JP6096133B2 - 負荷駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、商用交流電源から供給された交流電圧を整流して、負荷に直流電力を供給するための高力率の負荷駆動装置に関する。

商用交流電源を使用する負荷駆動装置には、高調波電流規制に対応することが強く望まれている。上記課題を解決するものとして、負荷に任意の電圧を出力させる降圧型チョッパ回路に、力率改善機能を持たせた昇圧型チョッパ回路を付加する構成、すなわち２コンバータ方式の電源回路が知られている。例えば、特許文献１の段落００１８には、「力率改善回路３は、チョークコイルＬ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と、トランジスタＱ１と、電流検出部７とを直列的に接続し、コンデンサＣ１の電圧を出力電圧Ｖｐｆｃとして負荷のＤＣ／ＤＣコンバータ５に供給する構成を有し、」と記載されている。しかしながら、特許文献１に示された回路構成では、２つのチョッパ回路を備えるため、部品点数が増加するとともに装置自体も大型化する問題があった。

それに対して、力率改善機能を有しながら任意の出力電圧を得ることができ、小型化できるワンコンバータ回路構成が知られている。例えば、特許文献２の図６には、従来の高力率形スイッチング電源装置として、入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式が示されている。

特開２０１０−１１５０８８号公報 特開２００２−３００７８０号公報

しかしながら、ワンコンバータ方式の回路を備えた負荷駆動装置では、整流回路（ダイオードブリッジ）で全波整流された電圧波形に比例させるようにインダクタ電流をスイッチ素子で制御することにより、入力電流波形を正弦波状に近似させて高調波を抑制している。よって、整流回路後に大容量の平滑コンデンサを配置して電圧波形を平滑化することができない。そのため、コンバータ出力に交流周波数帯のリップルが現れるという問題があった。

また、２コンバータ方式の回路を備えた負荷駆動装置は、出力に交流周波数帯のリップルが現れないという利点がある。しかし、制御回路が各々に必要となるため部品点数が増え、部品コストや組み立てコストなどの製造コストが上昇するという問題があった。

そこで、本発明は、ワンコンバータ回路構成でありながら、出力リップルを低減した負荷駆動装置を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明の負荷駆動装置では、交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の正極と負極との間に、第１整流素子とスイッチ素子と第１リアクトルとが直列接続され、前記第１リアクトルの両端に第２整流素子と第３整流素子と第１平滑コンデンサとが直列接続されて、前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、前記スイッチ素子と前記第１平滑コンデンサと前記第３整流素子とからなる第１直列回路を共有し、前記第１直列回路に第４整流素子が並列接続され、前記第３整流素子の両端に第２リアクトルと第２平滑コンデンサとが直列接続されて、前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇降圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部とを備える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、ワンコンバータ回路構成でありながら、出力リップルを低減した負荷駆動装置を提供することができる。

本実施形態における負荷駆動装置を示す回路図である。 負荷駆動装置の動作の説明図である。 負荷駆動装置の各部における波形図である。 図３の時間領域Ａ部の時間軸を拡大した波形図である。 負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。 負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態における負荷駆動装置１の概略構成を示す回路図である。
図１に示すように、負荷駆動装置１は、整流回路ＢＤ１と、力率改善回路２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３と、駆動制御回路４とを含んで構成されている。
整流回路ＢＤ１は、例えばダイオードブリッジであり、交流電源Ｖａｃの交流電圧を全波整流して、力率改善回路２に供給するものである。

力率改善回路２は、整流回路ＢＤ１が出力した整流電圧と整流電流との間の位相差を少なくすることで力率を改善するとともに、整流出力電圧を所定の直流電圧に昇降圧して、ＤＣ／ＤＣコンバータ３に印加するものである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、力率改善回路２で昇降圧された直流電圧を、さらに電圧変換して負荷１０に印加するものである。駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング動作を制御して、力率改善回路２による昇降圧とＤＣ／ＤＣコンバータ３による降圧とを同期して行わせるものである。

