JP5613441B2 - ブラシレスモータ制御装置、ブラシレスモータ装置、及びブラシレスモータの駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータ制御装置、ブラシレスモータ装置、及びブラシレスモータの制御方法に係り、特に、ＰＷＭ制御方式のブラシレスモータ制御装置、ブラシレスモータ装置、及びブラシレスモータの駆動方法に関する。

一般に、車両用エアコンの送風を行うブロワモータ等の、ブラシレスモータがある。当該ブラシレスモータの制御装置では、半導体素子をオン、オフさせてモータの各相に整流した矩形波状の電圧を通電することによりロータを回転させている。通電するモータの相を切り替える際に通電をオフにした場合、環流電流が流れてトルクリプルが発生することにより、騒音や振動が発生することがある。

これに対して、通電切り替えをゆるやかにして、騒音や振動の発生を抑制する技術が知られている。特許文献１には、速度検出回路からの速度信号に応じて設定された電流により矩形波信号を左右対称の台形波に整形して出力する技術が記載されている。また、特許文献２には、矩形波と整合性がとれた三角波をアナログ的に生成し、矩形波と組み合わせて得られた左右対称の台形波を利用してモータの駆動電流を生成する技術が記載されている。また、特許文献３には、アップカウント、またはカウントせずにホールド、またはダウンカウントするアップダウンカウンタからの出力により左右対称の台形波電圧を形成する技術が記載されている。

一方、特許文献４には、通電をオフする際に通電切り替えがゆるやかになるように、ＰＷＭ信号により左右非対称の通電波形を生成する技術が記載されている。

特許第２６９２１０３号公報 特許第２７３１６４７号公報 特許第３６１１４２３号公報 特許第３８５４１８６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術では、半波整流モータを前提としており、一般に大電流モータに用いられる全波整流モータに適用した場合には、回路規模が２倍になる。また、特許文献２に記載の技術では、回路構成が複雑になる。また、特許文献３に記載の技術では、モータの各相に対応してアップダウンカウンタを設けなければならない。

また、上記特許文献１〜特許文献３に記載の技術は、モータに通電する電圧値を変化させるリニア制御方式に対するものであり、モータに通電する電圧のオン、オフの時間比率（デューティ比）を変化させるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｒｉｏｎ：パルス幅変調）制御方式には適していない。

一方、特許文献４に記載の技術は、マイクロコンピュータで構成される制御装置を用いているため、回路構成が複雑になる。

本発明は上記事実に鑑みてなされたものであり、簡易な回路構成により、騒音や振動を低減することができるＰＷＭ制御方式のブラシレスモータ制御装置、ブラシレスモータ装置、及びブラシレスモータの駆動方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置は、ブラシレスモータの巻線ごとに対で対応された複数のスイッチング素子を備え、対となるスイッチング素子の各々がＰＷＭ信号により駆動されることで、該対となるスイッチング素子に対応する前記巻線に、矩形波の電圧を供給する電圧供給手段と、前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々を駆動するための前記ＰＷＭ信号を生成して前記電圧供給手段へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、予め定められた時間を要してカウント値の最大値からゼロまでカウントダウンするカウンタと、前記ＰＷＭ信号生成手段を、所定の順序で前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々に対してスイッチング素子ごとの開始電気角度から終了電気角度までの駆動期間で前記ＰＷＭ信号を出力するように制御すると共に、何れかの前記スイッチング素子の前記ＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達したときに、前記カウンタのカウントダウンを開始し、該スイッチング素子に対して、前記駆動期間におけるデューティ値と前記カウンタのカウント値とに基づいて該カウント値の減少に応じて低下するデューティ値のＰＷＭ信号を出力させ、該カウント値がゼロとなるタイミング、又は前記カウンタがカウントダウンを開始してから次のスイッチング素子のＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達する前の予め設定された電気角度が経過するタイミングの何れか早いタイミングで前記カウンタのカウントダウンを停止して前記ＰＷＭ信号の出力を停止させるように制御する制御手段と、を備える。

請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置は、ブラシレスモータの巻線の各々に対応する一対のスイッチング素子から、ブラシレスモータの対応する巻線に、矩形波の電圧を各々供給する電圧供給手段と、電圧供給手段の前記スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ信号生成手段と、が設けられている。

カウンタは、予め定められた時間を要して前記ＰＷＭ信号のデューティ値の最大値に対応するカウント値からゼロまでカウントダウンする。制御手段は、スイッチング素子の駆動期間でＰＷＭ信号を生成し、終了電気角度に達するとカウンタのカウントダウンを開始し、カウンタのカウント値に対応したＰＷＭ信号を生成して出力するようにＰＷＭ信号生成手段を制御する。また、制御手段は、カウンタがカウントダウンを開始してから次のスイッチング素子のＰＷＭ信号が終了電気角度に達する前の予め設定された電気角度が経過するタイミングまでに、カウンタのカウントダウンを停止すると共に、ＰＷＭ信号の生成を停止する。

このように、本発明のブラシレスモータ制御装置によれば、電気角度が終了電気角度となると、カウンタによるカウントダウンを開始して、カウント値に応じてデューティ値が低下するＰＷＭ信号を生成して出力するように制御し、当該制御に応じたＰＷＭ信号がスイッチング素子に出力されるため、電圧供給手段からブラシレスモータの対応する巻線に、カウントダウンされたカウント値に対応したスロープが付加された非対称の台形波の電圧が供給される。これにより、通電の切り替えがゆるやかになるため、ブラシレスモータの相を切り替える際に通電をオフにした場合に、環流電流が流れてトルクリプルが発生することによる騒音や振動を抑制することができる。

