JP2000134978A - ブラシレスモ―タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＣモータをブラシレス構造とし、電機子コ
イル電流の切り替えタイミングを最適制御して省エネル
ギーかつ低騒音なブラシレスモータを提供する。 【解決手段】 ステータ３には、電機子コイル４ａ〜４
ｆが三相に配置され、その外側にはメインマグネット２
を備えたロータ１が配置され、センサマグネット５は、
ロータ１と一体に回転するシャフト６に取り付けられ、
このセンサマグネット５による磁界の方向を検出するホ
ールＩＣ１〜３が、ステータ３の内周に配置されてい
る。進角制御手段１２ａは、センサ信号を受けて、その
磁界方向変化検出の周期からモータの回転速度を算出
し、この回転速度に応じた、進角制御のための進角量を
出力し、タイミング制御手段１２ｂにて、センサ信号お
よび進角量を受けて、進角量に応じた進角制御を行い、
モータ駆動回路１３を介してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ
６）の電流切り替えタイミングを制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、車両用の送風機フ
ァンの駆動などに好適なアウタロータ形のブラシレスＤ
Ｃモータにおいて、電機子コイルを流れる電流の切り替
えタイミングを最適化したブラシレスモータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、自動車などの車両に搭載されるモ
ータ、例えば空調装置に用いられる送風機ファンの回転
駆動用モータには、電機子コイルに流れる電流の方向を
整流子とブラシを用いて切り替えるＤＣモータが用いら
れてきた。

【０００３】この従来の車両搭載のＤＣモータでは、電
源に車両のバッテリーを用い、定電圧電源で駆動する。
このためブラシを用いたＤＣモータの回転制御では、電
源電圧を分圧抵抗によって分圧して用いる。例えばバッ
テリー電圧が１２Ｖで、ＤＣモータを３Ｖで駆動する場
合、残りの９Ｖは分圧抵抗に印加され、熱となって消費
される。このため、分圧抵抗で消費される電力が無駄に
なってエネルギー効率が良くない。さらにブラシによる
しゅう動音が騒音発生の原因となっていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＤＣモ
ータをブラシレス構造とし、電源電圧のデューティを可
変（パルス幅制御）して回転制御した場合、ロータ磁極
の検出位置から電機子コイルを流れる電流を切り替える
タイミングによって、トルクの発生効率が変化する。ま
たその切替タイミングによって、モータとその収納ケー
スとの共鳴によるうなり音の大きさも変化する。

【０００５】上記トルクの発生効率が最大となる切替タ
イミングと、うなり音が最小となる切替タイミングとは
異なり、効率を優先すればうなり音が大きくなり、うな
り音を小さくすれば、効率が低下する。

【０００６】そこで本発明は、送風機ファンなどに用い
るＤＣモータをブラシレス構造とし、電機子コイル電流
の切り替えタイミングを最適制御して省エネルギーかつ
低騒音なブラシレスモータを提供することを目的とす
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明のブラシレスモータは、モータの内周側に電
機子を配置したアウタロータ形のブラシレスＤＣモータ
において、ステータ（３）に配置された電機子コイル
（４）を流れる電流を切り替えるスイッチング素子（Ｑ
１〜Ｑ６）と、ロータ（１）に取り付けられた界磁用永
久磁石（２）に対し一定の遅れ角にてロータ（１）と一
体に取り付けられ、ロータ（１）の回転位置を示すセン
サマグネット（５）と、前記ステータ（３）に取り付け
られ、前記センサマグネット（５）による磁界の方向を
検出する磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）と、この磁気セ
ンサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受け
て、ロータ（１）の回転速度を算出し、この回転速度に
応じた、前記センサマグネット（５）の界磁用永久磁石
（２）に対する遅れ角を進める進角制御のための進角量
を出力する進角制御手段（１２ａ）と、前記磁気センサ
（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、
前記進角量に応じた進角制御を行い、スイッチング素子
（Ｑ１〜Ｑ６）の電流切り替えタイミングを制御するタ
イミング制御手段（１２ｂ）とを具備することを特徴と
する。