力率改善回路２は、整流回路ＢＤ１の正極と負極との間に、第１整流素子Ｄ１と、スイッチ素子Ｑ１と、第１リアクトルＬ１とが直列に接続されている。このスイッチ素子Ｑ１は、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）である。第１整流素子Ｄ１のアノード端子は、整流回路ＢＤ１の正極に接続されている。また、第１整流素子Ｄ１のカソード端子は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子に接続されている。スイッチ素子Ｑ１のソース端子は、第１リアクトルＬ１を介して整流回路ＢＤ１の負極に接続されている。第１リアクトルＬ１の両端には、第１平滑コンデンサＣ１と、第２整流素子Ｄ２と第３整流素子Ｄ３とが直列接続されている。第１平滑コンデンサＣ１の一端は、スイッチ素子Ｑ１のソース端子に接続されるとともに、第１リアクトルＬ１を介して第２整流素子Ｄ２のアノード端子に接続されている。また、第１平滑コンデンサＣ１の他端は、第３整流素子Ｄ３のカソード端子に接続されている。第２整流素子Ｄ２のカソード端子は、第３整流素子Ｄ３のアノード端子に接続されている。第１リアクトルＬ１には、リアクトル電流ＩＬ１が流れる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチ素子Ｑ１と、第１平滑コンデンサＣ１と、第３整流素子Ｄ３とからなる第１直列回路を、力率改善回路２と共有している。ＤＣ／ＤＣコンバータ３は更に、第４整流素子Ｄ４と、第２リアクトルＬ２と、第２平滑コンデンサＣ２とを備えている。第４整流素子Ｄ４は、第１直列回路に並列接続されるとともに、そのカソード端子が、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子に接続される。第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とは、第３整流素子Ｄ３の両端に直列接続される。第３整流素子Ｄ３のカソード端子は、第２リアクトルＬ２を介して第２平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続される。第３整流素子Ｄ３のアノード端子は、第２平滑コンデンサＣ２の負極端子に接続される。
第２平滑コンデンサＣ２の両端には、負荷１０が並列接続されている。

駆動制御回路４（制御部）は、交流電源Ｖａｃの交流周波数よりはるかに高い周波数（スイッチング周波数）の駆動信号をスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に出力して、このスイッチ素子Ｑ１をオン・オフするものである。駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフを制御することで、力率改善回路２における力率改善を制御する。駆動制御回路４は更に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の直流出力電圧を所定の電圧にするか、または、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の直流出力電流を所定の電流にする。
駆動制御回路４は、トランスＴ１の２次側である第３リアクトルＬ３に接続される。このトランスＴ１の１次側は、第２リアクトルＬ２である。これにより、第２リアクトルＬ２に流れるリアクトル電流ＩＬ２に応じて、第３リアクトルＬ３には誘起電圧であるリアクトル電流検出信号が生成される。このリアクトル電流検出信号は、駆動制御回路４に入力される。駆動制御回路４は、リアクトル電流ＩＬ２に応じたリアクトル電流検出信号に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３が電流臨界モードで動作するようにスイッチ素子Ｑ１を制御する。この第３リアクトルＬ３は、リアクトル電流ＩＬ２を検出する電流検出部である。