また、本発明のブラシレスモータ制御装置は、次のスイッチング素子に対する終了電気角度に達する前に、カウンタを停止するので、ＰＷＭ制御方式のブラシレスモータ制御装置において、単一のカウンタを用いた簡易な回路構成により、騒音や振動を低減することができる。さらに、本発明のブラシレスモータ制御装置によれば、終了電気角度から予め設定している電気角度が経過するまでＰＷＭ信号を生成するので、ブラシレスモータの回転速度が速い場合等に効率を向上することができる。

請求項２に記載のブラシレスモータ制御装置は、前記制御手段は、前記対となるスイッチング素子のうちの一方のスイッチング素子の前記駆動期間における前記ＰＷＭ信号をデューティ値１００％とし、他方のスイッチング素子の前記ＰＷＭ信号を目標とする回転速度に応じたデューティ値となるように前記ＰＷＭ信号生成手段を制御する。

請求項２のブラシレスモータ制御装置によれば、対となるスイッチング素子の一方の駆動期間にデューティ値１００％のＰＷＭ信号を出力し、他方のスイッチング素子に目標とする回転速度に応じたデューティ値のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御を行っているため、相補ＰＷＭ制御方式を行う場合に比べ、回路規模を小さくすることができる。

請求項３に記載のブラシレスモータ制御装置は、請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータ制御装置において、前記制御手段は、前記カウンタがカウントダウンを開始してから電気角度が６０度経過するまでに、前記カウンタのカウントダウンを停止させ、前記ＰＷＭ信号生成手段による前記ＰＷＭ信号の出力を停止するように制御する。

請求項３に記載のブラシレスモータ制御装置によれば、ブラシレスモータの回転速度が速く、カウンタのカウント値がゼロに達する前に次のスイッチング素子が終了電気角度に達してしまう場合でも、カウンタのカウントを確実に停止させることができる。

請求項４に記載のブラシレスモータ装置は、前記請求項１から請求項３の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御装置と、複数の巻線の各々に前記ブラシレスモータ制御装置の前記電圧供給手段から供給される電圧により回転駆動されるブラシレスモータと、前記ブラシレスモータ制御装置と前記ブラシレスモータとを一体に収容したハウジングと、を含む。

請求項４に記載の発明によれば、ブラシレスモータ、及び簡易な回路構成でブラシレスモータの騒音や振動を低減することができるＰＷＭ制御方式のブラシレスモータ制御装置を一体的にハウジングに収容したブラシレスモータ装置が得られる。

請求項５に記載のブラシレスモータの駆動方法は、ブラシレスモータの巻線ごとに対で対応された複数のスイッチング素子を備えた電圧供給手段に、ＰＷＭ信号生成手段から前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力し、前記対となるスイッチング素子の各々が前記ＰＷＭ信号により駆動されることで、該対となるスイッチング素子に対応する前記巻線に、矩形波の電圧を供給して、前記ブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動方法であって、前記ＰＷＭ信号生成手段により、所定の順序で前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々に対してスイッチング素子ごとの開始電気角度から終了電気角度までの駆動期間で前記ＰＷＭ信号を生成して出力し、何れかの前記スイッチング素子の前記ＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達したときに、予め定められた時間を要してカウント値の最大値からゼロまでカウントダウンするカウンタのカウントダウンを開始し、該スイッチング素子に対して、前記駆動期間におけるデューティ値と前記カウンタのカウント値に基づいて該カウント値の減少に応じて低下するデューティ値のＰＷＭ信号を出力させ、前記カウンタのカウント値がゼロとなるタイミング、又は前記カウンタがカウントダウンを開始してから次のスイッチング素子のＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達する前の予め設定された電気角度が経過するタイミングの何れか早いタイミングで前記カウンタのカウントを停止して前記ＰＷＭ信号の出力を停止させる、ことを繰り返して前記ブラシレスモータを駆動する。

請求項５に記載のブラシレスモータの駆動方法によれば、電圧供給手段のスイッチング素子に対応する巻線に、カウント値に対応したスロープが付加された非対称の台形波の電圧を供給することにより、ブラシレスモータの巻線で通電の切り替わりがゆるやかになるため、通電するモータの相を切り替える際に通電をオフにした場合に、環流電流が流れてトルクリプルが発生することにより発生する騒音や振動を抑制することができる。従って、本発明では、簡易な回路構成で、ブラシレスモータが駆動する際の騒音や振動を低減することができる。

本発明の実施の形態に係るブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータを適用したブラシレスモータアクチュエータの構成の一例の概略を示す一部破断した正面断面図である。 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の構成の一例の概略を示すブロック図である。 本発明の実施の形態に係るＰＷＭ生成部の具体的一例を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態に係るスロープカウンタの具体的一例を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態に係るブラシレスモータにおける、ホールセンサの出力信号と通電部のインバータ出力電圧との関係を示すタイムチャートの一例である。 本発明の実施の形態に係る非対称通電方法の一例のフローチャートである。 本発明の実施の形態に係る図５に示した場合よりもモータの回転速度が速くなった場合のタイムチャートの一例である。 本発明の実施の形態に係る図７に示した場合よりもモータの回転速度が速くなった場合のタイムチャートの一例である。 本発明の実施の形態に係る電気角度４０度で非対称通電制御を停止する場合を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態に係る下段ＰＷＭ制御方式を説明するための説明図である。 相補ＰＷＭ制御方式のオシロ波形の一例と本発明の実施の形態に係る下段ＰＷＭ制御方式のオシロ波形の一例とを示す波形図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本実施の形態では、車載空調装置用モータアクチュエータに適用されるブラシレスモータ及びブラシレスモータ制御装置について詳細に説明する。

