JP2011041387A - 直流−直流変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング電源等における直流−直流変換技術に関し、スイッチング損失が小さくスイッチング時のノイズが小さい直流−直流変換回路を実現する。
【解決手段】変圧器6には漏れインダクタンスAが存在する。半導体スイッチング素子4、5は寄生ダイオード又は並列に接続されたダイオードにより逆方向電流に対しては常に導通状態となる。半導体スイッチング素子4、5には並列に寄生キャパシタンスB、Cが存在する。半導体スイッチング素子4、5は、インバータとして機能する。寄生キャパシタンスB、Cは変圧器6の漏れインダクタンスAによって充電される際に、充電電圧が直流電源の電圧まで達しないキャパシタンス値に設定される。
【選択図】図1
【解決手段】変圧器6には漏れインダクタンスAが存在する。半導体スイッチング素子4、5は寄生ダイオード又は並列に接続されたダイオードにより逆方向電流に対しては常に導通状態となる。半導体スイッチング素子4、5には並列に寄生キャパシタンスB、Cが存在する。半導体スイッチング素子4、5は、インバータとして機能する。寄生キャパシタンスB、Cは変圧器6の漏れインダクタンスAによって充電される際に、充電電圧が直流電源の電圧まで達しないキャパシタンス値に設定される。
【選択図】図1
Description
本発明は、スイッチング電源等における直流−直流変換技術に関する。
スイッチング電源等においては、直流−直流変換回路が用いられている。
図7は、直流−直流変換回路を用いたスイッチング電源回路の従来技術の回路構成図である。また、図8は、上記従来技術の動作タイミングチャートである。
図7は、直流−直流変換回路を用いたスイッチング電源回路の従来技術の回路構成図である。また、図8は、上記従来技術の動作タイミングチャートである。
図7において、1は直流電源、2、3はコンデンサ、4、5は半導体スイッチング素子、6は変圧器、7〜10はダイオード、11はインダクタ、12はコンデンサ、13は負荷である。変圧器6には漏れインダクタンスAが存在する。半導体スイッチング素子4、5は寄生ダイオード又は並列に接続されたダイオードにより逆方向電流に対しては常に導通状態となる。なお、半導体スイッチング素子4、5には並列に寄生キャパシタンスB、Cが存在する。半導体スイッチング素子4、5は、インバータとして機能する。
図8にその動作を示す。半導体スイッチング素子4をオンすると、変圧器6にコンデンサ2の電圧(E/2)が正極性で印加され、半導体スイッチング素子5をオンするとコンデンサ3の電圧(E/2)が負極性で変圧器6に印加される。正負の電圧を交互に印加することで高周波の交流を変圧器6に入力する。この周波数は、変圧器の小形化、騒音防止のため10kHz以上とするのが一般的である。変圧器6によってこれを変圧、絶縁した後ダイオード7〜10からなるダイオード整流器により整流し、インダクタ11及びコンデンサ12により平滑することで負荷13に直流電圧を供給する。
負荷13に印加する電圧は、パルス幅制御により、変圧器6に電圧を印加する期間の時比率を変えることで制御可能である。変圧器6に正の電圧を印加する期間と、負の電圧を印加する期間の間には半導体スイッチング素子4、5を共にオフする期間を設ける。この期間においてもインダクタ11の作用により負荷側には電流が流れ続ける。以下、この期間を環流期間と称する。環流期間においてはダイオード7〜10が全てオンし、変圧器6の印加電圧は0Vとなる。この回路の目的は、直流電源1と負荷13とを絶縁するとともに、上述のパルス幅制御により直流電源1の電圧変動にかかわらず負荷13に印加する電源を安定化することにある。
この回路において、例えば半導体スイッチング素子4がオンすると、変圧器6の一次側では、コンデンサ2→半導体スイッチング素子4→漏れインダクタンスA→変圧器6→コンデンサ2の経路で電流が流れる。これに伴い二次側では、ダイオード7、10が導通してインダクタ11に電流が供給される。半導体スイッチング素子4がオフした直後の回路の状態を図9に示す。半導体スイッチング素子4がオフすると変圧器6の一次電流は減少するが、漏れインダクタンスAの作用により瞬時には0にならない。このため、コンデンサ2→寄生キャパシタンスB→漏れインダクタンスA→変圧器6→コンデンサ2の経路で電流が流れ寄生キャパシタンスBが充電されるとともに、コンデンサ3→寄生キャパシタンスC→漏れインダクタンスA→変圧器6→コンデンサ3の経路で電流が流れ寄生キャパシタンスCが放電される。寄生キャパシタンスCの電圧が0V以下になると半導体スイッチング素子5の並列ダイオードが導通し、更に電流が流れ続ける。一次電流の減少に比例して二次電流も減少するが、インダクタ11はその平滑作用により以前と同じ値の電流を流そうとする。このためダイオード7、10に加えてダイオード8、9も導通し減少した分の電流を流す。ダイオード7〜10が全て導通するため二次側は短絡状態となり、Erは0Vとなる。従って、回路素子の電圧降下等を無視すれば、E2、E1も0Vとなる。半導体スイッ