図２（ａ），（ｂ）は、負荷駆動装置１における各電流経路の説明図である。
図２（ａ）は、スイッチ素子Ｑ１がオンしているときの電流経路Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３を示している。
電流経路Ｗ１は、整流回路ＢＤ１の正極出力端子から流出した電流が、第１整流素子Ｄ１・スイッチ素子Ｑ１・第１リアクトルＬ１を経て、整流回路ＢＤ１の負極出力端子へと流れる経路である。この電流は、第１リアクトルＬ１に磁気エネルギを蓄積する。
電流経路Ｗ２は、第１平滑コンデンサＣ１の正極から流出した電流が、第２リアクトルＬ２・負荷１０・第４整流素子Ｄ４・スイッチ素子Ｑ１を経て、第１平滑コンデンサＣ１の負極へと流れる経路である。この電流は、負荷１０にエネルギを放出するとともに第２リアクトルＬ２に磁気エネルギを蓄積する。
電流経路Ｗ３は、第２平滑コンデンサＣ２の正極から流出した電流が、負荷１０を経て、第２平滑コンデンサＣ２の負極へと流れる経路である。この電流は、第２平滑コンデンサＣ２の静電エネルギを負荷１０に放出する。このとき、第２整流素子Ｄ２および第３整流素子Ｄ３は逆バイアスされているので電流は流れない。

図２（ｂ）は、スイッチ素子Ｑ１がオフしているときの電流経路Ｗ４，Ｗ５，Ｗ６を示している。
電流経路Ｗ４は、第１リアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギを放出するとともに、第１平滑コンデンサＣ１に静電エネルギを蓄積する経路である。
電流経路Ｗ５は、第２リアクトルＬ２に蓄えられた磁気エネルギを負荷１０に放出する経路である。電流経路Ｗ６は、第２平滑コンデンサＣ２に静電エネルギを蓄積する経路である。スイッチ素子Ｑ１がオフしているとき、第３整流素子Ｄ３には、第１リアクトルＬ１の放電電流と第２リアクトルＬ２の放電電流とが重畳して流れる。

スイッチ素子Ｑ１の状態がオンからオフに遷移すると、第１リアクトルＬ１に流れていた電流は、時間の経過とともに減少しながら、第１リアクトルＬ１の一端から第２整流素子Ｄ２・第３整流素子Ｄ３を経て第１平滑コンデンサＣ１の正極へと流れる。この電流はさらに、第１平滑コンデンサＣ１の負極からは、第１リアクトルＬ１の他端へと流れる（電流経路Ｗ４）。この電流によって、第１リアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギは、第１平滑コンデンサＣ１の静電エネルギに変換される。
また、スイッチ素子Ｑ１の状態がオンからオフに遷移すると、第２リアクトルＬ２に流れていた電流は、時間の経過とともに減少しながら、第２リアクトルＬ２の一端から負荷１０（電流経路Ｗ５）、または第２平滑コンデンサＣ２（電流経路Ｗ６）を経て第２リアクトルＬ２の他端に流れる。これらの電流によって、第２リアクトルＬ２の磁気エネルギは、電流経路Ｗ５を介して負荷１０に放出されるとともに、電流経路Ｗ６を介して第２平滑コンデンサＣ２の静電エネルギに変換される。

なお、交流電源Ｖａｃを投入したのち、所定時間が経過した定常状態まで、負荷駆動装置１は、スイッチ素子Ｑ１がオンとオフとを所定周期で繰り返すように制御する。これにより、負荷駆動装置１は、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２に充分な静電エネルギを蓄えて、上記動作を実現可能である。
負荷駆動装置１は、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２に充分な静電エネルギを蓄えて定常状態に遷移したならば、ＤＣ／ＤＣコンバータ３が電流臨界モードで動作し、かつ、力率改善回路２が電流不連続モードまたは電流臨界モードで動作するようにスイッチ素子Ｑ１のオン・オフを制御する。

図３（ａ）〜（ｃ）は、負荷駆動装置１の動作を説明するための波形図であり、交流入力の２サイクルにわたって波形を示している。
図３（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示している。縦軸は電源電圧を示している。横軸は時間軸であり、図３（ｂ），（ｃ）と共通する時間を示している。
交流電源Ｖａｃの電圧は、所定周期の正弦波である。
図３（ｂ）は、第１リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬ１の波形を示している。縦軸はリアクトル電流ＩＬ１を示している。横軸は時間軸であり、図３（ａ），（ｃ）と共通する時間を示している。
リアクトル電流ＩＬ１の包絡線は、交流電源Ｖａｃの整流波形の相似形であるとともに、交流電源Ｖａｃの整流波形と同じ周期である。また、リアクトル電流ＩＬ１は、交流電源Ｖａｃの整流波形の周期と比べて速い周期の三角波である。図３（ｂ）では、リアクトル電流ＩＬ１の波形を便宜上黒く表示している。