（車載空調装置用モータアクチュエータ）
まず、車載空調装置用モータアクチュエータの概略構成について説明する。図１は、本実施の形態に係るモータアクチュエータの構成の一例の概略を示す一部破断した正面断面図である。

図１に示すように、本実施の形態のモータアクチュエータ１２は、ハウジング１４を備えており、その内側にはブラシレスモータ１６（以下、「モータ１６」と言う）とブラシレスモータ制御装置１０（以下、「モータ制御装置１０」と言う）の制御基板１８とが収容されている。

図１に示すように、ハウジング１４は、一端が開口した浅底の略箱状に形成されており、ハウジング１４の開口端には略円筒形状の筒部３４がハウジング１４に対して一体的に設けられている。

また、ハウジング１４には略円筒形状の支持部３６が設けられており、当該支持部３６の外周部には、ステータ２８が一体的に取り付けられている。ステータ２８は、薄珪素鋼板等から成る複数枚のコア片を堰そうして形成されたコア２６を備えており、更に、当該コア２６には、各々が巻線としての三相のコイル３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗから成るコイル群が巻き掛けられている。なお、コイル３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗの個々を区別する必要がない場合は「コイル３０」と総称し、個々を区別する必要がある場合は、「Ｕ」、「Ｖ」、「Ｗ」の符号を付して称する。これらのコイル３０は、電気的な位相が１２０度ずれるように設けられており、これらのコイル３０が所定の周期で交互に通電されることにより、ステータ２８の周囲に所定の回転磁界を形成するように構成されている。

一方、支持部３６の内側には、一対の軸受３８が固定されており、当該軸受３８によってシャフト２０が支持部３６並びに筒部３４に対して同軸的で且つ、自らの軸周りに回転自在に支持されている。

シャフト２０の軸方向一端側は、筒部３４を貫通しており、その一端部もしくは、一端部近傍にてシャフト２０の回転力を受けて回動する図示を省略した空調装置本体に設けられた送風用のファンへ機械的に連結されている。

また、シャフト２０の筒部３４から貫通した部分にはロータ２２が一体的に取り付けられている。ロータ２２は、ハウジング１４の開口方向とは反対方向へ向けて開口した筒部３４並びに支持部３６に対して、同軸の有底筒形状に形成されており、当該ロータ２２の上底部をシャフト２０が貫通している。

ロータ２２の内周部には、略円筒形状のロータマグネット２４がロータ２２に対して同軸的に固定されている。ロータマグネット２４は、その軸心を介して半径方向一方の側はＮ極で他方の側がＳ極となるように形成されていると共に、自らの軸心周りに所定角度（例えば、６０度）毎に磁極の極性が変わるように形成され、その周囲の所定の磁界を形成する。

ロータマグネット２４は、支持部３６の半径方向に沿ってステータ２８の外側でステータ２８と対向するように設けられており、上述したコイル３０が通電されてステータ２８の周囲に回転磁界が形成されると、当該回転磁界とロータマグネット２４が形成する磁界との相互作用で支持部３６周りの回転力がロータマグネット２４に生じ、これにより、シャフト２０が回転する。

一方、ステータ２８よりもハウジング１４の底部側には、制御基板１８が配置されている。制御基板１８は、表面及び裏面の少なくとも何れか一方にプリント配線が施されており、複数の抵抗素子やトランジスタ素子、さらには、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）等の素子が上記のプリント配線を介して適宜に接続されている。

（モータ制御装置）
次にモータ制御装置１０（制御基板１８）の概略構成について説明する。本実施の形態のモータ制御装置１０（制御基板１８）は、カスタムＩＣにより構成している。なお、本実施の形態のモータ制御装置１０は、電流出力素子（ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６）の発熱を抑制するため、ＰＷＭ信号のデューティ比を調整することによりモータ１６の回転速度を制御する、所謂「ＰＷＭ制御」によりモータ１６の駆動制御を行うものである。

図２は、本実施の形態に係るモータ制御装置１０の構成の一例の概略を示すブロック図である。なお、図２では、モータ１６として三相６極のモータを示している。

本実施の形態のモータ制御装置１０は、ホール素子５２及びセンサマグネット４０（図１参照）を備えている。

センサマグネット４０は、図１に示すように、シャフト２０の軸方向他端側にシャフト２０に対して同軸的かつ、一体的に固定されている。センサマグネット４０はロータマグネット２４と同様に永久磁石であり、軸心周りに所定角度（例えば、６０度）毎にＮ極の磁極とＳ極の磁極とが交互に位置する多極磁石であり、その周囲に特定の磁界を形成する。

一方、ホール素子５２は、センサマグネット４０により形成された磁界を検出することにより、ロータ２２の位置（回転位置）を検出するためのものである。各相に対応するホールセンサ５２Ｕ、ホールセンサ５２Ｖ、ホールセンサ５２Ｗを含んで構成されている。ホールセンサ５２Ｕ、ホールセンサ５２Ｖ、ホールセンサ５２Ｗは、センサマグネット４０と対向するようにセンサマグネット４０の軸心周りに２０度毎に設けられており、各々の位置でセンサマグネット４０の磁界を構成する磁力線を検出し、各々位置検出信号（「出力信号Ｕ」、「出力信号Ｖ」、「出力信号Ｗ」）を出力する。

