次側為中間抽頭二次側線圈。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該變壓器二次側為中間抽頭二次側線圈。
  11. 如申請專利範圍第1至4項任一項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該功率因數控制器與該諧振控制器係整合成一混合型控制器。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之高轉換效率之脈衝模式諧振式電源轉換器，該功率因數控制器與該諧振控制器係整合成一混合型控制器。
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