【０００８】以上の構成によって、モータの回転速度に
応じて、界磁用永久磁石の回転位置に対し、スイッチン
グ素子の電流切り替えタイミングを制御する。

【０００９】さらに、前記進角制御手段（１２ａ）が、
前記ロータ（１）の回転速度が低速時には前記遅れ角の
進角量を少なく制御し、高速時には前記遅れ角の進角量
を多く制御することによって、モータが低速回転のと
き、低騒音となることを優先し、モータが高速回転のと
き、高効率であることを優先する制御を行う。

【００１０】また、前記進角制御手段（１２ａ）が、前
記ロータ（１）の回転速度に応じて前記遅れ角の進角量
を滑らかに変化させることによって、モータの回転速度
に応じて、スイッチング素子の電流切り替えタイミング
を滑らかに変化させる。

【００１１】また、前記進角制御手段（１２ａ）による
回転速度の算出が、前記ロータ（１）の回転周期に相当
する前記センサマグネット（５）の磁界方向変化の時間
間隔に基づいて行われ、回転周期内に発生する回転速度
の算出誤差の要因が相殺される。

【００１２】

【発明の効果】本発明の請求項１に記載のブラシレスモ
ータは、モータの回転速度に応じて、界磁用永久磁石の
回転位置に対し、スイッチング素子の電流切り替えタイ
ミングを制御するので、モータ効率や騒音を考慮して、
電機子コイルを流れる電流の切り替えタイミングを最適
制御できる。

【００１３】本発明の請求項２に記載のブラシレスモー
タは、相対的に騒音発生が問題となるモータが低速回転
のとき、高効率であることよりも低騒音となることを優
先し、相対的に効率が問題となるモータが高速回転のと
き、低騒音であることよりも高効率であることを優先す
る制御を行うので、省エネルギーかつ低騒音なブラシレ
スモータを提供できる。

【００１４】本発明の請求項３に記載のブラシレスモー
タは、モータの回転速度に応じて、界磁用永久磁石の回
転位置に対し、スイッチング素子の電流切り替えタイミ
ングを滑らかに変化させるので、回転トルクの変化が穏
やかで、滑らかな回転を得られる。

【００１５】本発明の請求項４または請求項５に記載の
ブラシレスモータは、センサマグネットがＮ極とＳ極と
を複数対有するか、または磁気センサが複数個配置され
ているので、ロータが１回転する間に複数回磁界方向の
変化を検出でき、ロータの回転速度が変化しても、その
変化に追随して高速応答で、きめ細かくタイミング制御
できる。

【００１６】また、本発明の請求項６に記載のブラシレ
スモータは、進角制御手段によりロータの回転周期に相
当するセンサマグネットの磁界方向変化の時間間隔に基
づいて回転速度を算出して、回転周期内に発生する回転
速度の算出誤差の要因を相殺するため、正確な回転速度
に基づいた制御が可能となる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
るブラシレスモータの実施の形態を詳細に説明する。

【００１８】図１は、本発明に係るブラシレスモータの
第１の実施の形態を適用したブラシレスモータを下側か
ら見た下面図であり、（ａ）はトルク発生効率が良くな
る構成例、（ｂ）は低騒音となる構成例を示す。本図に
示すブラシレスモータは、車両用空調装置の送風機ファ
ンの駆動に用いられ、三相２極巻線のアウタロータ形の
ブラシレスＤＣモータであり、内周側のステータに電機
子コイル、外側のロータに界磁用永久磁石を備えたもの
である。

【００１９】ステータ３には、各突出部３ａ〜３ｆをコ
アとして電機子コイル４ａ〜４ｆが三相に配置され、そ
の外側には、９０度間隔でメインマグネット（界磁用永
久磁石）２を備えたロータ１が配置されている。このロ
ータ１の回転位置を示すセンサマグネット５は、Ｎ極と
Ｓ極とが２対、ロータ１の回転中心に対し均等角度に配
置され、ロータ１と一体に回転するシャフト６に取り付
けられている。このセンサマグネット５による磁界の方
向を検出するホールＩＣ１〜３（磁気センサ）が、ステ
ータ３の内周に１２０度間隔で均等配置されている。