また、本実施の形態のモータ制御装置１０の制御基板１８上には、電圧供給部５０、スタンバイ回路６０、駆動タイミング生成部６２、制御部６４、スロープカウンタ６５、回転数検出部６６、ＰＷＭ生成部６８、及び保護回路７０等が構成されている。また、エアコンＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）７８、電源８０、力率改善リアクトル８２、及び平滑コンデンサ８４等が構成されている。電源８０、力率改善リアクトル８２、及び平滑コンデンサ８４Ａ、８４Ｂは略直流電源を構成している。また、エアコンＥＣＵ７８は、エアコン（車載空調装置）の電子制御ユニットであり、ユーザがエアコンＥＣＵ７８によりエアコンをオンすると、モータ制御装置１０の制御により、モータ１６が作動する。また、ユーザがエアコンの強度を調節する場合は、エアコンＥＣＵ７８を介してモータ１６（ロータ２２）の回転速度を指示するための信号が入力される。

スタンバイ回路６０は、電源８０から各部への電源供給を制御するためのものである。また、本実施の形態のスタンバイ回路６０は、エアコンの停止状態であっても電源８０から空調装置へ流れる微弱な電流を制御して抑制する。

駆動タイミング生成部６２は、ホール素子５２から入力されるロータ２２の位置を示す出力信号Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいて、ロータ２２を駆動するタイミングを生成するためのものである。

回転数検出部６６は、ホール素子５２から入力される出力信号Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいてロータ２２の回転数を検出するためのものである。

制御部６４は、スタンバイ回路６０から電源が供給されると、駆動タイミング生成部６２で生成された駆動タイミング及びエアコンＥＣＵ７８により指示されたロータ２２の回転速度に基づいて、ロータ２２の角速度（進角）を制御するための信号をＰＷＭ生成部６８に出力するものである。

また、本実施の形態の制御部６４は、ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングから予め定められた時間までの期間はスロープカウンタ６５のカウント値に基づいたＰＷＭ信号をＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６に出力するようにＰＷＭ生成部６８を制御する。なお、以下では当該制御を非対称通電制御と称する。

ＰＷＭ生成部６８は、回転数検出部６６の出力及び制御部６４の制御に基づいて、駆動デューティ値（ＤＵＴＹ）Ｄ２を決定し、エアコンＥＣＵ７８から入力された信号のレベルに応じたパルス幅を有するパルス信号であるＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ制御を行うためのものである。

ＰＷＭ生成部６８は、駆動デューティ決定部及びＰＷＭタイマ（いずれも図示省略）を備え、決定された駆動デューティ値Ｄ２に応じたパルス幅の信号をＰＷＭタイマを用いて生成し、ＰＷＭ信号として出力する。なお、本実施の形態では、出力デューティ値をデジタル値で取り扱っている。

図３に示すように、本実施の形態では、ＰＷＭタイマの具体的一例として、０〜２２１までの２２２段のアップ・ダウンカウンタを用いており、ＰＷＭの１００％出力をカウント値２２１、０％出力をカウント値０で表現する。例えば、回路クロック８ＭＨｚとした場合、１クロックが、１／８ＭＨｚ＝１２５ｎｓであり、１周期Ｔ１は、１２５ｎｓ×２２２×２＝５５．５μｓになる。従って、本実施の形態のＰＷＭ周期は１／５５．５μｓ＝１８ｋＨｚとなる。またＰＷＭ信号は、ＰＷＭタイマの出力値及び指令信号Ｃｍに基づいて生成されるため、図３に示した場合では、指令信号Ｃｍのレベル(電圧レベル)を大きくすることにより、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくすることができる。また、指令信号Ｃｍのレベルを小さくすることにより、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくすることができる。このように、指令信号Ｃｍのレベルに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を変化させることができる。

なお、本実施の形態のＰＷＭ生成部６８では、図４（Ａ）に示すように、ＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗそれぞれのゲートには、各々対応するホールセンサ５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗに応じた電気角１２０度に相当する期間Ｌ１の間、ＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号（図３参照）を出力する。一方、ＦＥＴ７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗそれぞれのゲートには、各々対応するホールセンサ５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗに応じた電気角１２０度に相当する期間Ｕ１の間、ＰＷＭ制御を行わない（ＰＷＭタイマを用いて生成しない）所定の信号を出力する。なお、説明の便宜上、ＰＷＭタイマを用いて生成される信号、及びＰＷＭ制御を行わない当該信号の両者を含め、ＰＷＭ生成部６８から出力される信号をＰＷＭ信号と称す。

また、本実施の形態のＰＷＭ生成部６８は、制御部６４の制御により、各ＦＥＴ７４、各ＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングから所定の時間経過するまで以下に説明する工程を実行する。すなわち、制御部６４により、図４（Ａ）に示される、ＦＥＴ７４の期間Ｕ２の間、及びＦＥＴ７６の期間Ｌ２の間に以下に説明する工程が実行されるように制御される。

ＰＷＭ生成部６８は、スロープカウンタ６５のカウント値に基づいた駆動デューティ値Ｄ２を決定し、決定した駆動デューティ値Ｄ２に応じたパルス幅のＰＷＭ信号をＰＷＭタイマを用いて生成し、生成したＰＷＭ信号を各ＦＥＴ７４のゲート及び各ＦＥＴ７６のゲートに出力する。

