CN102136801B - 谐振转换器以及其间歇模式控制方法 - Google Patents

谐振转换器以及其间歇模式控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN102136801B
CN102136801B CN201010002872.3A CN201010002872A CN102136801B CN 102136801 B CN102136801 B CN 102136801B CN 201010002872 A CN201010002872 A CN 201010002872A CN 102136801 B CN102136801 B CN 102136801B
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
regulating impulse
voltage
pulse group
pulse
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201010002872.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102136801A (zh
Inventor
李锃
付洁
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Optoelectronics Inc
Original Assignee
Delta Optoelectronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Optoelectronics Inc filed Critical Delta Optoelectronics Inc
Priority to CN201010002872.3A priority Critical patent/CN102136801B/zh
Priority to US13/004,491 priority patent/US8582321B2/en
Publication of CN102136801A publication Critical patent/CN102136801A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102136801B publication Critical patent/CN102136801B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

谐振转换器以及其间歇模式控制方法。该谐振转换器的间歇模式控制方法，包括在一间歇模式工作周期中，提供至少一第一调节脉冲，用以对一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整，并且于上述第一调节脉冲之后，提供至少一脉冲序列，用以间歇式地导通一方波产生器中的多个开关元件。脉冲序列包括多个驱动脉冲，且第一调节脉冲用以调整谐振电路的激磁电感电流以及谐振电容电压，使得谐振转换器在脉冲序列中的每个驱动脉冲的上升沿时，激磁电感电流大抵上相等，并且谐振电容电压也大抵上相等。

Description

谐振转换器以及其间歇模式控制方法
技术领域
本发明涉及电源供应器，特别涉及一种应用间歇式控制的谐振转换器。
背景技术
近年来，由于节能环保的目的，电源供应器朝着高效率(high efficiency)、高功率密度、高可靠性与低成本的方向发展。谐振型转换器由于具有软切换特性，且操作在最大占空比(duty cycle)的状态，因而在满载时效率很高，并受到很多人的青睐。然而，谐振型转换器在轻载时效率并不理想。
为了克服此问题，已知技术是将谐振型转换器操作在一间歇式工作模式(Burst Mode)，藉以降低单位时间内的切换次数与总体损耗，使得效率能够提升。举例而言，如图1中所示，在间歇式工作模式中，当误差放大信号Vea等于或高于滞回比较电路的上限值Vref2时，压频转换器会被致能而用以产生振荡信号，使得半桥开关电路根据控制信号(LVG与HVG)进行切换。相反地，当误差放大信号Vea低于滞回比较电路的下限值Vref1时，压频转换器会被禁能而停止产生的振荡信号，使得半桥开关电路无驱动信号。
然而，间歇式工作模式控制仍具有些许不足之处。举例而言，由于误差放大信号Vea会在滞回比较电路之上、下限值Vref2与Vref1之间波动，且误差放大信号Vea与振荡信号的频率fosc成反比，所以在单次间歇模式工作周期(Burst Mode Working Period；BMWP)中，振荡信号的频率fosc会随着误差放大信号Vea由高变低而由低变高。此外，在单次间歇模式工作周期BMWP内的前几个驱动脉冲周期中，由于谐振网络阻抗降低所以会产生一个很大的谐振电流(意即谐振电流不平衡)，因而引发大的输出电压波纹、音频噪音以及最佳工作点变动(激磁电感电流磁偏以及无法零电压切换)…等问题。
发明内容
基于以上的考量，需要一种可降低输出电压波纹与音频噪音并提升效率的间歇式控制方式以及应用此控制方式的谐振转换器。
有鉴于此，本发明提供一种谐振转换器，包括一方波产生器、一谐振电路、一输出整流电路以及一控制器。方波产生器用以提供一方波电压，谐振电路用以根据方波电压进行谐振，而输出整流电路用以根据谐振电路的谐振，输出一输出电压。控制器用以在一间歇模式工作周期中提供一控制信号驱动方波产生器，其中控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，并且第一脉冲组包括至少一第一调节脉冲，而第二脉冲组包括多个驱动脉冲。方波产生器用以根据第一调节脉冲对谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整，使得谐振转换器在第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，激磁电感电流相等，并且谐振电容电压也相等。
本发明亦提供另一种谐振转换器，包括一方波产生器、一谐振电路、一输出整流电路以及一控制器。方波产生器用以提供一方波电压，谐振电路，用以根据方波电压进行谐振，而输出整流电路，用以根据谐振电路的谐振，输出一输出电压。控制器用以在一间歇模式中提供一控制信号驱动方波产生器，其中控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少两个第二脉冲组，并且第一脉冲组位于两个第二脉冲组之间，且包括至少一第一调节脉冲，而第二脉冲组位于第一调节脉冲之后，且包括多个驱动脉冲。方波产生器用以根据第一调节脉冲，调整谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压，使得谐振转换器在第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，激磁电感电流相等，并且谐振电容电压也相等。
本发明亦提供一谐振转换器的间歇模式控制方法，包括在一间歇模式工作周期中，提供至少一第一调节脉冲，用以对一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整，并且于上述第一调节脉冲之后，提供至少一脉冲序列，用以间歇式地导通一方波产生器中的多个开关元件。脉冲序列包括多个驱动脉冲，且第一调节脉冲用以调整谐振电路的激磁电感电流以及谐振电容电压，使得谐振转换器在脉冲序列中的每个驱动脉冲的上升沿时，激磁电感电流相等，并且谐振电容电压也相等。
本发明亦提供一种谐振转换器，操作于一正常模式或一间歇模式，上述谐振转换器包括：一方波产生器，用以提供一方波电压；一谐振电路，用以根据上述方波电压进行谐振；以及一控制器，用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号驱动上述方波产生器，其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载，上述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，上述第一脉冲组包括至少一第一调节脉冲，而上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，并且上述方波产生器用以根据上述第一调节脉冲对上述谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整，使得上述谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等。