【００２０】ブラシレスＤＣモータでは、メインマグネ
ット２の検出位置から電機子コイル４ａ〜４ｆを流れる
電流を切り替えるタイミングによって、発生するトルク
が変化する。ロータ１の回転位置を示すセンサマグネッ
ト５を、図１（ａ）に示すようにメインマグネット２に
対し遅れ角３０度でシャフト６に取り付けた場合、最も
発生トルクが大きくなり、効率が良くなる。図１（ｂ）
に示すように遅れ角４２度のときは、モータの振動周波
数とモータ収納ケースの固有振動周波数との共鳴による
うなり音が最も小さくなる。本実施の形態では、センサ
マグネット２を、一例として遅れ角４４度でシャフト６
に取り付けている。これは、機構的な誤差などによっ
て、うなり音が最も小さくなる遅れ角には幅があり、通
常最もうなり音の小さくなる遅れ角４２度に対し、余裕
をみて、遅れ角４４度で取り付けて、その誤差を電気的
な進角制御で補うためである。なお、は電流経路が短
く、他の電機子コイルに比べ２倍の電流が流れているコ
イルを示す。は電機子コイル３ｃ（３ｆ）とメインマ
グネット２との反発力による正回転トルク発生位置、
は電機子コイル３ａ（３ｄ）とメインマグネット２との
反発力による逆トルク発生位置を示す。

【００２１】図２は、本実施の形態のブラシレスモータ
の制御回路部のブロック図である。センサ信号検出回路
１１は、ホールＩＣ１〜３からセンサマグネット５の磁
界方向変化検出を受けて、それぞれの反転信号を生成
し、非反転信号と合わせて六信号からなるセンサ信号と
してマイクロコンピュータ１２に入力する。これは、本
実施の形態で用いるマイクロコンピュータ１２が、入力
信号の立ち下がりエッジのみを検出するため、立ち上が
りエッジを立ち下がりエッジに変換して検出するためで
ある。このマイクロコンピュータ１２内の処理では、進
角制御手段１２ａにて、センサ信号を受けて、その磁界
方向変化検出の周期からモータの回転速度を算出し、こ
の回転速度に応じた、センサマグネット５の界磁用永久
磁石２に対する遅れ角を進める進角制御のための進角量
を出力する。次にタイミング制御手段１２ｂにて、セン
サ信号、進角量、および空調制御装置（図示せず）から
モータを回転指示する回転指示信号（ＰＷＭ信号）を受
けて、進角量に応じた進角制御を行い、モータ駆動回路
１３を介してＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）Ｑ１〜
Ｑ６の電流切り替えタイミングを制御する。

【００２２】図３（ａ）は、本実施の形態のブラシレス
モータの制御回路部の進角制御を行わない場合のタイミ
ングチャートであり、（ｂ）は、このタイミングで制御
されるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）の接続関係を示す。
センサマグネット５は、Ｎ極とＳ極とが９０度ごとに配
置されるため、ホールＩＣからの磁界方向変化検出信号
は、ロータ１が１回転する間に２周期変化する。これに
よって、ロータの回転を２倍細かくタイミング制御する
ことができる。また、ホールＩＣを均等間隔で３個配置
したことによって、ロータの回転を３倍細かくタイミン
グ制御することができる。この均等間隔で配置されたホ
ールＩＣ１〜３からの磁界方向変化検出に基づき、ロー
タ１が１回転する間にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）のオ
ン／オフを計１２回スイッチングし、オンとなるＭＯＳ
ＦＥＴの組み合わせによって、電機子コイル４ａ〜４ｆ
を流れる電流の方向を切り替える。

【００２３】図４は、（ａ）がロータ回転位置、（ｂ）
がそのときの制御に用いるホールＩＣ信号およびＭＯＳ
ＦＥＴの導通状態との対応関係を示す。ロータ回転角０
度のときはホールＩＣ３からの信号を用い、ＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ１），（Ｑ５）が導通状態となる。ＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ１）が電源側、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）が接地側とな
り、接続点Ｕと接続点Ｖとの間に電圧が印加される。