チング素子5の並列ダイオードが導通した状態では、漏れインダクタンスAの両端に印加される電圧はコンデンサ3の電圧すなわちE/2となり、この電圧により電流が減少する。電流が小さくなると半導体スイッチング素子5の並列ダイオードがオフする。そして、漏れインダクタンスAの電流は、半導体スイッチング素子4、5の寄生キャパシタンスB、Cとの共振を経たあと減衰して0Aとなり、変圧器6の一次電圧は0Vとなる。
チング素子5の並列ダイオードが導通した状態では、漏れインダクタンスAの両端に印加される電圧はコンデンサ3の電圧すなわちE/2となり、この電圧により電流が減少する。電流が小さくなると半導体スイッチング素子5の並列ダイオードがオフする。そして、漏れインダクタンスAの電流は、半導体スイッチング素子4、5の寄生キャパシタンスB、Cとの共振を経たあと減衰して0Aとなり、変圧器6の一次電圧は0Vとなる。
図10は半導体スイッチング素子4の両端電圧を示している。半導体スイッチング素子4がオフすると半導体スイッチング素子5の導通にともない電圧は一旦Eまで上昇し、その後、上述の共振を経た後に変圧器6の一次電圧が0Vになると、E/2となる。次に、半導体スイッチング素子5にオン信号が与えられることで順方向にオンすると、半導体スイッチング素子4の電圧はEとなる。
開示する技術の例として、下記先行技術文献が存在する。
しかしながら、上述の従来技術では、変圧器への印加電圧はE/2であるのに対し、半導体スイッチング素子のターンオフ時に印加される電圧は上述のように漏れインダクタンスの作用によりEとなる。このため、上述の従来技術は、大きなスイッチング損失を発生するという問題点を有していた。
また、上述の従来技術は、スイッチング時の大きな電圧変化によりノイズを発生するという問題点も有していた。
そこで、本発明の1つの側面では、スイッチング損失の小さな直流−直流変換回路を実現することを目的とする。また、好ましくは、スイッチング時のノイズを低減することを目的とする。
そこで、本発明の1つの側面では、スイッチング損失の小さな直流−直流変換回路を実現することを目的とする。また、好ましくは、スイッチング時のノイズを低減することを目的とする。
態様の一例は、各々直列に接続された半導体スイッチング素子を用いて直流電源の直流電圧を交流に変換するインバータと、変圧器と、整流回路とを縦続接続し、整流回路の出力に平滑インダクタと平滑コンデンサとの直列回路を接続し、平滑コンデンサの両端に負荷を接続し、整流回路の出力の一端に転流コンデンサの一端を接続し、転流コンデンサの他端と第1ダイオードの一端を接続し、第1ダイオードの他端と整流回路の出力の他端とを接続し、第1ダイオードの一端と、平滑インダクタと平滑コンデンサの接続点との間に、第2ダイオードをそれぞれ並列に接続して構成される直流−直流変換回路として実現され、以下の構成を有する。
即ち、半導体スイッチング素子に各々並列に接続され、変圧器の漏れインダクタンスによって充電される際に、充電電圧が直流電源の電圧まで達しないキャパシタンス値に設定されるコンデンサを備える。
本発明によれば、ターンオフ時の半導体スイッチング素子の印加電圧がEからE/2程度まで低減され、これに伴いスイッチング損失を減少させることが可能となる。
また、本発明によれば、スイッチング時の電圧変化とその後の振動が抑制され、発生ノイズを低減させることが可能となる。
また、本発明によれば、スイッチング時の電圧変化とその後の振動が抑制され、発生ノイズを低減させることが可能となる。
以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
図1は、本発明の第1の実施形態の回路構成図である。図7と同一の部分については、同一記号を付してその説明は省略する。図1において、14はコンデンサ、15、16はダイオードである。なお、14〜16からなる回路は、特許文献1に整流ダイオードのためのスナバとして示されている。ただし、一次側回路への作用については言及されていない。
図1は、本発明の第1の実施形態の回路構成図である。図7と同一の部分については、同一記号を付してその説明は省略する。図1において、14はコンデンサ、15、16はダイオードである。なお、14〜16からなる回路は、特許文献1に整流ダイオードのためのスナバとして示されている。ただし、一次側回路への作用については言及されていない。
図1において、半導体スイッチング素子4がオンして変圧器6に電圧が印加されると、整流電圧Erは定常状態では出力電圧Eoより高いため、コンデンサ14→ダイオード15→コンデンサ12の経路で電流が流れ、コンデンサ14が充電される。コンデンサ14を充電する起電力はEr-Eoであるが、漏れインダクタンスAとコンデンサ14とがLC共振を起こす影響で、およそその2倍まで充電される。