本发明亦提供一种谐振转换器，操作于一正常模式或一间歇模式，上述谐振转换器包括：一方波产生器，用以提供一方波电压；一谐振电路，用以根据上述方波电压进行谐振；以及一控制器，用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号驱动上述方波产生器，其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载，上述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少两个第二脉冲组，上述第一脉冲组位于上述两个第二脉冲组之间，并且包括至少一第一调节脉冲，上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，上述方波产生器用以根据上述第一调节脉冲，调整上述谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压，使得上述谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等。
本发明亦提供一种谐振转换器的间歇模式控制方法，上述谐振转换器操作于一正常模式或一间歇模式，上述间歇模式控制方法包括：在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中，提供至少一第一调节脉冲，用以对一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整，其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载；以及在上述第一调节脉冲之后，提供至少一脉冲序列，用以间歇式地导通一方波产生器中的多个开关元件，其中上述脉冲序列包括多个驱动脉冲，并且上述第一调节脉冲用以调整上述谐振电路的上述激磁电感电流以及上述谐振电容电压，使得上述谐振转换器在上述脉冲序列中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等。
本发明亦提供一种用于谐振转换器的控制器，上述谐振转换器操作于一正常模式或一间歇模式，上述控制器用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号，该控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，上述第一脉冲组包括至少一第一调节脉冲，上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，上述第一调节脉冲用以预先调整一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压，使得一谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等；其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载。
本发明亦提供一种用于谐振转换器的控制器，上述谐振转换器操作于一正常模式或一间歇模式，上述控制器用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号，上述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少两个第二脉冲组，上述第一脉冲组位于上述两个第二脉冲组之间，并且包括至少一第一调节脉冲，上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，上述第一调节脉冲用以调整一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压，使得一谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等；其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载。
附图说明
图1为已知谐振转换器于间歇模式时的工作波形示意图。
图2为本发明的谐振转换器的一电路示意图。
图3为本发明的谐振转换器的一实施例。
图4为谐振转换器的主电路于间歇模式时的工作波形示意图。
图5为间歇工作模式的实施方式。
图6为谐振转换器的另一实施例。
图7为谐振转换器操作于间歇模式时的工作波形示意图。
图8为谐振转换器操作于间歇模式时的另一工作波形示意图。
图9为谐振转换器操作于间歇模式时的另一工作波形示意图。
【主要元件符号说明】
100、200、300～谐振转换器；110、210～主电路；120、220、220”～控制器；111～方波产生器；113、213～谐振电路；115、215～输出整流电路；117、LVG、HVG～控制信号；121、223～正常模式控制器；123、224、224”～间歇模式控制器；125～驱动器；211～输入电容；212～半桥式转换器；214～高频变压器；216～输出电容；221～半桥驱动器；222～选择开关；225～时钟振荡器；226～滞回比较电路；227～电流检测电阻；228～输出信号；2231～压频转换电路；2232～反馈误差放大电路；311～驱动脉冲同步电路；312～预设脉冲宽度电路；313～与门；314、315～死区电路；316～反相器；SW1、SW2～开关元件；DSR1、DSR2～二极管；Vin～输入电压；Vo～输出电压；Cr～谐振电容；Vcr～谐振电容电压；ILM～激磁电感电流；Immax～正峰值；Immin～负峰值；Vcrmax～第一电压值；Vcrmin～第二电压值；Vcrmid～中间值；Vgss1、Vgss2～驱动信号；Lm～激磁电感；Ir～谐振电流；ISR～导通电流；PS1～第一脉冲组；PS2～第二脉冲组；Vea～误差放大信号；Vref1下限值；Vref2～上限值；fosc～频率；Ld～电感；BMWP～间歇模式工作周期；Δt1、Δt1_1、Δt1_2～第一调节脉冲；Δt2、Δt2_1、Δt2_2～第二调节脉冲。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举优选实施例，并配合附图，作详细说明如下。
本发明提供一种谐振转换器通过对谐振电路的激磁电感电流以及谐振电容电压进行预先调整，以便降低输出电压波纹与音频噪音并提升效率。
图2为本发明的谐振转换器的一电路示意图。如图所示，谐振转换器100包括一主电路110以及一控制器120，其中主电路110包括一方波产生器111、一谐振电路113以及一输出整流电路115。方波产生器111用以提供一方波电压至谐振电路113。在此实施例中，方波产生器111可为半桥式转换器、全桥式转换器、推挽式转换器，但不限定于此，方波产生器111也可为其它型式的转换器。举例而言，方波产生器111用以接收一输入电压Vin，并根据控制器120所产生的控制信号117，将输入电压Vin转换成一方波电压，并将方波电压提供至谐振电路113。一般而言，控制器120所产生的控制信号117由多个脉冲所构成。
谐振电路113可由谐振元件(例如电感与电容)所构成，用以接受来自方波产生器111的方波电压进行谐振，而输出整流电路115耦接至谐振电路113，用以根据谐振电路113的谐振产生一输出电压Vo。举例而言，输出整流电路115可为二极管整流电路或同步整流电路，但不限定于此。控制器120包括一正常模式控制器121、一间歇模式控制器123以及一驱动器125。控制器120用以根据谐振转换器100中用以反映输出电流的信号(例如输出电压误差放大信号)，判断谐振转换器100的工作模式，并提供对应的控制信号117至方波产生器111。在某些实施例中，谐振转换器100中用以反映输出电流的信号也可为谐振电容上的电压(亦称为谐振电容电压)、高频变压器中的电流(例如激磁电感电流或谐振电流)中的一个或多个，但不限定于此。举例而言，驱动器120系选择性地根据正常模式控制器121与间歇模式控制器123所提供的振荡信号，产生控制信号117输出至方波产生器111。
当谐振转换器100在满载或重载情况下，间歇模式控制器123会被禁能，而正常模式控制器121会被致能。此时正常模式控制器121则会根据输出电压Vo的变动，产生振荡信号，而驱动器120则根据正常模式控制器121所产生的振荡信号，发出具有连续的驱动脉冲的控制信号117至方波产生器111。换句话说，谐振转换器100此时操作在一正常(工作)模式下。