図３（ｃ）は、第２リアクトルＬ２に流れるリアクトル電流ＩＬ２の波形を示している。縦軸はリアクトル電流ＩＬ２を示している。横軸は時間軸であり、図３（ａ），（ｂ）と共通する時間を示している。
リアクトル電流ＩＬ２の包絡線は、直流波形である。また、リアクトル電流ＩＬ２は、交流電源Ｖａｃの周期と比べて速い周期の三角波である。図３（ｃ）では、リアクトル電流ＩＬ２の波形を便宜上黒く表示している。

図４（ａ）〜（ｄ）は、図３の時間領域Ａ部の時間軸を拡大した図である。
図４（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示している。
交流電源Ｖａｃの電圧は、時間領域Ａ部において、ほぼ所定電圧を保つ。
図４（ｂ）は、リアクトル電流ＩＬ１の電流波形を示している。
時刻ｔ０において、リアクトル電流ＩＬ１はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオン状態であり、リアクトル電流ＩＬ１は略直線的に増加する。このときリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ａ）に示す電流経路Ｗ１を流れる。

時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１がオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ２の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ１は略直線的に減少する。このときリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ｂ）に示す電流経路Ｗ４を流れる。
時刻ｔ２において、リアクトル電流ＩＬ１はゼロとなる。
時刻ｔ２〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ１はゼロを保つ。このように電流ゼロの期間を有する動作モードは、電流不連続モードと呼ばれる。
時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。以降、リアクトル電流ＩＬ１は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。

図４（ｃ）は、リアクトル電流ＩＬ２の電流波形を示している。
時刻ｔ０において、リアクトル電流ＩＬ２はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオン状態であり、リアクトル電流ＩＬ２は略直線的に増加する。このときリアクトル電流ＩＬ２は、図２（ａ）に示す電流経路Ｗ２を流れる。
時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１がオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ２は略直線的に減少する。このときリアクトル電流ＩＬ２は、図２（ｂ）に示す電流経路Ｗ５，Ｗ６を流れる。
時刻ｔ３において、リアクトル電流ＩＬ２はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２がゼロを維持し続けることはない。このように電流ゼロの期間を有さない動作モードは、電流臨界モードと呼ばれる。
以降、リアクトル電流ＩＬ２は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。

図４（ｄ）は、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を示している。
時刻ｔ０において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルからＨレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＨレベルであり、スイッチ素子Ｑ１はオン状態である。
時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＨレベルからＬレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルであり、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態である。
時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルからＨレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
以降、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。

このような制御を実現するため、駆動制御回路４は、所定時間だけスイッチ素子Ｑ１のゲート端子にＨレベル信号を出力したのちにＬレベル信号を出力する。この所定時間とは、時刻ｔ０〜ｔ１の期間に相当する。
駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のゲート端子にＬレベル信号を出力しているときにリアクトル電流検出信号がゼロになったならば、スイッチ素子Ｑ１のゲート端子に、再びＨレベル信号を出力する。このような処理を繰り返すことで、駆動制御回路４は、リアクトル電流ＩＬ２を電流臨界モードに制御可能である。

本実施形態の負荷駆動装置１は、力率改善回路２の力率改善動作が有効に機能するため、第１平滑コンデンサＣ１として大容量のものを使用しても力率が低下しない。したがって、第１平滑コンデンサＣ１を大容量とすることができるので、コンバータ出力に現れる交流周波数帯のリップルを軽減することができる。