半導体スイッチング素子4がオフして環流期間に入ると、図2の動作説明図に示されるように、ダイオード16→コンデンサ14→インダクタ11の経路で、コンデンサ14の放電が行われる。この放電中には、ダイオードの順電圧降下を無視すると、Erはコンデンサ14の電圧に等しくなり、図7に示した回路とは異なり、ただちに0Vにはならない。このため、E2、E1も、或る値の電圧を維持する。漏れインダクタンスAは、対抗電圧E1に向かって電流を流し込むことになるため、図7の場合よりも早く減少する。漏れインダクタンスAが十分小さく電流変化率が大きいか、寄生キャパシタンスB、Cが十分大きく電圧変化率が小さければ、半導体スイッチング素子5が逆方向にオンする前に電流が0Aとなる。このため、半導体スイッチング素子4のターンオフ時に、半導体スイッチング素子4に印加される電圧は、図3の動作波形図に示されるように、Eより小さくなる。
この効果を明確に出すためには、まず漏れインダクタンスAの値を小さくすることが望ましいが、不可能な場合には寄生キャパシタンスB、Cを大きくする。図1では、寄生キャパシタンスを利用しているが、不足の場合には並列にコンデンサを追加する。ただし、このコンデンサを大きくしすぎると、半導体スイッチング素子5がオンした際に、寄生キャパシタンスBはE/2→Eに充電、寄生キャパシタンスCはE/2→0Vに放電されるが、この際の充放電電流が大きくなってこれに伴う損失が大きくなる。このため、上記コンデンサの値は、最小限とする必要がある。
図1において、一次側回路はハーフブリッジ構成としたが、フルブリッジ構成でもかまわない。この場合は、並列コンデンサを全ての半導体スイッチング素子に並列に設けるか、或いは、片方の直列素子の上下にのみ設けることができる。
図4に、本発明の第2の実施形態の回路構成を示す。図4において、101、102はコンデンサである。そのキャパシタンスはコンデンサ2、3よりも十分小さく、また寄生キャパシタンスB、Cより大きいものを適用する。また、103,104は、半導体スイッチング素子である。図4の構成を有する第2の実施形態の回路は、漏れインダクタンスAを十分小さくできない場合に適用することができる。
例えば半導体スイッチング素子4がオフする際、半導体スイッチング素子104をオンしておく。半導体スイッチング素子4の両端電圧がコンデンサ101の電圧を超えると、半導体スイッチング素子103が逆方向に導通し、図5の動作説明図に示されるように、コンデンサ101→半導体スイッチング素子104→半導体スイッチング素子103→漏れインダクタンスA→変圧器6→コンデンサ2→半導体スイッチング素子4の経路、及びコンデンサ102→半導体スイッチング素子104→半導体スイッチング素子103→漏れインダクタンスA→変圧器6→コンデンサ3→コンデンサ102の経路で電流が流れる。この結果、コンデンサ101は充電、コンデンサ102は放電される。
この動作中は、半導体スイッチング素子4の両端電圧は、およそコンデンサ101の電圧と等しくなる。この結果、半導体スイッチング素子4の電圧変化が抑制され、その間に漏れインダクタンスAの電流が減衰する。このため、漏れインダクタンスAの値がある程度大きくても、半導体スイッチング素子4の電圧は、E/2付近に抑制される。
半導体スイッチング素子5をオンする際には、あらかじめ半導体スイッチング素子104をオフしておくことで、半導体スイッチング素子5を介してコンデンサ101がEまで充電、コンデンサ102が0Vまで放電されることを防止する。半導体スイッチング素子5がオフした際には、半導体スイッチング素子103をあらかじめオンしておくことで、コンデンサ101が放電、コンデンサ102が充電される。
図4においても、一次側回路はフルブリッジ構成でもかまわない。この場合は、101〜104からなる回路を、両方の半導体スイッチング素子直列回路に設けるか、或いは、片方にのみ設けることができる。
図6に、本発明の第3の実施形態の回路構成を示す。105は電圧依存性キャパシタであり、印加電圧が0Vから定格電圧まで増加するにつれて、そのキャパシタンスが数分の1から数10分の1に減少する性質がある。このような特性を示すものとしては、半導体の寄生キャパシタンスや、一部のセラミックコンデンサが知られている。
半導体スイッチング素子4のターンオフ時に、電圧依存性キャパシタ105は最初E/2に充電されているが、漏れインダクタンスAにより放電される。半導体スイッチング素子4の電圧がE/2付近、すなわち電圧依存性キャパシタ105の電圧が0V付近になると、電圧依存性キャパシタ105のキャパシタンスが急増して電圧変化を妨げる。このため、半導体スイッチング素子4の電圧はE/2付近に留まる。
半導体スイッチング素子5がオンすると、電圧依存性キャパシタ105は逆極性にE/2まで充電されるが、電圧の上昇に伴い電圧依存性キャパシタ105のキャパシタンスは急激に小さくなるため、充電電流が抑制される。このため、通常のコンデンサを設けた場合よりも、充電に伴う損失を小さく抑えつつ、素子電圧E/2付近での電圧抑制効果を発揮することができる。