【００２４】図５は、ホールＩＣ３切替時の各コイルの
通電状態と、メインマグネット２に対するセンサマグネ
ット５の遅れ角による位置を示す図である。ＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ１）と（Ｑ５）がオンし、Ｕ側（Ｑ１）が電源電
圧となり、Ｖ側（Ｑ５）が接地される。電流経路Ｓ１を
Ｕ側（＋）→コイル４ｆ→コイル４ｃ→Ｖ側（ＧＮＤ）
とし、電流経路Ｓ２をＵ側（＋）→コイル４ｅ→コイル
４ｂ→コイル４ａ→コイル４ｄ→Ｖ側（ＧＮＤ）とする
と、電流経路Ｓ１は抵抗値が半分のため、電流値が２倍
となる（図１の）。この電流値が２倍となるコイルと
メインマグネット２との間には、他のコイルと比べ特に
強い反発力を生じ、逆トルクを打ち消す強い回転トルク
を生じる。

【００２５】図６は、（ａ）がロータ回転角３０度の場
合を示し、（ｂ）がそのときの制御に用いるホールＩＣ
信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示
す。ロータ回転角３０度のときはホールＩＣ１からの信
号を用い、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３），（Ｑ５）が導通状態
となる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）が電源側、ＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ５）が接地側となり、接続点Ｗと接続点Ｖとの間に
電圧が印加される。

【００２６】図７は、ホールＩＣ１切替時の各コイルの
通電状態と、メインマグネット２に対するセンサマグネ
ット５の遅れ角による位置を示す図である。ＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｑ３）と（Ｑ５）がオンし、Ｗ側（Ｑ３）が電源電
圧となり、Ｖ側（Ｑ５）が接地される。電流経路Ｓ３を
Ｕ側（＋）→コイル４ａ→コイル４ｄ→Ｖ側（ＧＮＤ）
とし、電流経路Ｓ４をＵ側（＋）→コイル４ｂ→コイル
４ｅ→コイル４ｆ→コイル４ｃ→Ｖ側（ＧＮＤ）とする
と、電流経路Ｓ３は抵抗値が半分のため、電流値が２倍
となる。

【００２７】図８は、ホールＩＣからの信号に基づき、
ＭＯＳＦＥＴの出力切替制御信号を出力するタイミング
チャートであり、（ａ）はセンサ（ホールＩＣ）からの
入力信号、（ｂ）はＭＯＳＦＥＴのゲート信号を示す。

【００２８】（ａ）に示すＳＡＨ，ＳＡＬは、それぞれ
ホールＩＣ１からの信号およびその反転信号を示す。同
様にＳＢＨ，ＳＢＬは、それぞれホールＩＣ２からの、
ＳＣＨ，ＳＣＬは、それぞれホールＩＣ３からの信号お
よびその反転信号を示す。以上の６信号によって、ロー
タの３０度回転ごとにきめ細かくタイミングを制御する
ことができる。しかも回転数の変化に対する応答性の高
い制御を可能としている。

【００２９】（ｂ）は、進角制御時のＭＯＳＦＥＴに出
力するゲート信号を示し、ＡＴ，ＢＴ，ＣＴはハイサイ
ド（電源側）、ＡＢ，ＢＢ，ＣＢはローサイド（接地
側）のＭＯＳＦＥＴに対するゲート信号を示す。本実施
の形態では、上記センサ入力の６信号の立ち下がりによ
って、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をタイミング制御す
る。この場合、各センサ信号の立ち下がりに対応して、
次の立ち下がりに相当するタイミング（ロータ１の３０
度回転相当）を予測して、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号を
オン／オフ制御する。その際、センサ信号の立ち下がり
エッジ間の時間からロータの回転速度を算出し、その回
転速度に対応した進角制御のための進角量を求める。そ
して、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する
際、その進角量に応じた制御を行い、タイミング制御す
る。なお、センサ信号の立ち上がりエッジを用いても同
様の制御を行うことができる。

【００３０】図９は、モータの回転数に対する進角制御
量の対応関係を示し、（ａ）は進角量を角度で表し、
（ｂ）は進角量を時間で表す。（ａ）に示すようにモー
タの回転数が１８００ｒｐｍまでは進角量を０として、
機構的に固定された遅れ角Ｄ（例えば４４度）でＭＯＳ
ＦＥＴの出力をオン／オフ制御する。これは、モータの
起動時などは、モータの回転速度が安定せず、センサ信
号の立ち下がりエッジ間の時間からロータの回転速度を
算出し、その回転速度に対応した進角制御を行うと、セ
ンサ信号の立ち下がり検出から次の立ち下がりを予測す
る予測制御が実際の回転数とずれを生じ、進角量が実際
の回転数とは合わないものとなるからである。すなわち
回転速度が安定しない間に進角制御を行うと、回転トル
クに変動を生じ回転むらの原因となるので、一定の回転
速度に達するまで、機構的に固定された遅れ角すなわち
低騒音となる遅れ角でＭＯＳＦＥＴの出力をオン／オフ
制御し、進角制御を行わない。

【００３１】モータの回転数が１８００ｒｐｍに達する
と進角制御を開始し、２５００ｒｐｍまでの間は遅れ角
をＤからＤ−８に直線的に滑らかに連続変化させる。遅
れ角を急激に変化させると、回転トルクも急激に変化
し、回転むらの原因とるので、これを避けるため、遅れ
角を滑らかに連続変化させる。モータの回転数が２５０
０ｒｐｍ以上では、８度進角制御を行い、遅れ角をＤ−
８（３６度）とする。

【００３２】マイクロコンピュータのソフトウェア制御
にて、上記回転数に応じた制御を行うために、（ｂ）に
示すモータ回転数に対応した進角時間制御を行う。ま
ず、モータ回転数が１８００ｒｐｍまでは進角制御を行
わないので、センサ信号の立ち下がりエッジを検出する
と、その検出からすぐにＭＯＳＦＥＴの出力をオン／オ
フ制御する。

【００３３】モータ回転数が１８００ｒｐｍに達すると
進角制御を開始し、図８に示されたようにロータ１の３
０度回転ごとにセンサ信号を受けて、次の立ち下がりに
相当するタイミング（ロータ１の３０度回転相当）を予
測してＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御す
る。すなわちモータ回転数が１８００ｒｐｍ（周期：３
３．３ｍｓｅｃ）のとき、ロータが３０度回転に要する
時間は２．７８ｍｓｅｃであり、２５００ｒｐｍ（周
期：２４ｍｓｅｃ）のとき、ロータが３０度回転に要す
る時間は２ｍｓｅｃなので、センサ信号の立ち下がりエ
ッジからこの３０度回転に要する時間経過した後、ＭＯ
ＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する。２５００
ｒｐｍのとき、８度進角制御を行うためには、ソフトウ
ェアによる進角時間を（２−０．５３３）ｍｓｅｃとす
る。

【００３４】以上説明したように、第１の実施の形態で
は、３０度回転に要する時間から、ロータの回転数を算
出し、算出された回転数に応じて進角時間を決定するの
で、高速応答が可能で、きめ細かい制御が可能となって
いる。

【００３５】ここで、図１０（ａ）において、ホールＩ
Ｃ１〜ＩＣ３で検出されるセンサマグネットからの磁気
信号を、同図（ｂ）において、この磁気信号をホールＩ
Ｃ内部のコンパレータ（図示せず）により２値化して出
力される出力信号をそれぞれ示す。

【００３６】本図に示すように、磁気信号を入力するコ
ンパレータのしきい値レベルは、本図の矢印１４ａで示
すように標準値に対する所定のばらつき範囲内で許容さ
れるので、その出力信号のエッジ（極性切り替りタイミ
ング）にもばらつきが生じる可能性がある。従って、異
なるホールＩＣからの出力信号のエッジに基づいて回転
数を検出する場合にあっては、それぞれコンパレータの
しきい値が同一ではないために、これが算出される回転
数の誤差の要因となる。

【００３７】また、本図（ａ）に実線で示すように、各
磁気信号は、理想的には互いに１２０度の位相差をもっ
てホールＩＣに入力されるべきだが、実際には、破線で
示すように、理想とは異なった波形を示す。その要因と
しては、以下のものが挙げられる。

【００３８】第１の要因としては、はんだ付け等の作業
のばらつきにより、理想的には均等間隔で配置固定され
るべきホールＩＣの間隔が、不均等となることが挙げら
れる。これにより、本図の矢印１４ｂで示すような時間
軸に対するずれが生じている。第２の要因としては、磁
化工程でのばらつきによりセンサマグネットの着磁状態
が不均等になることが挙げられる。このため、磁気信号
には、本図の矢印１４ｃで示すような歪みが生じてい
る。

【００３９】従って、本図に示すように、実際のホール
ＩＣの出力信号における、理想に対するエッジタイミン
グのばらつきは、コンパレータのしきい値レベルによる
電気的な要因に、上記の機械的な要因を加えたものとな
る。このため、理想的なエッジ間周期（この図の場合３
０度）に対する実際の周期が変動することとなる。そし
て、このように、回転角が３６０度に満たないエッジ間
周期からモータ回転数を算出した場合には、その算出誤
差が増大し、正確な回転数での進角制御が困難となる可
能性がある。

【００４０】そこで、ロータの回転周期、即ち３６０度
回転に相当するエッジ間周期から回転数を算出するよう
に構成された本発明のブラシレスモータの第２の実施の
形態を説明する。この実施の形態では、ロータの回転角
３６０度に相当するエッジ間周期から回転数を算出する
ことで、これより短いエッジ間周期（例えば３０度）で
の検出によっては顕在化してしまう上記第１および第２
の要因の影響を防止している。加えて、同一のホールＩ
Ｃでの検出により、コンパレータ間のしきい値レベルの
差による、回転数の誤差発生をキャンセルしている。

【００４１】図１１は、第２の実施の形態において回転
数誤差を低減可能とする原理を説明するためのタイミン
グチャートである。

【００４２】ホールＩＣ１〜ＩＣ３からは、本図に示す
ように、理想的には均等な位相差をもった出力信号が得
られ、その１周期は正確に回転角３６０度となるべきだ
が、本実施の形態にあって電気角２周期分に相当するロ
ータの１周期時間内には、実際には、上記説明した要因
により、立ち下がりエッジにおけるずれａおよびｃと、
立ち上がりエッジにおけるずれｂおよびｄが存在する。

【００４３】ところが、ロータの１周期分に相当するエ
ッジ間周期を検出する方法を採ることにより、これらず
れが相殺して、本図に示すように、ほぼ回転角３６０度
に相当する正確な周期が検出可能となる。

【００４４】図１２は、進角制御手段１２ａにおける回
転数算出の動作を示すフローチャートであり、進角量を
決定する前段階として繰返し実行されるものである。

【００４５】本図におけるステップＳ１においては、進
角制御手段１２ａは、回転指示が入力されている状態に
おいてマイクロコンピュータ１２の所定の割込みポート
にセンサ信号検出回路１１からの信号エッジ（立上がり
あるいは立ち下がり）が検出されたときに、内部タイマ
ーをリセットするとともに、エッジ数を積算するための
変数ｉを０（零）に初期化する。そして、上述の割込み
ポートに入力される信号のエッジ（立上がりあるいは立
ち下がり）により、この処理に割込みがかかると、ステ
ップＳ３において進角制御手段１２ａは、変数ｉを繰上
げ、エッジ数を積算する。そして、ステップＳ５におい
ては、変数ｉが、ロータ１周期に相当する所定の数（こ
の実施の形態では４）であるか否かを判定し、ここでＮ
Ｏと判定されると次の割込みがかかるのを待ち、次の割
込みにより再びステップＳ３を行う。一方、ステップＳ
５において、ＹＥＳと判定されると、進角制御手段１２
ａは、次のステップＳ７において、内部タイマーを停止
させて、ロータ１周期を計測する。そして、ステップＳ
９においては、計測されたロータ１周期の逆数（回転
数）を算出し、ステップＳ１１においては、算出された
回転数に応じたソフトウェアによる進角時間ｔを決定し
て、次回の進角制御に使用する。その際、進角時間ｔ
（ｓｅｃ）は、進角量をα（度）、ロータ１周期をＴ
（ｓｅｃ）とすると、ｔ＝Ｔ×（３０−α）／３６０と
して求める。尚、ブラシレスモータが作動している間
は、以上の動作が逐次実行されるようになっている。

【００４６】以上の説明から明らかなように、この第２
の実施の形態では、回転数の算出をロータの回転周期に
相当するエッジ間周期に基づいて行うため、誤差の少な
い正確な回転数算出ができ、正確な回転数での進角制御
が可能となる。