出力リップルの低減により、出力電圧および出力電流の安定度が向上する。例えば、負荷１０をＬＥＤ（Light Emitting Diode）として、負荷駆動装置１にて照明器具を駆動した場合、ちらつきや明るさのばらつきを低減することができる。

力率改善回路２およびＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチ素子Ｑ１を共有している。そのため回路が簡素化され、部品点数が削減できるので、装置を小型化することができる。さらに、臨界モードでＤＣ／ＤＣコンバータ３を制御することで、電力変換効率を向上することができる。効率が向上することにより、スイッチ素子Ｑ１の発熱が低減されるので、放熱用のヒートシンクを小型化し、よって負荷駆動装置１を小型化することが容易となる。

図５（ａ）〜（ｃ）は、負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。
図５（ａ）は、第１変形例の負荷駆動装置１Ａを示す回路図である。
第１変形例の負荷駆動装置１Ａは、図１に示す負荷駆動装置１の第１整流素子Ｄ１の接続位置を、整流回路ＢＤ１の正極側から負極側に入れ替えたものである。負荷駆動装置１ＡのＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様に構成されている。
第１変形例の負荷駆動装置１Ａは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。

図５（ｂ）は、第２変形例の負荷駆動装置１Ｂを示す回路図である。
第２変形例の負荷駆動装置１Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３とは異なるＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂを備えており、それ以外は、図１に示す負荷駆動装置１と同様である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様に、スイッチ素子Ｑ１・第１平滑コンデンサＣ１・第３整流素子Ｄ３からなる第１直列回路を力率改善回路２と共有しており、第３整流素子Ｄ３の両端に第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３の第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２の接続を入れ替えたものである。すなわち、第３整流素子Ｄ３のカソード端子には、第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第３整流素子Ｄ３のアノード端子には、第２リアクトルＬ２を介して第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２には、負荷１０が並列接続される。
第２変形例の負荷駆動装置１Ｂは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。

図５（ｃ）は、第３変形例の負荷駆動装置１Ｃを示す回路図である。
第３変形例の負荷駆動装置１Ｃは、図５（ｂ）に示す第２変形例の負荷駆動装置１Ｂの第１整流素子Ｄ１の接続位置を、整流回路ＢＤ１の正極側から負極側に入れ替えたものである。負荷駆動装置１ＣのＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃは、図５（ｂ）に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂと同様に構成されている。
第３変形例の負荷駆動装置１Ｃは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。

図６（ａ），（ｂ）は、負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。
図６（ａ）は、第４変形例の負荷駆動装置１Ｄを示す回路図である。
第４変形例の負荷駆動装置１Ｄは、図１に示す負荷駆動装置１の第３リアクトルＬ３を備えず、代わりに抵抗素子Ｒ１を備えている。この抵抗素子Ｒ１は、第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２の正極との間に直列接続されている。抵抗素子Ｒ１の両端からは、この両端電圧に応じたリアクトル電流検出信号が出力される。駆動制御回路４は、抵抗素子Ｒ１の両端電圧を測定することにより、リアクトル電流ＩＬ２を検出することができる。抵抗素子Ｒ１の両端電圧は、リアクトル電流検出信号である。この抵抗素子Ｒ１は、リアクトル電流ＩＬ２を検出する電流検出部である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｄは、スイッチ素子Ｑ１と、第１平滑コンデンサＣ１と、第３整流素子Ｄ３とからなる第１直列回路を有しており、更に第３整流素子Ｄ３の両端に第２リアクトルＬ２と抵抗素子Ｒ１と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。第３整流素子Ｄ３のカソード端子には、第２リアクトルＬ２と抵抗素子Ｒ１とを介して第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第３整流素子Ｄ３のアノード端子には、第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２の正極と負極との間には、負荷１０が並列接続される。この第４変形例では、図１のトランスＴ１の代わりに抵抗素子Ｒ１を用いているので、負荷駆動装置１Ｄを更に小型化することが可能である。