当谐振转换器100进入轻载或空载情况时，正常模式控制器121会被禁能，而间歇模式控制器123会被致能，意即进入一间歇(工作)模式。此时驱动器125则根据间歇模式控制器123所提供的振荡信号，发出具有至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组的控制信号117至方波产生器111。举例而言，第二脉冲组包括一个含有多个驱动脉冲的脉冲序列，用以间歇式地导通方波产生器111中的开关元件，但不限定于此。要注意的是，第一脉冲组位于第二脉冲组之前，或者是两个相邻的第二脉冲组之间，但不限定于此。举例而言，驱动器125可依序提供第一脉冲组与第二脉冲组至方波产生器111。方波产生器111用以根据第一脉冲组将谐振电路113的激磁电感电流与谐振电容电压预先调整至对应的预设值，使得在第二脉冲组中每个脉冲的上升沿时，谐振电路113中激磁电感电流会大抵上相等，并且谐振电容电压也会大抵上相等。换句话说，驱动器125根据第二脉冲组使得谐振转换器100如同操作于正常(工作)模式的某种平衡状态。须注意的是，谐振转换器100于正常模式下具有多种平衡工作状态，而平衡工作状态与负载有关。此外，与图1所示的已知技术不同的是第二脉冲组是驱动器125通过间歇模式控制器123根据固定频率的振荡信号所产生的。换句话说，即使根据输出电压Vo产生的误差放大信号于滞回比较电路之上、下限值之间波动，对第二脉冲组也不会有影响。
在某一实施例中，第一脉冲组包括一个或多个第一调节脉冲，而第一调节脉冲的宽度与个数根据谐振电路113中的谐振元件的个数来决定，但不限定于此。在某些实施例中，第一脉冲组包括一个或多个第一调节脉冲以及一个或多个第二调节脉冲，并且第一、第二调节脉冲的宽度与个数亦根据谐振电路113中的谐振元件的个数来决定，但不限定于此。在某些实施例中，第一、第二调节脉冲的宽度可根据方程式计算得知。在某些实施例中，第一、第二调节脉冲的宽度可通过检测谐振电路的激磁电感电流、谐振电流以及谐振电容电压中的一个或多个而进行即时地调整，但不限定于此。
由于第一脉冲组已将谐振电路的激磁电感电流与谐振电容电压预先调整至预设值，故可避免在第二脉冲组内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流。因此谐振电流不平衡所引发大的输出电压波纹、音频噪音以及最佳工作点变动(激磁电感电流磁偏以及无法零电压切换)…等问题也可一并克服。
图3为本发明的谐振转换器的一实施例。如图所示，谐振转换器200包括一主电路210以及一控制器220，主电路210包括一输入电容211、一半桥式转换器212、一谐振电路213、一高频变压器214、一输出整流电路215以及一输出电容216。在此实施例中，输入电容221用以接收并存储输入电压Vin，半桥式转换器212作为一方波产生器，用以根据控制器220所提供的控制信号217，将输入电压Vin转换成一方波电压，并将方波电压提供至谐振电路213。在此实施例中，半桥式转换器212由开关元件SW1与SW2所构成，但不限定于此。举例而言，半桥式转换器212也可由与二极管并联连接的绝缘栅双极性晶体管(IGBT)、机电开关、微机械开关或是其他的主动半导体开关所构成。高频变压器214、输出整流电路215以及输出电容216用以作为一输出整流电路，以便提供输出电压Vo。在此实施例中，输出整流电路215由二极管DSR1与DSR2所构成，但不限定于此，也可由其它整流元件所组成，例如同步整流管。
控制器220则包括一半桥驱动器221、一选择开关222、一正常模式控制器223、一间歇模式控制器224、一时钟振荡器225、一滞回比较电路226以及一电流检测电阻227。控制器220用以根据输出电压Vo，判断谐振转换器200的工作模式，并提供对应的控制信号217至半桥式转换器212。正常模式控制器223由一压频转换电路2231以及一反馈误差放大电路2232所构成。举例而言，反馈误差放大电路2232用以根据输出电压Vo与一既定电压的电压差，产生一误差放大信号Vea，而压频转换电路2231则根据误差放大信号Vea输出对应的振荡信号。
在满载或重载情况下，根据输出电容216上的输出电压Vo，间歇模式控制器224会被禁能，而正常模式控制器223会被致能而发出连续的振荡信号。在此同时，由于电流检测电阻227上的电压会等于或高于滞回比较电路226的上限值，滞回比较电路226的输出信号228会控制选择开关222将正常模式控制器223所产生的振荡信号输出至半桥驱动器221。因此，半桥驱动器则根据正常模式控制器223产生的振荡信号而输出控制信号217来驱动半桥式转换器212，使得谐振转换器200的主电路210操作在正常模式之下。谐振转换器200的主电路210在正常模式下的动作与已知技术相同，故在此不再累述。
在某些实施例中，滞回比较电路226也可根据谐振电容Cr上的电压Vcr(亦称为谐振电容电压)、高频变压器214中的电流(例如激磁电感电流或谐振电流)以及反馈误差放大电路2232所产生的误差放大信号Vea中的一个或多个来控制选择开关222，但不限定于此。谐振转换器100于正常模式下具有多种平衡工作状态，而平衡工作状态与负载有关。如图4所示，在正常模式下的某平衡状态时，谐振电路213的激磁电感电流ILM会具有一正峰值Immax以及一负峰值Immin，而谐振电路213的谐振电容电压Vcr在激磁电感电流ILM分别为正峰值Immax与负峰值Immin时具有对应的一第一电压值Vcrmax以及一第二电压值Vcrmin。
在轻载或空载情况下，根据输出电容上的输出电压Vo，正常模式控制器223会被禁能，而间歇模式控制器224会被致能，用以根据时钟振荡器225所发出的具有预设频率的时钟产生对应的振荡信号。在此同时，由于电流检测电阻227上的电压会等于或低于滞回比较电路226的下限值，滞回比较电路226的输出信号228会控制选择开关222将间歇模式控制器224所产生的振荡信号输出至半桥驱动器221。因此，半桥驱动器221则根据间歇模式控制器224所产生的振荡信号输出控制信号217来驱动半桥转换器212，使得谐振转换器200的主电路210操作在间歇模式下。
在此实施例中，半桥驱动器221根据间歇模式控制器224所产生的振荡信号而输出的控制信号217包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，用以控制半桥式转换器212中的开关元件SW1与SW2。图4为谐振转换器的主电路于间歇模式时的工作波形示意图。如图所示，Vgss2为半桥式转换器212的开关元件SW1的驱动信号，Vgss1为半桥式转换器212的开关元件SW2的驱动信号，ILM为谐振电路213中激磁电感Lm上的激磁电感电流，Ir为谐振电路213的谐振电流(谐振电感上的电流)，Vcr为谐振电路213中的谐振电容电压，ISR为输出整流电路215中二极管DSR1与DSR2的导通电流。
要注意的是，在此实施例中，控制信号217由驱动信号Vgss2与Vgss1所构成，控制信号217于时间t0至t1具有一第一调节脉冲Δt1，并于时间t2至t3具有一第二调节脉冲Δt2，第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2可视为前述的第一脉冲组，而控制信号217中位于时间t1至t2间的多个驱动脉冲所构成的脉冲序列可视为前述的第二脉冲组，但不限定于此。方波产生器212系在时间t0至t1，根据第一调节脉冲Δt1导通半桥式转换器212的开关元件SW1，将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0预先调整到第一电压值Vcrmax与正峰值Immax。接着，在时间t1至t2内，方波产生器212则会根据控制信号217的第二脉冲组中的驱动脉冲，依序导通开关元件SW2与SW1(意即间歇式地导通开关元件SW1与SW2)。再者，在时间t2至t3，方波产生器212则根据第二调节脉冲Δt2，导通开关元件SW1，再将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别预先调整到中间值Vcrmid与0。
第一调节脉冲用以在时间t0至t1对谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM进行预先调整，使得谐振电路在时间t1达到平衡的谐振工作状态(亦称为一种平衡状态)。在此实施例中，所谓平衡的谐振工作状态即表示谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM平衡，且谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM与在正常工作模式时相同，并同时保持了谐振转换器零电压切换的特性。换句话说，时间t1至t2，在开关元件SW1与SW2的控制信号217中每个驱动脉冲的上升沿时，谐振电路213中电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。