本実施の形態のスロープカウンタ６５は、カウンタ回路として構成されている。スロープカウンタ６５は、駆動タイミング生成部６２で生成される駆動タイミングに基づいて、各ＦＥＴ７４、各ＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングからカウントダウンを開始し、カウント値を制御部６４に出力する。本実施の形態では、具体的一例として図４（Ａ）に示すように、各ＦＥＴ７４、各ＦＥＴ７６の出力電圧がゼロに切り替わるタイミングに起動し、ＰＷＭタイマの最大カウント値２２１から最小カウント値０までカウントダウンし、カウント値を出力する。

本実施の形態では、図４（Ｂ）に示すように、指令信号Ｃｍ（図３参照）のレベルは、徐々に減少するデューティ比によってスロープカウンタ６５のカウント値（スロープＳ）が徐々に減少するのに基づいて、減少する。これによって、スロープカウンタ６５のカウント値（スロープＳ）により、各ＦＥＴ７４の出力電圧が０に変化するタイミング（期間Ｕ１の最後）の後、すぐから期間Ｕ２の間、各ＦＥＴ７４の出力電圧を生成する。なお、図４（Ｂ）は、ＰＷＭ信号の変化を説明するものであり、スロープＳの角度は、説明の便宜上、図４（Ａ）と異ならせて記載している。

本実施の形態では、スロープカウンタ６５は、１カウント＝４μｓでダウンカウントするため、ダウンカウント時間（スロープ区間）Ｔ２＝４μｓ×２２２＝０．８８８ｍｓとなる。従って、本実施の形態では、０．８８８ｍｓが予め定められた時間となる。なお、当該予め定められた時間（スロープ区間の時間）は、モータ１６の特性や、回路特性、効率等の観点から実験等により予め定められた時間である。

保護回路７０は、加熱によるＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６の破壊を防止するためのものであり、過負荷状態になるような電流がコイル３０に流れると全てのＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６を強制的にオフ状態にして、コイル３０への通電を遮断する。

電圧供給部５０は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）インバータにより構成されている。図２に示すように、電圧供給部５０は、各々が上段スイッチング素子としての３つのＮチャンネル電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗ（以下、「ＦＥＴ７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗ」と言う）、各々が下段スイッチング素子としての３つのＮチャンネル電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗ（以下、「ＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗ」と言う）とを備えている。なお、ＦＥＴ７４Ｕ、７４Ｖ、７４Ｗ及びＦＥＴ７６Ｕ、７６Ｖ、７６Ｗは、各々、個々を区別する必要がない場合は「ＦＥＴ７４」、「ＦＥＴ７６」と総称し、個々を区別する必要がある場合は、「Ｕ」、「Ｖ」、「Ｗ」の符号を付して称する。

ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６のうち、ＦＥＴ７４Ｕのソース及びＦＥＴ７６Ｕのドレインは、コイル３０Ｕの端子に接続されており、ＦＥＴ７４Ｖのソース及びＦＥＴ７６Ｖのドレインは、コイル３０Ｖの端子に接続されており、ＦＥＴ７４Ｗのソース及びＦＥＴ７６Ｗのドレインは、コイル３０Ｗの端子に接続されている。

ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６のゲートはＰＷＭ生成部６８に接続されており、ＰＷＭ信号が入力される。ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６は、ゲートにＨレベルのＰＷＭ信号が入力するとオン状態になり、ドレインからソースに電流が流れる。また、ゲートにＬレベルのＰＷＭ信号が入力されるとオフ状態になり、ドレインからソースへ電流が流れない状態になる。

（モータ制御装置の動作）
本実施の形態のモータ制御装置１０における、非対称通電を行うための動作について説明する。

図５に、本実施の形態のモータ１６における、ホールセンサ５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗの出力信号と電圧供給部５０のインバータ出力電圧とのタイムチャートの一例の電気角１周期分を示す。なお、図５中の「上」は、上段のＦＥＴ７４からの出力、「下」は下段のＦＥＴ７６からの出力を示している。また出力信号Ｕ、Ｖ、ＷがＨレベルの場合はＮ極を、Ｌレベルの場合はＳ極を示している。

図６に、非対称通電動作方法の一例のフローチャートを示す。本実施の形態では、ユーザがエアコンを起動すると図６に示したフローチャートが開始され、エアコンの起動停止指示により本処理を終了する。

ステップ１００では、制御部６４が通常制御を開始する。本実施の形態の制御部６４は、上述のように進角による通電制御等も実施しているため、非対称通電制御以外の制御をＰＷＭ生成部６８に行う。

ステップ１０２では、制御部６４の制御により、ＰＷＭ生成部６８で駆動デューティ値Ｄ２が決定され、ＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ生成部６８は、モータ１６の回転速度等により定められたデューティ値Ｄ１を駆動デューティ値Ｄ２（Ｄ１＝Ｄ２）としてＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ生成部６８からＦＥＴ７４のゲートには所定の信号であるＰＷＭ信号が出力され、ＦＥＴ７６のゲートにはＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号が出力される。

ステップ１０４では、ＦＥＴ７４またはＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングであるか否か判断する。図５に示したタイムチャートでは、タイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６になったか否かを判断する。当該タイミングになっていない場合は、否定されてステップ１０２に戻り、ＰＷＭ信号の生成・出力を継続する。当該タイミングになった場合は肯定されてステップ１０６へ進む。