【００４７】これ以降は、本発明に係るブラシレスモー
タの第１の実施の形態および第２の実施の形態に共通な
特性を説明する。

【００４８】図１３は、センサマグネット５のメインマ
グネット２に対する遅れ角と騒音レベルとの関係を示
す。回転数が２４００ｒｐｍでは、送風音による影響で
遅れ角によるうなり音成分がマスクされてしまい、騒音
レベルが一定となる。回転数が９００ｒｐｍでは、送風
音が小さくなるので、相対的にうなり音成分が大きくな
り、遅れ角が大きくなるにつれ騒音が小さくなる。この
ことから、特に低回転数領域では、遅れ角を大きくする
ことによる低騒音化の効果が大きい。

【００４９】図１４は、センサマグネット５のメインマ
グネット２に対する遅れ角とモータ効率との関係を示
す。遅れ角３０度程度でモータ効率が最大となり、その
結果回転トルクが最大となる。上記の遅れ角と騒音レベ
ルとの関係を考慮すると、高回転数領域では、遅れ角を
変えても騒音が変化しないので、モータ効率を優先した
遅れ角に設定することによって、高効率なモータを得る
ことができる。

【００５０】以上のことから、ロータの回転速度が低速
時には遅れ角の進角量を少なく制御し、高速時には遅れ
角の進角量を多く制御することによって、回転数によっ
て低騒音と高効率とを最適な割合で両立した制御ができ
る。

【００５１】図１５は、モータ回転数とその騒音の１２
次成分との遅れ角による関係の変化を示す。例えば１０
００ｒｐｍすなわち毎秒１６．７回転のとき１２次成分
は２００Ｈｚとなり、モータとその収納ケースとの共鳴
により、うなり音が極大となる。さらに回転数が高くな
ると、うなり音よりも送風音が大きくなりマスクされて
しまう。

【００５２】図１６は、モータ回転数とその騒音の２４
次成分との遅れ角による関係の変化を示す。例えば５０
０ｒｐｍすなわち毎秒８．３回転のとき２４次成分は２
００Ｈｚとなり、モータとその収納ケースとの共鳴によ
り、うなり音が極大となる。さらに回転数が高くなる
と、うなり音よりも送風音が大きくなりマスクされてし
まう。

【００５３】以上述べたように本発明のブラシレスモー
タを車両用空調装置の送風機ファンの駆動用に用いるこ
とによって、低回転時すなわち送風量が少ないときは低
騒音で、高回転時すなわち送風量が多いときは高効率運
転によって省エネルギーでかつ高トルクな回転力を得る
ことができ、これを回転数によって最適な割合に制御し
て、快適な空調環境を得ることができる。

【００５４】なお、本実施の形態では、車両用空調装置
の送風機ファンの駆動用ブラシレスモータとして説明し
たが、例えば、車両用エンジンのラジエータ冷却ファン
にも同様に適用でき、さらに室内用空調装置の送風機フ
ァンなどにも用いることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るブラシレスモータの第１の実施の
形態の下面図であり、（ａ）はトルク発生効率が良くな
る構成例、（ｂ）は低騒音となる構成例を示す図であ
る。

【図２】図１に示した形態における制御回路部のブロッ
ク図である。

【図３】（ａ）は、ブラシレスモータの制御回路部のタ
イミングチャートであり、（ｂ）は、ＭＯＳＦＥＴの接
続関係を示す図である。

【図４】（ａ）がロータ回転位置、（ｂ）がホールＩＣ
信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す
図である。

【図５】ホールＩＣ３切替時の各コイルの通電状態と、
メインマグネットに対するセンサマグネットの遅れ角に
よる位置を示す図である。

【図６】（ａ）がロータ回転角３０度の場合を示し、
（ｂ）がホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態
との対応関係を示す図である。