在本实施例中，第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2的脉冲宽度由下列方程式所计算出的。
Δt 1 = 1 ω 1 × tg - 1 ( Im max ( Vin - Vcr max ) × Cr × ω 1 )
Vcr ( t 0 ) = Vin - ( Vin - Vcr max ) 2 + Im max Cr × ω 1
Vcr(t0)=(nVo+Vcr max-Vin)×cos(ω0×Δt2)-Lr×ω0×Im max×sin(ω0×Δt2)+Vin-nVo
其中 ω 1 = 1 ( Lr + Lm ) × gCr , ω 0 = 1 ( Lr + Lm ) , Cr代表谐振电容值，Lr代表谐振电感值，Lm代表激磁电感值，Vin代表输入电压，n代表高频变压器214的一、二次侧的匝数比，Immax代表激磁电感电流ILM的正峰值，Vcrmax代表正常工作模式中对应于激磁电感电流ILM为正峰值时谐振电容Cr上的电压值，Vcrmin代表正常工作模式中对应于激磁电感电流ILM为负峰值时谐振电容Cr上的电压值，ω1为第一个驱动脉冲(第一调节脉冲)作用时谐振电路213的振荡角频率，ω0为最后一个驱动脉冲(第二调节脉冲)作用时谐振电路213的振荡角频率，而Vcr(t0)为时间t0时谐振电容Cr上的电压。
在此实施例中，由于时间t1至t2时间歇模式控器224所提供的振荡信号的频率不会随着误差放大信号Vea的波动而变化，并且第一脉冲组已将谐振电路213的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr预先调整至预设值，故可有效地避免在第二脉冲组内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流。此外，由于整个工作周期谐振转换器200皆操作在平衡的工作状态，因此可以满足输出电压波纹、音频噪音以及轻载高效率的要求。
在一实施例中，由于配置了第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2，在第二脉冲组的前几个驱动脉冲周期中的谐振电流尖峰会小于1.8倍平衡的谐振工作状态时的谐振电流Ir，藉以满足低输出电压纹波和音频噪音的一般要求。在另一实施例中，第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2根据前述方程式所配置，在第二脉冲组的前几个驱动脉冲周期中的谐振电流尖峰会小于1.4倍平衡的谐振工作状态时的谐振电流Ir，藉以满足低输出电压纹波和音频噪音的较高要求。在一优选实施例中，第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2进一步微调，使得在第二脉冲组的前几个驱动脉冲周期中的谐振电流尖峰会小于1.2倍平衡的谐振工作状态时的谐振电流Ir，藉以满足低输出电压纹波和音频噪音的更高要求。在图4的实施例中，谐振电容电压Vcr之中间值Vcrmid位于第一电压值Vcrmax与第二电压值Vcrmin之间，但在某些实施例中谐振电容电压Vcr之中间值Vcrmid也可高于第一电压值Vcrmax或低于第二电压值Vcrmin。
图5为间歇工作模式的实施方式。如图所示，间歇模式控制器224包括一驱动脉冲同步电路311、一预设脉冲宽度电路312、一与门313、死区电路314与315以及反相器316。时钟振荡器225用以产生具有预设固定频率的振荡信号，而滞回比较电路226用以设定误差放大信号的一门限值。驱动脉冲同步电路311用以使得滞回比较电路330的输出信号与驱动脉冲达到同步，而预设脉冲宽度电路312用以通过RC延迟来设定单次谐振周期的第一个脉冲(第一调节脉冲)和最后一个脉冲(第二调节脉冲)的宽度。与门313用以控制驱动脉冲的状态，而死区电路314与315则用以产生开关元件SW1与SW2导通切换的死区时间。
图6为谐振转换器的另一实施例。如图所示，谐振转换器300与图4中的谐振转换器200相似，其差异在于控制信号217中第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2的脉冲宽度并非由前述方程式先计算出来的，而是通过检测谐振电路213中的激磁电感电流与谐振电容电压转换器进行及时调整的。为简化说明，谐振转换器300与图4中的谐振转换器200相同的元件与其动作在此不累述。如图所示，控制器220”包括电感Ld作为一激磁电感电流监测元件来监测谐振电路210的激磁电感电流ILM，并将所测得的激磁电感电流ILM送入间歇模式控制器224”。此外，控制器220”亦会监测谐振电路210的谐振电容电压Vcr，并将所测得的谐振电容电压Vcr送入间歇模式控制器224”。间歇模式控制器224”根据所测得的谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM，即时地控制第一、第二调节脉冲的脉冲宽度，使得在控制信号217的第二脉冲组中每个驱动脉冲的上升沿来到时，谐振电路214中激磁电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。
举例而言，在轻载或空载情况下，正常模式控制器223会根据输出电容上的输出电压Vo被禁能，而间歇模式控制器224”则会被致能，用以产生对应的脉冲。在此同时，由于电流检测电阻227上的电压会低于滞回比较电路226的下限值，滞回比较电路226的输出信号228会控制选择开关222将间歇模式控制器224”所产生的振荡信号输出至半桥驱动器221。因此，半桥驱动器221则根据间歇模式控制器224”所产生的振荡信号而输出控制信号217来驱动半桥转换器212，使得谐振转换器200的主电路210操作在间歇模式下。
在间歇模式中，半桥驱动器221根据间歇模式控制器224所产生的振荡信号而输出的控制信号217包括至少一第一脉冲组(例如图4中的第一、第二调节脉冲Δt1与Δt2)以及至少一第二脉冲组(例如图4中时间t1至t2的多个驱动脉冲)，用以控制半桥式转换器212中的开关元件SW1与SW2。在第二脉冲组之前，半桥驱动器221根据间歇模式控制器220”所产生的振荡信号输出一第一调节脉冲Δt1，使得方波产生器212根据第一调节脉冲Δt1导通开关元件SW1，用以将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0预先调整到第一电压值Vcrmax与正峰值Immax，以便使得谐振电路213达到平衡的谐振工作状态。在此实施例中，第一调节脉冲Δt1的脉冲宽度由谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM调整至第一电压值Vcrmax与正峰值Immax所需的时间所决定的。在间歇模式控制器220”判断出谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM已调整至第一电压值Vcrmax与正峰值Immax之后，则会结束第一调节脉冲Δt1。
接着，半桥驱动器221根据间歇模式控制器220”所产生的振荡信号输出第二脉冲组，方波产生器212则会根据控制信号217中的第二脉冲组，依序导通开关元件SW2与SW1。再者，在第二脉冲组结束之后，半桥驱动器221根据间歇模式控制器220”所产生的振荡信号而输出一第二调节脉冲Δt2，使得方波产生器212根据第二调节脉冲Δt2导通开关元件SW1，用以将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别预先调整到中间值Vcrmid与0。在此实施例中，第二调节脉冲Δt2的脉冲宽度由谐振电容电压Vcr调整至中间Vcrmid所需的时间所决定的。在间歇模式控制器判断出谐振电容电压Vcr已调整至中间值Vcrmid之后，则会结束第二调节脉冲Δt2。在某些实施例中，第二调节脉冲Δt2可以省略的，并且第一调节脉冲Δt2也可通过谐振电容电压Vcr调整至第一电压值Vcrmax或激磁电感电流ILM调整至正峰值Immax所需的时间所决定的。
同样地，由于第一脉冲组已将谐振电路213的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr预先调整至预设值，故可有效地避免在第二脉冲组内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流。此外，由于整个工作周期谐振转换器300皆操作在平衡的工作状态，因此可以满足输出电压波纹、音频噪音以及轻载高效率的要求。
