JP6173888B2 - 負荷駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、商用交流電源から供給された交流電圧を整流して、負荷に直流電力を供給するための高力率の負荷駆動装置に関する。

商用交流電源を使用する負荷駆動装置には、高調波電流規制に対応することが強く望まれている。上記課題を解決するものとして、負荷に任意の電圧を出力させる降圧型チョッパ回路に、力率改善機能を持たせた昇圧型チョッパ回路を付加する構成、すなわち２コンバータ方式の電源回路が知られている。例えば、特許文献１の図１および段落００１８には、「力率改善回路３は、チョークコイルＬ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と、トランジスタＱ１と、電流検出部７とを直列的に接続し、コンデンサＣ１の電圧を出力電圧Ｖｐｆｃとして負荷のＤＣ／ＤＣコンバータ５に供給する構成を有し、」と記載されている。しかしながら、特許文献１に示された回路構成では、２つのチョッパ回路を備えるため、部品点数が増加するとともに装置自体も大型化する問題があった。

それに対して、力率改善機能を有しながら任意の出力電圧を得ることができ、小型化できるワンコンバータ回路構成が知られている。例えば、特許文献２の図６には、従来の高力率形スイッチング電源装置として、入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式が示されている。

特開２０１０−１１５０８８号公報 特開２００２−３００７８０号公報

しかしながら、ワンコンバータ方式の回路を備えた負荷駆動装置では、整流回路（ダイオードブリッジ）で全波整流された電圧波形に比例させるようにインダクタ電流をスイッチ素子で制御することにより、入力電流波形を正弦波状に近似させて高調波を抑制している。よって、整流回路後に大容量の平滑コンデンサを配置して電圧波形を平滑することができない。そのため、コンバータ出力に交流周波数帯のリップルが現れるという問題があった。

また、２コンバータ方式の回路を備えた負荷駆動装置は、出力に交流周波数帯のリップルが現れないという利点がある。しかし、制御回路が各々に必要となるため部品点数が増え、部品コストや組み立てコストなどの製造コストが上昇するという問題があった。

そこで、本発明は、ワンコンバータ回路構成でありながら、出力リップルを低減した負荷駆動装置を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明の負荷駆動装置は、交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の正極と負極との間に、第１リアクトルと第１整流素子とスイッチ素子とが直列接続され、前記スイッチ素子のドレインに第２整流素子のアノードが接続され、かつ前記第２整流素子のカソードに第１平滑コンデンサの正極が接続され、前記スイッチ素子のソースに前記第１平滑コンデンサの負極が接続されて、前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、前記スイッチ素子、前記第２整流素子および前記第１平滑コンデンサを共有し、前記第２整流素子のアノードに第２リアクトルの一端が接続され、前記第２リアクトルの他端に第２平滑コンデンサの負極が接続され、前記第２平滑コンデンサの正極に前記第２整流素子のカソードが接続され、前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部とを備える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで詳細に説明する。

本発明によれば、ワンコンバータ回路構成でありながら、出力リップルを低減した負荷駆動装置を提供することができる。

本実施形態における負荷駆動装置を示す回路図である。 負荷駆動装置の電流経路の説明図である。 負荷駆動装置の各部における波形図である。 図３の時間領域Ａ部の時間軸を拡大した波形図である。 負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。 負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態の構成）
図１は、本発明の実施形態における負荷駆動装置１の概略構成を示す回路図である。
図１に示すように、負荷駆動装置１は、整流回路ＢＤ１と、力率改善回路２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３と、駆動制御回路４とを含んで構成されている。
整流回路ＢＤ１は、例えばダイオードブリッジであり、交流電源Ｖａｃの交流電圧を全波整流して、力率改善回路２に供給するものである。

力率改善回路２は、整流回路ＢＤ１が出力した整流電圧と整流電流との間の位相差を少なくすること、すなわち、整流回路ＢＤ１の入力電圧と入力電流との間の位相差を少なくすることで力率を改善するとともに、出力した整流電圧を所定の直流電圧に昇圧して、ＤＣ／ＤＣコンバータ３に印加するものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、力率改善回路２で昇圧された直流電圧を、さらに電圧変換して負荷１０に印加するものである。駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフを制御して、力率改善回路２による昇圧とＤＣ／ＤＣコンバータ３による降圧とを同期して行わせるものである。

力率改善回路２は、整流回路ＢＤ１の正極出力端子と負極出力端子との間に、第１リアクトルＬ１と、順方向接続された第１整流素子Ｄ１と、スイッチ素子Ｑ１とが直列接続されている。このスイッチ素子Ｑ１は、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）である。スイッチ素子Ｑ１の両端には、順方向接続された第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１が直列接続されている。すなわち、スイッチ素子Ｑ１のドレインには、第２整流素子Ｄ２のアノードが接続される。第２整流素子Ｄ２のカソードは、第１平滑コンデンサＣ１の正極に接続される。第１平滑コンデンサＣ１の負極は、スイッチ素子Ｑ１のソースと、整流回路ＢＤ１の負極出力端子とに接続される。スイッチ素子Ｑ１のゲートは、駆動制御回路４に接続される。第１リアクトルＬ１には、リアクトル電流ＩＬ１が流れる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチ素子Ｑ１、第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１を力率改善回路２と共有しており、更に第２整流素子Ｄ２の両端に第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。第２整流素子Ｄ２のカソードには、第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第２整流素子Ｄ２のアノードには、第２リアクトルＬ２を介して第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２の正極と負極との間には、負荷１０が並列接続される。第２リアクトルＬ２には、リアクトル電流ＩＬ２が流れる。

駆動制御回路４（制御部）は、交流電源Ｖａｃの交流周波数よりはるかに高い周波数（スイッチング周波数）の駆動信号をスイッチ素子Ｑ１のゲートに出力して、このスイッチ素子Ｑ１をオン・オフするものである。駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフを制御することで、力率改善回路２における力率改善を制御する。駆動制御回路４は更に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の直流出力電圧を所定の電圧にするか、または、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の直流出力電流を所定の電流にする。
駆動制御回路４は、トランスＴ１の２次側である第３リアクトルＬ３に接続される。このトランスＴ１の１次側は、第２リアクトルＬ２である。これにより、第２リアクトルＬ２に流れるリアクトル電流ＩＬ２に応じて、第３リアクトルＬ３には誘起電圧であるリアクトル電流検出信号が生成される。このリアクトル電流検出信号は、駆動制御回路４に入力される。駆動制御回路４は、リアクトル電流ＩＬ２に応じたリアクトル電流検出信号に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３が電流臨界モードで動作するようにスイッチ素子Ｑ１を制御する。この第３リアクトルＬ３は、リアクトル電流ＩＬ２を検出する電流検出部である。

図２（ａ），（ｂ）は、負荷駆動装置１における電流経路の説明図である。
図２（ａ）は、スイッチ素子Ｑ１がオンしているときの電流経路Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３を示している。
電流経路Ｗ１は、整流回路ＢＤ１の正極出力端子と負極出力端子との間の経路であり、整流回路ＢＤ１の正極出力端子から、第１リアクトルＬ１・第１整流素子Ｄ１・スイッチ素子Ｑ１・整流回路ＢＤ１の負極出力端子の順である。この電流経路Ｗ１に流れる電流により、第１リアクトルＬ１に磁気エネルギが蓄えられる。
電流経路Ｗ２は、第１平滑コンデンサＣ１の正極と負極との間の経路であり、第１平滑コンデンサＣ１の正極から負荷１０・第２リアクトルＬ２・スイッチ素子Ｑ１・第１平滑コンデンサＣ１の負極の順である。この電流経路Ｗ２に流れる電流により、第１平滑コンデンサＣ１に蓄えられた静電エネルギは、負荷１０に放電（放出）され、同時に第２リアクトルＬ２に磁気エネルギが蓄積される。
電流経路Ｗ３は、第２平滑コンデンサＣ２の正極と負極との間の経路であり、第２平滑コンデンサＣ２の正極から負荷１０・第２平滑コンデンサＣ２の負極の順である。この電流経路Ｗ３に流れる電流により、第２平滑コンデンサＣ２に蓄えられた静電エネルギは、負荷１０に放電（放出）される。このとき、第２整流素子Ｄ２は逆バイアスされているので電流は流れない。

図２（ｂ）は、スイッチ素子Ｑ１の状態がオンからオフに遷移したときの電流経路Ｗ４，Ｗ５，Ｗ６を示している。
スイッチ素子Ｑ１の状態がオンからオフに遷移すると、第１リアクトルＬ１に流れていた電流は、電流経路Ｗ４で示すように、第１整流素子Ｄ１・第２整流素子Ｄ２・第１平滑コンデンサＣ１の正極の順で流れ、第１平滑コンデンサＣ１の負極から整流回路ＢＤ１の負極出力端子に向けて流れる。第１リアクトルＬ１に流れていた電流は、時間の経過とともに減少する。第１リアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギは、電流経路Ｗ４により第１平滑コンデンサＣ１に静電エネルギを蓄積する。
第２リアクトルＬ２に流れていた電流は、電流経路Ｗ５に示すように第２整流素子Ｄ２・負荷１０の順で流れる。第２リアクトルＬ２に流れていた電流は、時間の経過とともに減少する。第２リアクトルＬ２に蓄えられた磁気エネルギは、負荷１０に放出される。
第２リアクトルＬ２に流れていた電流は更に、電流経路Ｗ６に示すように、第２整流素子Ｄ２・第２平滑コンデンサＣ２の正極の順に流れる。第２リアクトルＬ２に蓄えられた磁気エネルギは、電流経路Ｗ６により第２平滑コンデンサＣ２に静電エネルギを蓄積する。
このとき第２整流素子Ｄ２には、第１リアクトルＬ１の放電電流と第２リアクトルＬ２の放電電流が重畳して流れる。この電流によって、第１リアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギは、第１平滑コンデンサＣ１に静電エネルギを蓄積する。

なお、交流電源Ｖａｃを投入した直後には、スイッチ素子Ｑ１の状態はオフである。これにより、整流回路ＢＤ１の正極出力端子から流れる電流は、第１リアクトルＬ１・第１整流素子Ｄ１・第２整流素子Ｄ２・第１平滑コンデンサＣ１の正極の順で流れて、第１平滑コンデンサＣ１に静電エネルギを蓄積する。第１平滑コンデンサＣ１に充分な静電エネルギが蓄積されたならば、駆動制御回路４（図１参照）が起動して、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフ制御を開始する。

図３（ａ）〜（ｃ）は、負荷駆動装置１の動作を説明するための波形図であり、交流入力の２サイクルにわたって波形を示している。
図３（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示している。縦軸は電源電圧を示している。横軸は時間軸であり、図３（ｂ），（ｃ）と共通する時間を示している。
交流電源Ｖａｃの電圧は、所定周期の正弦波である。
図３（ｂ）は、第１リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬ１の波形を示している。縦軸はリアクトル電流ＩＬ１を示している。横軸は時間軸であり、図３（ａ），（ｃ）と共通する時間を示している。
リアクトル電流ＩＬ１の包絡線は、交流電源Ｖａｃの整流波形の相似形であるとともに、交流電源Ｖａｃの整流波形と同じ周期である。また、リアクトル電流ＩＬ１は、交流電源Ｖａｃの整流波形の周期と比べて速い周期の三角波である。図３（ｂ）では、リアクトル電流ＩＬ１の波形を便宜上黒く表示している。

図３（ｃ）は、第２リアクトルＬ２に流れるリアクトル電流ＩＬ２の波形を示している。縦軸はリアクトル電流ＩＬ２を示している。横軸は時間軸であり、図３（ａ），（ｂ）と共通する時間を示している。
リアクトル電流ＩＬ２の包絡線は、直流波形である。また、リアクトル電流ＩＬ２は、交流電源Ｖａｃの周期と比べて速い周期の三角波である。図３（ｃ）では、リアクトル電流ＩＬ２の波形を便宜上黒く表示している。

図４（ａ）〜（ｄ）は、図３の時間領域Ａ部の時間軸を拡大した図である。
図４（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示している。
交流電源Ｖａｃの電圧は、時間領域Ａ部において、ほぼ所定電圧を保つ。
図４（ｂ）は、リアクトル電流ＩＬ１の電流波形を示している。
時刻ｔ０において、リアクトル電流ＩＬ１はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオン状態であり、リアクトル電流ＩＬ１は略直線的に増加する。このときリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ａ）に示す電流経路Ｗ１を流れる。

時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１がオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ２の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ１は略直線的に減少する。このときリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ｂ）に示す電流経路Ｗ４を流れる。
時刻ｔ２において、リアクトル電流ＩＬ１はゼロとなる。
時刻ｔ２〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ１はゼロを保つ。このように電流ゼロの期間を有する動作モードは、電流不連続モードと呼ばれる。
時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。以降、リアクトル電流ＩＬ１は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。

図４（ｃ）は、リアクトル電流ＩＬ２の電流波形を示している。
時刻ｔ０において、リアクトル電流ＩＬ２はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオン状態であり、リアクトル電流ＩＬ２は略直線的に増加する。このときリアクトル電流ＩＬ２は、図２（ａ）に示す電流経路Ｗ２を流れる。
時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１がオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ２は略直線的に減少する。このときリアクトル電流ＩＬ２は、図２（ｂ）に示す電流経路Ｗ５，Ｗ６を流れる。
時刻ｔ３において、リアクトル電流ＩＬ２はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２がゼロを維持し続けることはない。このように電流ゼロの期間を有さない動作モードは、電流臨界モードと呼ばれる。
以降、リアクトル電流ＩＬ２は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。

図４（ｄ）は、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を示している。
時刻ｔ０において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルからＨレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＨレベルであり、スイッチ素子Ｑ１はオン状態である。
時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＨレベルからＬレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルであり、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態である。
時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルからＨレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
以降、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。

このような制御を実現するため、駆動制御回路４は、所定時間だけスイッチ素子Ｑ１のゲートにＨレベル信号を出力したのちにＬレベル信号を出力する。この所定時間とは、時刻ｔ０〜ｔ１の期間に相当する。
駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のゲートにＬレベル信号を出力しているときにリアクトル電流検出信号がゼロになったならば、スイッチ素子Ｑ１のゲートに、再びＨレベル信号を出力する。このような処理を繰り返すことで、リアクトル電流ＩＬ２を電流臨界モードに制御可能である。

本実施形態の負荷駆動装置１は、力率改善回路２の力率改善動作が有効に機能するため、第１平滑コンデンサＣ１として大容量のものを使用しても力率が低下しない。したがって、第１平滑コンデンサＣ１を大容量とすることができるので、コンバータ出力に現れる交流周波数帯のリップルを軽減することができる。

出力リップルの低減により、出力電圧および出力電流の安定度が向上する。例えば、負荷１０をＬＥＤとして、負荷駆動装置１にて照明器具を駆動した場合、ちらつきや明るさのばらつきを低減することができる。

力率改善回路２およびＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチ素子Ｑ１を共有している。そのため回路が簡素化され、部品点数が削減できるので、装置を小型化することができる。

図５（ａ）〜（ｃ）は、負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。
図５（ａ）は、第１変形例の負荷駆動装置１Ａを示す回路図である。
第１変形例の負荷駆動装置１Ａは、図１に示す負荷駆動装置１の第１整流素子Ｄ１と第１リアクトルＬ１とを入れ替えたものである。負荷駆動装置１ＡのＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様に構成されている。
第１変形例の負荷駆動装置１Ａは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。

図５（ｂ）は、第２変形例の負荷駆動装置１Ｂを示す回路図である。
第２変形例の負荷駆動装置１Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３とは異なるＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂを備えており、それ以外は、図１に示す負荷駆動装置１と同様である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様に、スイッチ素子Ｑ１、第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１を力率改善回路２と共有しており、第２整流素子Ｄ２の両端に第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３の第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とを入れ替えたものである。
すなわち、第２整流素子Ｄ２のカソードには、第２リアクトルＬ２を介して第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第２整流素子Ｄ２のアノードには、第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２には、負荷１０が並列接続される。
第２変形例の負荷駆動装置１Ｂは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。

図５（ｃ）は、第３変形例の負荷駆動装置１Ｃを示す回路図である。
第３変形例の負荷駆動装置１Ｃは、図５（ｂ）に示す第２変形例の負荷駆動装置１Ｂの第１整流素子Ｄ１と第１リアクトルＬ１とを入れ替えたものである。負荷駆動装置１ＣのＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃは、図５（ｂ）に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂと同様に構成されている。
第３変形例の負荷駆動装置１Ｃは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。

図６（ａ），（ｂ）は、負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。
図６（ａ）は、第４変形例の負荷駆動装置１Ｄを示す回路図である。
第４変形例の負荷駆動装置１Ｄは、図１に示す負荷駆動装置１の第３リアクトルＬ３を備えず、代わりに抵抗素子Ｒ１を備えている。この抵抗素子Ｒ１は、第２リアクトルＬ２に直列接続されている。抵抗素子Ｒ１の両端からは、この両端電圧に応じたリアクトル電流検出信号が出力される。駆動制御回路４は、抵抗素子Ｒ１の両端電圧を測定することにより、リアクトル電流ＩＬ２を検出することができる。抵抗素子Ｒ１の両端電圧は、リアクトル電流検出信号である。この抵抗素子Ｒ１は、リアクトル電流ＩＬ２を検出する電流検出部である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｄは、スイッチ素子Ｑ１、第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１を有しており、更に第２整流素子Ｄ２の両端に第２リアクトルＬ２と抵抗素子Ｒ１と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。第２整流素子Ｄ２のカソードには、第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第２整流素子Ｄ２のアノードには、抵抗素子Ｒ１と第２リアクトルＬ２とを介して第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２の正極と負極との間には、負荷１０が並列接続される。この第４変形例では、トランスＴ１の代わりに抵抗素子Ｒ１を用いているので、負荷駆動装置１Ｄを更に小型化することが可能である。