図６（ｂ）は、第５変形例の負荷駆動装置１Ｅを示す回路図である。
第５変形例の負荷駆動装置１ＥおよびＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｅは、第４変形例の負荷駆動装置１Ｄの抵抗素子Ｒ１と第２リアクトルＬ２とが、逆順に直列接続されている。このように抵抗素子Ｒ１と第２リアクトルＬ２とを、図６（ａ）に示す第４変形例の負荷駆動装置１Ｄと逆順に接続するように構成しても、図６（ａ）の負荷駆動装置１Ｄと同様に動作し、同様な効果を得ることができる。

本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｃ）のようなものがある。
（ａ） 電流検出部は、上記実施形態や各種変形例に限定されず、例えばホールセンサなどを用いてもよい。
（ｂ） スイッチ素子Ｑ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限定されず、任意のスイッチ素子を用いてもよい。
（ｃ） リアクトル電流ＩＬ１が電流臨界モードで動作するように、第１リアクトルＬ１のリアクタンスを調整してもよい。

１，１Ａ〜１Ｅ 負荷駆動装置
２ 力率改善回路
３，３Ａ〜３Ｅ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ 駆動制御回路 （制御部）
１０ 負荷
ＢＤ１ 整流回路
Ｃ１ 第１平滑コンデンサ
Ｃ２ 第２平滑コンデンサ
Ｄ１ 第１整流素子
Ｄ２ 第２整流素子
Ｄ３ 第３整流素子
Ｄ４ 第４整流素子
ＩＬ１，ＩＬ２ リアクトル電流
Ｌ１ 第１リアクトル
Ｌ２ 第２リアクトル
Ｌ３ 第３リアクトル
Ｑ１ スイッチ素子
Ｒ１ 抵抗素子 （電流検出部）
Ｔ１ トランス （電流検出部）
Ｖａｃ 交流電源
Ｗ１〜Ｗ６ 電流経路

Claims (8)

1. 交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
   前記整流回路の正極と負極との間に、第１整流素子とスイッチ素子と第１リアクトルとが直列接続され、
   前記第１リアクトルの両端に第２整流素子と第３整流素子と第１平滑コンデンサとが直列接続されて、
   前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、
   前記スイッチ素子と前記第１平滑コンデンサと前記第３整流素子とからなる第１直列回路を共有し、
   前記第１直列回路に第４整流素子が並列接続され、
   前記第３整流素子の両端に第２リアクトルと第２平滑コンデンサとが直列接続されて、
   前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇降圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部と、
   を備えることを特徴とする負荷駆動装置。
2. 前記制御部は、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流臨界モードで動作し、
   かつ、前記力率改善回路が電流不連続モードまたは電流臨界モードで動作するように、前記スイッチ素子のオン・オフを制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記第２リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部をさらに備えており、
   前記制御部は、前記電流検出部から出力されるリアクトル電流検出信号に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流臨界モードで動作するように、前記スイッチ素子のオン・オフを制御する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記電流検出部は、前記第２リアクトルを一次側とするトランスであり、
   当該トランスの二次側から前記リアクトル電流検出信号が出力される、
   ことを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。
5. 前記電流検出部は、前記第２リアクトルに直列接続される抵抗素子であり、
   当該抵抗素子の両端電圧に応じた前記リアクトル電流検出信号が出力される、
   ことを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。
6. 前記スイッチ素子のオフ期間において前記第３整流素子には、
   前記第１リアクトルの放電電流と前記第２リアクトルの放電電流とが重畳して流れる、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。
7. 前記第２リアクトルは、前記第３整流素子のカソード側に接続され、
   前記第２平滑コンデンサは、前記第３整流素子のアノード側に接続される、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。
8. 前記第２リアクトルは、前記第３整流素子のアノード側に接続され、
   前記第２平滑コンデンサは、前記第３整流素子のカソード側に接続される、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。

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