图7为谐振转换器操作于间歇模式时的工作波形示意图。如图所示，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中皆包括一第一脉冲组(Δt1与Δt2)以及一第二脉冲组(PS2)。在此实施例中，第二脉冲组PS2为具有多个驱动脉冲的一脉冲序列，而第一脉冲组由位于第二脉冲组PS2之前的第一调节脉冲Δt1以及接在第二脉冲组PS2之后的第二调节脉冲Δt2所构成，但不限定于此。第二调节脉冲Δt2用以在前一个第二脉冲组PS2结束之后，将谐振电容电压Vcr调整到中间值Vcrmid，而第一调节脉冲Δt1用以在后一个第二脉冲组PS2开始之前，将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0调整到第一电压值Vcrmax与正峰值Immax。由于谐振电路的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr已经被调整至第一电压值Vcrmax与正峰值Immax，故可有效地避免在第二脉冲组PS2内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流，使得谐振转换器操作在平衡的工作状态。因此，在第二脉冲组PS2中每个驱动脉冲的上升沿时，电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。要注意的是，第一、第二调节脉冲的脉冲宽度可根据方程式预先计算出，或者是通过检测激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr即时地调整，但不限定于此。在某些实施例中，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中也可以略去第二调节脉冲Δt2，而只包括一第一脉冲组(Δt1)以及一第二脉冲组(PS2)。
图8为谐振转换器操作于间歇模式时的另一工作波形示意图。如图所示，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中皆包括一第一脉冲组PS1(Δt1与Δt2)以及一第二脉冲组(PS2)。在此实施例中，第二脉冲组PS2为具有多个驱动脉冲的一脉冲序列，而第一脉冲组PS1由位于第二脉冲组PS2之前的第一调节脉冲Δt1与第二调节脉冲Δt2所构成，但不限定于此。在后一个第二脉冲组PS2开始之前，第二调节脉冲Δt2用以将谐振电容电压Vcr调整到中间值Vcrmid，而第一调节脉冲Δt1接着将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0调整到第一电压值Vcrmax与正峰值Immax，使得在第二脉冲组PS2中每个驱动脉冲的上升沿时，电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。同样地，第一、第二调节脉冲的脉冲宽度可根据方程式预先计算出，或者是通过检测激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr即时地调整，但不限定于此。在某些实施例中，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中的第一脉冲组PS1也可以略去第二调节脉冲Δt2，而只包括一第一调节脉冲Δt2。
图9为谐振转换器操作于间歇模式时的另一工作波形示意图。如图所示，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中皆包括一第一脉冲组(Δt1_1、Δt1_2、Δt2_1与Δt2_2)以及一第二脉冲组(PS2)。在此实施例中，第二脉冲组PS2为具有多个驱动脉冲的一脉冲序列，而第一脉冲组由位于第二脉冲组PS2之前的第一调节脉冲Δt1_1与Δt1_2以及接在第二脉冲组PS2之后的第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2所构成，但不限定于此。举例而言，第一调节脉冲Δt1_1与Δt1_2可视为一脉冲序列，而第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2可视为另一脉冲序列。
第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2用以在前一个第二脉冲组PS2结束之后，将谐振电容电压Vcr调整到中间值Vcrmid，而第一调节脉冲Δt1_1与Δt1_2用以在后一个第二脉冲组PS2开始之前，将谐振电容电压Vcr和激磁电感电流ILM分别由中间值Vcrmid与0调整到第一电压值Vcrmax与正峰值Immax。由于谐振电路的激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr已经被调整至第一电压值Vcrmax与正峰值Immax，故可有效地避免在第二脉冲组PS2内的前几个驱动脉冲周期中产生很大的谐振电流，使得谐振转换器操作在平衡的工作状态。因此，在第二脉冲组PS2中每个驱动脉冲的上升沿时，激磁电感电流ILM大抵上会相等，谐振电容电压Vcr也大抵上会相等。要注意的是，第一、第二调节脉冲的脉冲宽度可根据方程式预先计算出，或者是通过检测激磁电感电流ILM与谐振电容电压Vcr即时地调整，但不限定于此。第一脉冲组中第一调节脉冲的个数与第二调节脉冲的个数根据谐振电路中谐振元件的个数来决定，但不限定于此。在某一实施例中，第一脉冲组中也可包括更多的第一调节脉冲与第二调节脉冲。在某些实施例中，控制信号在每个间歇模式工作周期BMWP中也可以略去第二调节脉冲Δt2_1与Δt2_2，而只包括第一脉冲组(Δt1_1与Δt1_2)以及第二脉冲组(PS2)。
虽然本发明已以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附权利要求书所界定者为准。

Claims (38)

1.一种谐振转换器，操作于一正常模式或一间歇模式，上述谐振转换器包括：
一方波产生器，用以提供一方波电压；
一谐振电路，用以根据上述方波电压进行谐振；以及
一控制器，用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号驱动上述方波产生器，其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载，上述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，上述第一脉冲组包括至少一第一调节脉冲，而上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，并且上述方波产生器用以根据上述第一调节脉冲对上述谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整，使得上述谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等。
2.如权利要求1所述的谐振转换器，其中上述第一调节脉冲的脉冲宽度通过检测上述激磁电感电流与上述谐振电容电压而即时地调整。
3.如权利要求1所述的谐振转换器，其中当上述谐振转换器操作于上述正常模式下的一平衡状态时，上述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而上述谐振电容电压具有对应于上述正峰值的一第一电压值、对应于上述负峰值的一第二电压值，以及一中间值。
4.如权利要求3所述的谐振转换器，其中上述方波产生器根据上述第一调节脉冲将上述激磁电感电流预先调整至上述正峰值，而上述谐振电容电压预先调整至上述第一电压值。
5.如权利要求3所述的谐振转换器，其中上述第二脉冲组接在上述第一调节脉冲之后，并且上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲接在上述第二脉冲组之后，而上述方波产生器用以根据上述第二调节脉冲对上述谐振电路的上述谐振电容电压进行调整。
6.如权利要求3所述的谐振转换器，其中上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲，上述第一调节脉冲接在上述第二调节脉冲之后，而上述第二脉冲组接在上述第一调节脉冲之后，上述方波产生器根据上述第二调节脉冲对上述谐振电路的上述谐振电容电压进行调整。
7.如权利要求6所述的谐振转换器，其中上述方波产生器根据上述第二调节脉冲将上述谐振电容电压预先调整至上述中间值。
8.如权利要求3所述的谐振转换器，其中上述第一调节脉冲的脉冲宽度由上述谐振电容电压和上述激磁电感电流调整至第一电压值与正峰值所需的时间所决定的。