ステップ１０６では、制御部６４が非対称通電制御を開始する。また、スロープカウンタ６５が起動し、カウント値２２１からカウントダウンを開始する。次のステップ１０８では、制御部６４がスロープカウンタ６５のカウント値をＰＷＭ生成部６８に出力する。

次のステップ１１０では、ＰＷＭ生成部６８が駆動デューティ値Ｄ２を決定し、ＰＷＭ信号を生成し、出力する。

ＰＷＭ生成部６８は、モータ１６の回転速度等により定められたデューティ値とスロープカウンタ６５のカウント値とに基づいて駆動デューティ値Ｄ２を演算し、決定する。

上段ＦＥＴ７４では、下記式（１）により演算される。また、下段ＦＥＴ７６では、下記式（２）により演算される。

駆動デューティ値Ｄ２＝２２１−デューティ値Ｄ１÷２＋（カウント値×デューティ値Ｄ１÷２２１）÷２ ・・・（１）
駆動デューティ値Ｄ２＝デューティ値Ｄ１÷２＋（カウント値×デューティ値Ｄ１÷２２１）÷２ ・・・（２）
ＰＷＭ生成部６８は、上記式（１）又は式（２）により得られた駆動デューティ値Ｄ２によりＰＷＭ信号を生成し、対応するＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６のゲートに出力する。具体的には、タイミングｔ１ではＦＥＴ７４Ｖに出力し、タイミングｔ２ではＦＥＴ７６Ｕに出力し、タイミングｔ３ではＦＥＴ７４Ｗに出力し、タイミングｔ４ではＦＥＴ７６Ｖに出力し、タイミングｔ５ではＦＥＴ７４Ｕに出力し、タイミングｔ６ではＦＥＴ７６Ｗに出力する。

次のステップ１１２では、予め定められた時間が経過したか否か判断する。本実施の形態では、上述したように具体的一例として、スロープ時間Ｔ２＝０．８８８ｍｓ経過したか否かを図示を省略したカウンタ等により判断する。経過していない場合は否定されてステップ１０８に戻り処理が繰り返され、経過した場合は肯定されてステップ１１４へ進む。

ステップ１１４では、制御部６４は非対称通電制御を停止する。また、スロープカウンタ６５はカウントダウンを終了する。そしてステップ１０２に戻り、通常の制御、ＰＷＭ信号の生成・出力を、出力電圧値がゼロに切り替わる次のタイミングに達するまで実行する。

これにより、ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６から図５に示した非対称波形の電圧がコイル３０に通電される。

なお、本実施の形態では、スロープ時間Ｔ２が一定であるが、モータ２２の回転速度に応じて電気角周期が変わるため、スロープ時間Ｔ２に対応する電気角度が変化する。例えば、図５に示した状態よりもモータ１６の回転数が高い（回転が速い）状態を図７に示す。さらに、図７に示した状態よりもモータの１６の回転数がさらに高い状態を図８に示す。タイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６＞タイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４、ｔ１５、ｔ１６＞タイミングｔ１０１、ｔ１０２、ｔ１０３、ｔ１０４、ｔ１０５、ｔ１０６である。このように、モータ１６の回転が速い場合は、スロープ部分の電気角度が大きくなるため、電気角度１２０度の矩形波に対するスロープ部分の電気角度の比率が高くなる。反対にモータ１６の回転が遅い場合は、スロープ部分の電気角度が小さくなるため、電気角度１２０度の矩形波に対するスロープ部分の電気角度の比率が低くなる。

スロープ部分の電気角度が６０度を超える場合（通電期間が矩形波と合わせて１８０度を超える場合、電圧値がゼロになる前に、他のＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６の電圧値がゼロに切り替わるタイミングに達してしまう。そこで本実施の形態では、スロープ時間にかかわらず、非対称通電制御を開始してから（電圧値がゼロに切り替わるタイミングから）電気角度６０度に対応する期間が経過する前に、非対称通電制御を停止し、スロープカウンタ６５のカウントダウンを終了することにより出力をクランプする。なお、本実施の形態では、具体的一例として、図９に示すように電気角度４０度に対応する期間が経過すると出力をクランプするようにしているが、これに限らず、６０度以内であればよい。これにより、次の非対称通電制御タイミングまでにカウントダウンを終了させることができるため、次の非対称通電制御においても当該スロープカウンタ６５を用いてカウントダウンを行うことができようになる。従って、１個のスロープカウンタ６５を用いて、ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６全てに対して非対称通電制御を行うことができ、回路規模が増大するのを抑制できる。

非対称通電制御を停止する電気角度は、モータの構成及び特性や矩形波部分の電気角度（１２０度）に対する割合等により予め実験等により定めた値とすればよい。

なお、本実施の形態ではスロープカウンタ６５のカウント値がゼロの場合はＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６の出力電圧をＬレベルとしている。これにより、カウント値がゼロの際に駆動デューティ値＝０にしないことにより微少電流がコイル３０に流れてしまうのを防止し、モータの電流波形を安定させている。

さらに、デューティ値Ｄ１＝２２１（フルカウント）の場合は、駆動デューティ値Ｄ２をフルとしている。これにより、ＰＷＭ制御によるロスを無くし、フル出力の際のモータ１６の特性を向上させることができる。