図6において、電圧依存性キャパシタ105が接続されるコンデンサ2、3は、ハーフブリッジ構成の直列コンデンサを兼用しているが、コンデンサ2、3とは別に直列コンデンサを設けてもかまわない。更に、一次側回路をフルブリッジ構成とし、各々又は片方の
半導体スイッチング素子直列回路に、電圧依存性キャパシタ105に相当するコンデンサと直列コンデンサからなる回路を設けることができる。
半導体スイッチング素子直列回路に、電圧依存性キャパシタ105に相当するコンデンサと直列コンデンサからなる回路を設けることができる。
以上説明した各実施形態によれば、ターンオフ時の半導体スイッチング素子の印加電圧がEからE/2程度まで低減され、これに伴いスイッチング損失を減少させることが可能となる。
また、上記各実施形態によれば、スイッチング時の電圧変化とその後の振動が抑制され、発生ノイズを低減させることが可能となる。
1 直流電源
2、3、12、14、101、102 コンデンサ
4、5、103、104 半導体スイッチング素子
6 変圧器
7〜10、15、16、 ダイオード
11 インダクタ
13 負荷
105 電圧依存性キャパシタ
A 漏れインダクタンス
B、C 寄生キャパシタンス
2、3、12、14、101、102 コンデンサ
4、5、103、104 半導体スイッチング素子
6 変圧器
7〜10、15、16、 ダイオード
11 インダクタ
13 負荷
105 電圧依存性キャパシタ
A 漏れインダクタンス
B、C 寄生キャパシタンス
Claims (3)
- 各々直列に接続された半導体スイッチング素子を用いて直流電源の直流電圧を交流に変換するインバータと、変圧器と、整流回路とを縦続接続し、整流回路の出力に平滑インダクタと平滑コンデンサとの直列回路を接続し、該平滑コンデンサの両端に負荷を接続し、該整流回路の出力の一端に転流コンデンサの一端を接続し、該転流コンデンサの他端と第1ダイオードの一端を接続し、該第1ダイオードの他端と該整流回路の出力の他端とを接続し、該第1ダイオードの一端と、該平滑インダクタと該平滑コンデンサの接続点との間に、第2ダイオードをそれぞれ並列に接続して構成される直流−直流変換回路において、
前記半導体スイッチング素子に各々並列に接続され、前記変圧器の漏れインダクタンスによって充電される際に、該充電による充電電圧が前記直流電源の電圧まで達しないキャパシタンス値に設定されるコンデンサを備える、
ことを特徴とする直流−直流変換回路。 - 前記半導体スイッチング素子に各々並列にスイッチ素子と並列コンデンサとの直列回路を設け、該半導体スイッチング素子のターンオフ時には該スイッチ素子を導通させ、該半導体スイッチング素子に直列に接続された他の半導体スイッチング素子のターンオン時には該スイッチ素子を遮断して、該半導体スイッチング素子のターンオフ時における電圧、及び該並列コンデンサの最大電圧が、前記直流電源の電圧の略1/2となるようにする、
ことを特徴とする請求項1に記載の直流−直流変換回路。 - 前記直流電源と並列に各々直列に接続されたコンデンサ回路を接続し、該コンデンサ回路相互の接続点と、前記半導体スイッチング素子相互の接続点の間に、電圧を印加するとキャパシタンスが減少する電圧依存性キャパシタを接続する、
ことを特徴とする請求項1に記載の直流−直流変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2009185692A JP2011041387A (ja) | 2009-08-10 | 2009-08-10 | 直流−直流変換回路 |
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JP2009185692A JP2011041387A (ja) | 2009-08-10 | 2009-08-10 | 直流−直流変換回路 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2012249351A (ja) * | 2011-05-25 | 2012-12-13 | Hitachi Ltd | 直流電源装置 |
KR101558662B1 (ko) | 2013-10-10 | 2015-10-08 | 현대자동차주식회사 | 스위칭 전원 장치 및 이를 포함하는 배터리 충전 장치 |
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2009
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Legal Events
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