9.如权利要求3所述的谐振转换器，其中上述第一脉冲组包括多个第一调节脉冲，并且上述第二脉冲组接在上述第一调节脉冲之后，使得上述方波产生器将上述激磁电感电流预先调整至上述正峰值，而上述谐振电容电压预先调整至上述第一电压值。
10.如权利要求9所述的谐振转换器，其中上述第一脉冲组还包括多个第二调节脉冲接在上述第二脉冲组之后，使得上述方波产生器将上述谐振电容电压调整至上述中间值。
11.如权利要求9所述的谐振转换器，其中上述第一调节脉冲的个数根据上述谐振电路中的谐振元件的数量所决定。
12.一种谐振转换器，操作于一正常模式或一间歇模式，上述谐振转换器包括：
一方波产生器，用以提供一方波电压；
一谐振电路，用以根据上述方波电压进行谐振；以及
一控制器，用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号驱动上述方波产生器，其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载，上述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少两个第二脉冲组，上述第一脉冲组位于上述两个第二脉冲组之间，并且包括至少一第一调节脉冲，上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，上述方波产生器用以根据上述第一调节脉冲，调整上述谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压，使得上述谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等。
13.如权利要求12所述的谐振转换器，其中当上述谐振转换器操作于上述正常模式下的一平衡状态时，上述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而上述谐振电容电压具有对应于上述正峰值的一第一电压值、对应于上述负峰值的一第二电压值，以及一中间值。
14.如权利要求13所述的谐振转换器，其中上述方波产生器根据上述第一调节脉冲将上述激磁电感电流预先调整至上述正峰值，而上述谐振电容电压预先调整至上述第一电压值。
15.如权利要求13所述的谐振转换器，其中上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲接在上述第二脉冲组之后，使得上述方波产生器将上述谐振电路的上述谐振电容电压调整至上述中间值。
16.如权利要求13所述的谐振转换器，其中上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲，上述第一调节脉冲接在上述第二调节脉冲之后，上述方波产生器根据上述第二调节脉冲将上述谐振电路的上述谐振电容电压调整至上述中间值。
17.如权利要求13所述的谐振转换器，其中上述第一调节脉冲的个数根据上述谐振电路中的谐振元件的数量所决定。
18.如权利要求13所述的谐振转换器，其中上述第一调节脉冲的脉冲宽度通过检测上述激磁电感电流与上述谐振电容电压而即时地调整。
19.一种谐振转换器的间歇模式控制方法，上述谐振转换器操作于一正常模式或一间歇模式，上述间歇模式控制方法包括：
在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中，提供至少一第一调节脉冲，用以对一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压进行预先调整，其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载；以及
在上述第一调节脉冲之后，提供至少一脉冲序列，用以间歇式地导通一方波产生器中的多个开关元件，其中上述脉冲序列包括多个驱动脉冲，并且上述第一调节脉冲用以调整上述谐振电路的上述激磁电感电流以及上述谐振电容电压，使得上述谐振转换器在上述脉冲序列中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等。
20.如权利要求19所述的谐振转换器的间歇模式控制方法，其中当上述谐振转换器操作于上述正常模式下的一平衡状态时，上述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而上述谐振电容电压具有对应于上述正峰值的一第一电压值、对应于上述负峰值的一第二电压值，以及一中间值。
21.如权利要求20所述的谐振转换器的间歇模式控制方法，其中上述第一调节脉冲用以将上述激磁电感电流预先调整至上述正峰值，而上述谐振电容电压预先调整至上述第一电压值。
22.如权利要求20所述的谐振转换器的间歇模式控制方法，还包括提供至少一第二调节脉冲接在上述脉冲序列之后，用以将上述谐振电路的上述谐振电容电压调整至上述中间值，上述中间值位于上述第一、第二电压值之间。
23.如权利要求20所述的谐振转换器的间歇模式控制方法，还包括于上述第一调节脉冲之前，提供至少一第二调节脉冲，用以将上述谐振电路的上述谐振电容电压调整至上述中间值。
24.如权利要求19所述的谐振转换器的间歇模式控制方法，其中上述第一调节脉冲的个数根据上述谐振电路中的谐振元件的数量所决定。
25.如权利要求19所述的谐振转换器的间歇模式控制方法，其中上述第一调节脉冲的脉冲宽度通过检测上述激磁电感电流与上述谐振电容电压而即时地调整。
26.一种用于谐振转换器的控制器，上述谐振转换器操作于一正常模式或一间歇模式，上述控制器用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号，该控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少一第二脉冲组，上述第一脉冲组包括至少一第一调节脉冲，上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，上述第一调节脉冲用以预先调整一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压，使得一谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等；其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载。
27.如权利要求26所述的控制器，其中上述第一调节脉冲的脉冲宽度通过检测上述激磁电感电流与上述谐振电容电压而即时地调整。
28.如权利要求26所述的控制器，其中当上述谐振转换器操作于上述正常模式下的一平衡状态时，上述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而上述谐振电容电压具有对应于上述正峰值的一第一电压值、对应于上述负峰值的一第二电压值，以及一中间值。
29.如权利要求28所述的控制器，其中上述第一调节脉冲用于将上述激磁电感电流预先调整至上述正峰值，而上述谐振电容电压预先调整至上述第一电压值。
30.如权利要求28所述的控制器，其中上述第二脉冲组接在上述第一调节脉冲之后，并且上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲接在上述第二脉冲组之后，用以对上述谐振电路的上述谐振电容电压进行调整。
31.如权利要求28所述的控制器，其中上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲，上述第一调节脉冲接在上述第二调节脉冲之后，而上述第二脉冲组接在上述第一调节脉冲之后，上述第二调节脉冲用于将上述谐振电路的上述谐振电容电压预先调整至上述中间值。
32.如权利要求28所述的控制器，其中上述第一调节脉冲的脉冲宽度由上述谐振电容电压和上述激磁电感电流调整至第一电压值与正峰值所需的时间所决定。
33.一种用于谐振转换器的控制器，上述谐振转换器操作于一正常模式或一间歇模式，上述控制器用以在上述间歇模式的一间歇模式工作周期中提供一控制信号，上述控制信号包括至少一第一脉冲组以及至少两个第二脉冲组，上述第一脉冲组位于上述两个第二脉冲组之间，并且包括至少一第一调节脉冲，上述第二脉冲组包括多个驱动脉冲，上述第一调节脉冲用以调整一谐振电路的一激磁电感电流以及一谐振电容电压，使得一谐振转换器在上述第二脉冲组中的每个驱动脉冲的上升沿时，上述激磁电感电流相等，并且上述谐振电容电压也相等；其中于上述间歇模式时上述谐振转换器操作于轻载或空载。
34.如权利要求33所述的控制器，其中当上述谐振转换器操作于上述正常模式下的一平衡状态时，上述激磁电感电流会具有一正峰值以及一负峰值，而上述谐振电容电压具有对应于上述正峰值的一第一电压值、对应于上述负峰值的一第二电压值，以及一中间值。