図６（ｂ）は、第５変形例の負荷駆動装置１Ｅを示す回路図である。
第５変形例の負荷駆動装置１ＥおよびＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｅは、第４変形例の負荷駆動装置１Ｄの抵抗素子Ｒ１と第２リアクトルＬ２とが、逆順に直列接続されている。このように構成しても、図６（ａ）の負荷駆動装置１Ｄと同様に動作し、同様な効果を得ることができる。

本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｃ）のようなものがある。
（ａ） 電流検出部は、上記実施形態や各種変形例に限定されず、例えばホールセンサなどを用いてもよい。
（ｂ） スイッチ素子Ｑ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限定されず、任意のスイッチ素子を用いてもよい。
（ｃ） 第１リアクトルＬ１のリアクタンスを調整して、リアクトル電流ＩＬ１を、電流臨界モードで動作させてもよい。

１ 負荷駆動装置
２ 力率改善回路
３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ 駆動制御回路 （制御部）
１０ 負荷
Ｄ１ 第１整流素子
Ｄ２ 第２整流素子
ＢＤ１ 整流回路
Ｑ１ スイッチ素子
Ｌ１ 第１リアクトル
Ｌ２ 第２リアクトル
Ｌ３ 第３リアクトル
Ｔ１ トランス
Ｃ１ 第１平滑コンデンサ
Ｃ２ 第２平滑コンデンサ
Ｖａｃ 交流電源
Ｒ１ 抵抗素子 （電流検出部）
ＩＬ１ リアクトル電流
ＩＬ２ リアクトル電流

Claims (7)

1. 交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
   前記整流回路の正極と負極との間に、第１リアクトルと第１整流素子とスイッチ素子とが直列接続され、前記スイッチ素子のドレインに第２整流素子のアノードが接続され、かつ前記第２整流素子のカソードに第１平滑コンデンサの正極が接続され、前記スイッチ素子のソースに前記第１平滑コンデンサの負極が接続されて、前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、
   前記スイッチ素子、前記第２整流素子および前記第１平滑コンデンサを共有し、前記第２整流素子のアノードに第２リアクトルの一端が接続され、前記第２リアクトルの他端に第２平滑コンデンサの負極が接続され、前記第２平滑コンデンサの正極に前記第２整流素子のカソードが接続され、前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部と、
   を備えることを特徴とする負荷駆動装置。
2. 交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
   前記整流回路の正極と負極との間に、第１リアクトルと第１整流素子とスイッチ素子とが直列接続され、前記スイッチ素子のドレインに第２整流素子のアノードが接続され、かつ前記第２整流素子のカソードに第１平滑コンデンサの正極が接続され、前記スイッチ素子のソースに前記第１平滑コンデンサの負極が接続されて、前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、
   前記スイッチ素子、前記第２整流素子および前記第１平滑コンデンサを共有し、前記第２整流素子のアノードに第２平滑コンデンサの負極が接続され、前記第２平滑コンデンサの正極に第２リアクトルの一端が接続され、前記第２リアクトルの他端に前記第２整流素子のカソードに接続され、前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部と、
   を備えることを特徴とする負荷駆動装置。
3. 前記制御部は、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流臨界モードで動作し、かつ、前記力率改善回路が電流不連続モードまたは電流臨界モードで動作するように、前記スイッチ素子のオン・オフを制御する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記第２リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部をさらに備えており、
   前記制御部は、前記電流検出部から出力されるリアクトル電流検出信号に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流臨界モードで動作するように、前記スイッチ素子のオン・オフを制御する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。
5. 前記電流検出部は、前記第２リアクトルを一次側とするトランスであり、当該トランスの二次側から前記リアクトル電流検出信号が出力される、
   ことを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動装置。
6. 前記電流検出部は、前記第２リアクトルに直列接続される抵抗素子であり、当該抵抗素子の両端電圧に応じた前記リアクトル電流検出信号が出力される、
   ことを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動装置。
7. 前記スイッチ素子のオフ期間において前記第２整流素子には、前記第１リアクトルの放電電流と前記第２リアクトルの放電電流とが重畳して流れる、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。

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