また、モータの回転数が高くなると上述のようにスロープ期間に対応する電気角度が大きくなるため、スロープを付加する効果が薄れてしまう場合があるが、実使用上の問題は生じない。一般にブロワモータの使用され方としては、回転数の低い、すなわち風量の少ないローモードから、回転数の高い、すなわち風量の多いハイモードまで広い範囲で使用されるが、騒音や振動等にシビアとなるのは、風量が少なく、風きり音が小さいことにより、モータ１６の磁気音が目立ってしまうローモードの場合であり、モータの回転数が上がっている状態ではあまり目立たないためである。むしろ、印加電圧が電気角度１２０度よりも導電幅が拡がった矩形波状となることにより、高効率にすることができる。

従って、本実施の形態では、デューティ値Ｄ１＝２２１（フルカウント）の場合は、スロープを付加することにより騒音や振動を低減する効果よりもモータ１６の効率向上をとり、本実施の形態では、具体的一例として電気角度４０度に達するまで非対処通電制御を行いスロープを付加している。

なお、本実施の形態では、上述したように、ＰＷＭ生成部６８はＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号をＦＥＴ７６にのみ出力している。すなわち、本実施の形態では、一般的に用いられている相補ＰＷＭ制御方式ではなく、下段のＦＥＴ７６にＰＷＭ制御を行う下段ＰＷＭ制御方式を行っているがこれに限らず、相補ＰＷＭ制御方式としてもよい。なお、相補ＰＷＭ制御方式とした場合は、ＰＷＭタイマに加え、電気角カウンタ、デッドタイムタイマ等が必要となり回路規模が大きくなり、また、デッドタイムの影響により印加電圧の最大値を出力することが容易ではないため、本実施の形態のように下段ＰＷＭ制御方式とすることが好ましい。

なお、本実施の形態のように下段ＰＷＭ制御方式とした場合であっても、見かけ上は相補ＰＷＭ制御方式と同様に電圧が印加される。図１０に示すように、上段ＦＥＴ７４がオン状態からオフ状態に切り替わった場合（図１０の（Ａ）から（Ｂ）に示す状態に切り替わった場合）、モータインダクタンスの影響により、電流が流れ続けようとするため、ＦＥＴ７６のダイオード７６Ａを電流が流れる。ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６ともオフ状態であるのに、ローレベルの電圧がコイル３０側で観測される。このように見かけ上、相補ＰＷＭ制御が行われているのと同様の状態になる。図１１に相補ＰＷＭ制御方式により本実施の形態の非対称通電制御を行った場合のオシロ波形と、下段ＰＷＭ制御方式により本実施の形態の非対称通電制御を行った場合（本実施の形態の場合）のオシロ波形を示す。図１１に示すように、ＦＥＴ７４に対しては電圧値がゼロに切り替わるタイミングから所定の時間が経過するまでの期間のみ上記（１）式に基づくＰＷＭ制御を行うことで、相補ＰＷＭ制御方式と同様に、平均電圧波形が理想的な非線対称の台形波がコイル３０に出力される。

なお、本実施の形態では、スロープカウンタ６５のカウント時間をモータ１６の回転速度に係らず一定の時間にし、スロープを任意値に固定しているがこれに限らず、例えば、ダウンカウントに要する電気角度を一定にする等、回転速度に応じて時間あたりのカウント量を変化させることによりスロープを調整してもよい。なお、スロープを調整する場合は本実施の形態に比べ、回路構成や制御が複雑化し、駆動デューティ値の演算の負荷も増加する。スロープを任意値に固定した場合と、回転速度に応じて調整する場合とにおいて、騒音や振動等を抑制する効果に大きな差がないことが実験的に確認されているため、効果とコストの観点から本実施の形態のようにスロープを任意値に固定することが好ましい。

また、本実施の形態のコイル３０は、スター型のステータコイルについて図示（図２）したがこれに限らず、デルタ型のステータコイルであってもよい。また、６極のロータマグネット２４をモータを図示（図２）したがこれに限らず、何極であってもよいし、ロータマグネット２４の代わりにプラスチックマグネットであってもよい。

以上説明したように、本実施の形態では、ＰＷＭ生成部６８は、ＰＷＭタイマを用いて生成したＰＷＭ信号をＦＥＴ７６のゲートに出力し、所定の信号であるＰＷＭ信号をＦＥＴ７４のゲートに出力する。ＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６からコイル３０に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６になると、スロープカウンタ６５が起動し、ＰＷＭタイマの最大値＝２２１から最小値＝０までカウントダウンを開始する。制御部６４は、スロープカウンタ６５のカウント値に基づいてＰＷＭ信号を生成し、出力するようにＰＷＭ生成部６８を非対称通電制御する。ＰＷＭ生成部６８は、式（１）及び式（２）に基づいて駆動デューティ値を演算し、これによりＰＷＭ信号を生成し、ＦＥＴ７４及びＦＥＴ７６に生成したＰＷＭ信号を出力する。タイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６から所定時間経過するか、または、所定時間経過前に電気角度４０度に対応する時間が経過した場合は、スロープカウンタ６５はカウントダウンを終了する。また、制御部６４は、非対称通電制御を停止する。

このように本実施の形態によれば、制御部６４の制御により矩形波の電圧にスロープカウンタ６５によるカウント値を付加した非対称波形の電圧をコイル３０に通電することにより通電の切り替えがゆるやかになるため、通電するモータの相を切り替える際に通電をオフにした場合に、環流電流が流れてトルクリプルが発生することにより、発生する騒音や振動を抑制することができる。

また、スロープカウンタ６５によるカウント値を付加したＰＷＭ制御を行うため、マイクロコンピュータ等を用いなくともカスタムＩＣにより回路を構成することができる。

従って、ＰＷＭ制御方式のモータ制御装置１０において、簡易な回路構成により、騒音や振動を低減することができる。また、簡易な回路構成とすることにより製造コストを低減することができる。

また、本実施の形態では、下段ＦＥＴ７６をＰＷＭ制御するため、相補ＰＷＭ制御方式に比べ、回路規模を小さくすることができる。

また、１個のスロープカウンタ６５により全てのＦＥＴ７４、ＦＥＴ７６に対応することができるため、回路規模が大きくなるのを抑制することができる。

１０…ブラシレスモータ制御装置、１２…モータアクチュエータ、１６…ブラシレスモータ、２２…ロータ、２８…ステータ、３０（３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗ）…コイル、５０…電圧供給部（電圧供給手段）、５２…ホール素子、６４…制御部（制御手段）、６５…スロープカウンタ（カウンタ）、６８…ＰＷＭ生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、７４…ＦＥＴ、７６…ＦＥＴ

Claims (7)

1. ブラシレスモータの巻線ごとに対で対応された複数のスイッチング素子を備え、対となるスイッチング素子の各々がＰＷＭ信号により駆動されることで、該対となるスイッチング素子に対応する前記巻線に、矩形波の電圧を供給する電圧供給手段と、
   前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々を駆動するための前記ＰＷＭ信号を生成して前記電圧供給手段へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、
   予め定められた時間を要してカウント値の最大値からゼロまでカウントダウンするカウンタと、
   前記ＰＷＭ信号生成手段を、所定の順序で前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々に対してスイッチング素子ごとの開始電気角度から終了電気角度までの駆動期間で前記ＰＷＭ信号を出力するように制御すると共に、何れかの前記スイッチング素子の前記ＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達したときに、前記カウンタのカウントダウンを開始し、該スイッチング素子に対して、前記駆動期間におけるデューティ値と前記カウンタのカウント値とに基づいて該カウント値の減少に応じて低下するデューティ値のＰＷＭ信号を出力させ、該カウント値がゼロとなるタイミング、又は前記カウンタがカウントダウンを開始してから次のスイッチング素子のＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達する前の予め設定された電気角度が経過するタイミングの何れか早いタイミングで前記カウンタのカウントダウンを停止して前記ＰＷＭ信号の出力を停止させるように制御する制御手段と、
   を備えたブラシレスモータ制御装置。
2. 前記制御手段は、前記対となるスイッチング素子のうちの一方のスイッチング素子の前記駆動期間における前記ＰＷＭ信号をデューティ値１００％とし、他方のスイッチング素子の前記ＰＷＭ信号を目標とする回転速度に応じたデューティ値となるように前記ＰＷＭ信号生成手段を制御する、請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置。
3. 前記制御手段は、前記カウンタがカウントダウンを開始してから電気角度が６０度経過するまでに、前記カウンタのカウントダウンを停止させ、前記ＰＷＭ信号生成手段による前記ＰＷＭ信号の出力を停止するように制御する、請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータ制御装置。
4. 前記請求項１から請求項３の何れか１項に記載のブラシレスモータ制御装置と、
   複数の巻線の各々に前記ブラシレスモータ制御装置の前記電圧供給手段から供給される電圧により回転駆動されるブラシレスモータと、
   前記ブラシレスモータ制御装置と前記ブラシレスモータとを一体に収容したハウジングと、
   を含むブラシレスモータ装置。
5. ブラシレスモータの巻線ごとに対で対応された複数のスイッチング素子を備えた電圧供給手段に、ＰＷＭ信号生成手段から前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力し、前記対となるスイッチング素子の各々が前記ＰＷＭ信号により駆動されることで、該対となるスイッチング素子に対応する前記巻線に、矩形波の電圧を供給して、前記ブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動方法であって、
   前記ＰＷＭ信号生成手段により、所定の順序で前記巻線ごとに対となる前記スイッチング素子の各々に対してスイッチング素子ごとの開始電気角度から終了電気角度までの駆動期間で前記ＰＷＭ信号を生成して出力し、
   何れかの前記スイッチング素子の前記ＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達したときに、予め定められた時間を要してカウント値の最大値からゼロまでカウントダウンするカウンタのカウントダウンを開始し、
   該スイッチング素子に対して、
   前記駆動期間におけるデューティ値と前記カウンタのカウント値に基づいて該カウント値の減少に応じて低下するデューティ値のＰＷＭ信号を出力させ、
   前記カウンタのカウント値がゼロとなるタイミング、又は前記カウンタがカウントダウンを開始してから次のスイッチング素子のＰＷＭ信号が前記終了電気角度に達する前の予め設定された電気角度が経過するタイミングの何れか早いタイミングで前記カウンタのカウントを停止して前記ＰＷＭ信号の出力を停止させる、
   ことを繰り返して前記ブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動方法。
6. 前記対となるスイッチング素子のうちの一方のスイッチング素子の前記駆動期間における前記ＰＷＭ信号をデューティ値１００％とし、他方のスイッチング素子の前記ＰＷＭ信号を目標とする回転速度に応じたデューティ値となるように前記ＰＷＭ信号を生成する、ことを含む請求項５に記載のブラシレスモータの駆動方法。
7. 前記カウンタがカウントダウンを開始してから電気角度が６０度経過するまでに、前記カウンタのカウントダウンを停止させ、前記ＰＷＭ信号の出力を停止する、ことを含む請求項５又は請求項６に記載のブラシレスモータの駆動方法。