35.如权利要求34所述的控制器，其中上述第一调节脉冲用于将上述激磁电感电流预先调整至上述正峰值，而上述谐振电容电压预先调整至上述第一电压值。
36.如权利要求34所述的控制器，其中上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲，接在上述第二脉冲组之后，用于将上述谐振电路的上述谐振电容电压调整至上述中间值。
37.如权利要求34所述的控制器，其中上述第一脉冲组还包括至少一第二调节脉冲，上述第一调节脉冲接在上述第二调节脉冲之后，用于将上述谐振电路的上述谐振电容电压调整至上述中间值。
38.如权利要求34所述的控制器，其中上述第一调节脉冲的脉冲宽度由上述谐振电容电压和上述激磁电感电流调整至第一电压值与正峰值所需的时间所决定。
CN201010002872.3A 2010-01-21 2010-01-21 谐振转换器以及其间歇模式控制方法 Active CN102136801B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201010002872.3A CN102136801B (zh) 2010-01-21 2010-01-21 谐振转换器以及其间歇模式控制方法
US13/004,491 US8582321B2 (en) 2010-01-21 2011-01-11 Resonant converters and burst mode control method thereof

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201010002872.3A CN102136801B (zh) 2010-01-21 2010-01-21 谐振转换器以及其间歇模式控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102136801A CN102136801A (zh) 2011-07-27
CN102136801B true CN102136801B (zh) 2014-02-19

Family

ID=44277478

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201010002872.3A Active CN102136801B (zh) 2010-01-21 2010-01-21 谐振转换器以及其间歇模式控制方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8582321B2 (zh)
CN (1) CN102136801B (zh)

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8947893B2 (en) * 2010-11-11 2015-02-03 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Switch controller and converter including the same for prevention of damage
CN103107708B (zh) * 2011-11-15 2015-05-13 登丰微电子股份有限公司 谐振式转换电路及谐振控制器
JP6008521B2 (ja) * 2012-03-09 2016-10-19 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
CN103427646A (zh) * 2012-05-17 2013-12-04 新能微电子股份有限公司 降低电源供应器低频噪音方法及电源供应器
ITMI20121231A1 (it) * 2012-07-16 2014-01-17 St Microelectronics Srl Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
US9871459B2 (en) * 2013-05-30 2018-01-16 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for deriving current for control in a resonant power converter
JP5867476B2 (ja) * 2013-09-30 2016-02-24 サンケン電気株式会社 電流共振型電源装置
CN106063104B (zh) 2014-02-27 2020-01-17 丹麦技术大学 开关受控谐振dc-dc电力转换器
WO2015138547A1 (en) * 2014-03-14 2015-09-17 Arctic Sand Technologies, Inc. Charge pump stability control
US9455640B2 (en) * 2015-02-20 2016-09-27 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power-supply device
US10673339B2 (en) * 2015-07-23 2020-06-02 Texas Instruments Incorporated Hysteretic control for transformer based power converters
US10003269B2 (en) * 2016-01-26 2018-06-19 Dialog Semiconductor Inc. Smart Grouping control method for power converter switching noise management
US20170373600A1 (en) * 2016-06-23 2017-12-28 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Multi-mode switching power converter
US10193455B2 (en) * 2016-08-19 2019-01-29 Semiconductor Components Industries, Llc Resonant capacitor stabilizer in resonant converters
CN109450254B (zh) * 2018-11-12 2020-02-21 东南大学 一种两级变换器的间歇模式的控制方法
US11081966B2 (en) 2018-12-13 2021-08-03 Power Integrations, Inc. Multi zone secondary burst modulation for resonant converters
JP6988839B2 (ja) * 2019-02-01 2022-01-05 オムロン株式会社 共振型コンバータ制御回路とその制御方法及び共振型コンバータ
CN110752750B (zh) * 2019-10-14 2021-09-10 成都芯源***有限公司 谐振变换器及其控制电路和控制方法
CN110995025A (zh) * 2019-12-20 2020-04-10 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种开关电源电路
US11005363B1 (en) * 2020-04-08 2021-05-11 Delta Electronics (Thailand) Public Company Limited Resonant power converter and current synthesizing method therefor
CN113676049B (zh) * 2020-05-14 2023-06-27 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流变换器的控制方法及直流变换器
TWI777412B (zh) * 2020-06-29 2022-09-11 立錡科技股份有限公司 諧振半橋返馳電源供應器及其一次側控制電路與控制方法
TWI765547B (zh) * 2021-01-28 2022-05-21 台達電子工業股份有限公司 具有磁偏平衡控制之隔離型轉換裝置及其磁偏平衡控制方法
CN112953282A (zh) * 2021-02-04 2021-06-11 苏州博思得电气有限公司 一种高压发生器、射线成像设备及高压发生器的控制方法