【図７】ホールＩＣ１切替時の各コイルの通電状態と、
メインマグネットに対するセンサマグネットの遅れ角に
よる位置を示す図である。

【図８】（ａ）はセンサ（ホールＩＣ）からの入力信
号、（ｂ）はＭＯＳＦＥＴのゲート信号を示すタイミン
グチャートである。

【図９】モータの回転数に対する進角制御量を示す図で
あって、（ａ）は進角量を角度で表し、（ｂ）は進角量
を時間で表す図である。

【図１０】モータの回転数算出誤差の要因を説明した図
である。

【図１１】本発明に係るブラシレスモータの第２の実施
の形態における回転数算出誤差を低減する原理を説明し
たタイミングチャートである。

【図１２】図１１に示した形態における回転数算出のた
めの処理過程を説明したフローチャートである。

【図１３】センサマグネットのメインマグネットに対す
る遅れ角と騒音レベルとの関係を示す図である。

【図１４】センサマグネットのメインマグネットに対す
る遅れ角とモータ効率との関係を示す図である。

【図１５】モータ回転数とその騒音の１２次成分との関
係を示す図である。

【図１６】モータ回転数とその騒音の２４次成分との関
係を示す図である。

【符号の説明】

１…ロータ，２…メインマグネット（界磁用永久磁
石），３…ステータ，４ａ〜ｆ…電機子コイル，５…セ
ンサマグネット，６…シャフト，１１…センサ信号検出
回路，１２…マイクロコンピュータ，１３…モータ駆動
回路，ＩＣ１〜３…ホールＩＣ（磁気センサ），…２
倍の電流が流れているコイル，…正回転トルク発生位
置，…逆トルク発生位置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 関根 剛 東京都中野区南台５丁目24番15号 カルソ ニック株式会社内 (72)発明者 高橋 栄二 東京都中野区南台５丁目24番15号 カルソ ニック株式会社内 (72)発明者 大平 滋規 東京都中野区南台５丁目24番15号 カルソ ニック株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 AA01 BB04 BB07 BB08 BB12 DA03 DA19 EB01 JJ12 TT07 UA05 XA05 XA15 5H621 AA04 BB10 GA01 GA04 GB10 HH01

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータの内周側に電機子を配置したアウ
   タロータ形のブラシレスＤＣモータにおいて、 ステータ（３）に配置された電機子コイル（４）を流れ
   る電流を切り替えるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）
   と、 ロータ（１）に取り付けられた界磁用永久磁石（２）に
   対し一定の遅れ角にてロータ（１）と一体に取り付けら
   れ、ロータ（１）の回転位置を示すセンサマグネット
   （５）と、 前記ステータ（３）に取り付けられ、前記センサマグネ
   ット（５）による磁界の方向を検出する磁気センサ（Ｉ
   Ｃ１〜ＩＣ３）と、 この磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化
   検出を受けて、ロータ（１）の回転速度を算出し、この
   回転速度に応じた、前記センサマグネット（５）の界磁
   用永久磁石（２）に対する遅れ角を進める進角制御のた
   めの進角量を出力する進角制御手段（１２ａ）と、 前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化
   検出を受けて、前記進角量に応じた進角制御を行い、ス
   イッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の電流切り替えタイミン
   グを制御するタイミング制御手段（１２ｂ）とを具備す
   ることを特徴とするブラシレスモータ。
2. 【請求項２】 前記進角制御手段（１２ａ）が、前記ロ
   ータ（１）の回転速度が低速時には前記遅れ角の進角量
   を少なく制御し、高速時には前記遅れ角の進角量を多く
   制御することを特徴とする請求項１記載のブラシレスモ
   ータ。
3. 【請求項３】 前記進角制御手段（１２ａ）が、前記ロ
   ータ（１）の回転速度に応じて前記遅れ角の進角量を滑
   らかに変化させることを特徴とする請求項１または請求
   項２記載のブラシレスモータ。
4. 【請求項４】 前記センサマグネット（５）は、Ｎ極と
   Ｓ極とが複数対、ロータ（１）の回転中心に対し均等角
   度に配置されていることを特徴とする請求項１ないし請
   求項３のいずれかに記載のブラシレスモータ。
5. 【請求項５】 前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）が、
   前記ステータ（３）周囲に均等角度にて複数個配置され
   ていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいず
   れかに記載のブラシレスモータ。
6. 【請求項６】 前記進角制御手段（１２ａ）は、回転速
   度の算出を、前記ロータ（１）の回転周期に相当する前
   記センサマグネット（５）の磁界方向変化の時間間隔に
   基づいて行うことを特徴とする請求項１ないし請求項５
   のいずれかに記載のブラシレスモータ。