US11799382B2 (en) * 2021-03-03 2023-10-24 Semiconductor Components Industries, Llc Resonant converter with dual-mode control
CN115378265A (zh) * 2021-05-19 2022-11-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
CN113768612B (zh) * 2021-07-30 2023-12-22 苏州艾科脉医疗技术有限公司 用于导管的高压发射电路及消融工具
JP2023049712A (ja) * 2021-09-29 2023-04-10 国立大学法人 岡山大学 制御方法、制御装置及び制御システム
CN113765406B (zh) * 2021-09-29 2024-02-09 阳光电源股份有限公司 Llc谐振电路的打嗝控制方法、装置
CN114189166B (zh) * 2021-12-16 2024-01-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 轻载控制电路、方法及谐振变换器
CN117811552B (zh) * 2024-03-01 2024-05-28 上海励驰半导体有限公司 Pwm信号死区时间的动态配置方法、装置、芯片及设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101277068A (zh) * 2008-02-21 2008-10-01 崇贸科技股份有限公司 同步调整电源转换器及同步调整电路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6166926A (en) 2000-01-11 2000-12-26 Thomson Licensing S.A. Zero voltage switching power supply with burst mode
US8134851B2 (en) * 2003-11-04 2012-03-13 International Rectifier Corporation Secondary side synchronous rectifier for resonant converter
DK1813012T3 (da) 2004-10-27 2010-12-20 Texas Instr Cork Ltd ACDC-omformer
JP4797637B2 (ja) * 2006-01-16 2011-10-19 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置
TWI340527B (en) 2006-08-17 2011-04-11 Delta Electronics Inc Resonant converter and burst mode starting method thereof
US20080137379A1 (en) * 2006-12-12 2008-06-12 Hong Mao Pulse width modulation for synchronous rectifiers in DC-DC converters
JP4378400B2 (ja) * 2007-08-28 2009-12-02 日立コンピュータ機器株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及び双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US20090086512A1 (en) * 2007-09-28 2009-04-02 Infineon Technologies Austria Ag Driving a primary-side switch and a secondary-side rectifier element in a switching converter
TWI346440B (en) * 2008-01-31 2011-08-01 Lite On Technology Corp Controller for use in resonant direct current/direct current converter
EP2269293B1 (en) * 2008-02-04 2013-04-10 Nxp B.V. Method of operating a resonant power converter and a controller therefor
TWI363481B (en) * 2008-03-28 2012-05-01 Delta Electronics Inc Synchronous rectifying circuit having burst mode controller and controlling method thereof

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101277068A (zh) * 2008-02-21 2008-10-01 崇贸科技股份有限公司 同步调整电源转换器及同步调整电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN102136801A (zh) 2011-07-27
US20110176335A1 (en) 2011-07-21
US8582321B2 (en) 2013-11-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102136801B (zh) 谐振转换器以及其间歇模式控制方法
US8184456B1 (en) Adaptive power converter and related circuitry
CN102291000B (zh) 开关电源集成电路
US10141868B2 (en) Method and apparatus for resonant power conversion
JP5659575B2 (ja) マルチフェーズ型コンバータ
CN101515756B (zh) 具有多种模式的用于高效功率控制的方法和***
CN101232249B (zh) 用于功率转换器的同步调节电路及其方法
CN102594149B (zh) 有超低无负载功耗的最优动态负载响应的开关功率转换器
CN102801318B (zh) 谐振式功率转换器的控制电路与控制方法
CN103326580A (zh) 直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法
CN104040860A (zh) 具有过电压保护的led电源
CN102132478A (zh) 具有动态阈值的磁滞降压变换器
CN102801341A (zh) 具有pfc和dc/dc转换器的ac/dc转换器
CN101483383B (zh) 用于功率转换器的具有可编程反馈电路的切换控制器
CN104201890B (zh) 控制开关模式电源中的最小脉宽的方法
CN102916593A (zh) 功率转换器电路
CN101753032A (zh) 开关电源装置和开关电源控制电路
US11611228B2 (en) Power cycle modulation control for power converters
CN108141047A (zh) 无线充电接收器
CN100420135C (zh) 不断电供电***的控制方法
US20240146211A1 (en) Power Supply and Method of Supplying Power To Load
Hu et al. A single stage micro-inverter based on a three-port flyback with power decoupling capability
CN103138593B (zh) 电源供应器
TWI420792B (zh) 諧振轉換器以及其間歇模式控制方法
Wang et al. A primary-sided CLC compensated wireless power transfer system based on the class D amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant