JP6450256B2 - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動制御装置に関する。

コイルへの通電を切り替えることで駆動させる一般的なモータにおいては、通電切替による電磁振動成分が振動悪化の主要因の１つであり、対策が必要である。
使用回転速度が決まっているモータでは、使用回転速度での共振を避けることで回避できるが、例えば、軸流ファンモータのように、停止から最高回転速度の間のあらゆる回転速度での振動ピーク値を一定値以下に抑えなければならないモータでは、上記手法は使用できず、対策に苦慮する。

特許文献１には、モータの固有振動数との共振によるステータの振動に基づく騒音の発生を抑制するモータ制御装置が記載されている。特許文献１に記載のモータ制御装置は、ロータの回転速度を算出する回転速度算出部と、回転速度算出部により算出された回転速度と、ステータの固有振動数とに基づいて、インバータへの変調率を調整する変調率調整部と、を有する。このモータ制御装置は、高調波成分の周波数と、ステータが有する固有振動数Ｆとによる共振現象の発生を防ぎ、ステータの振動に基づく騒音の発生を抑制しようとする。

特開２０１１−５５６５１号公報

特許文献１に記載のモータ制御装置は、１８０度通電のように、ＰＷＭ信号の周波数毎にインバータへの変調率を調整する必要が生じる。このため、処理能力の高いマイコンが必要になり、高コストとなるという問題がある。

そこで、本発明は、安価な構成でありながら、所定の回転速度範囲で生じるモータ固有振動数との共振を回避できるモータ駆動制御装置を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明の可変機器システムは、三相モータの各相に電圧を印加して駆動するモータ駆動部と、
ロータの回転位置を検出して、回転位置情報を生成する回転位置検出回路と、検出された前記回転位置情報に基づいて、通電切替タイミング毎に、通電切替時の進角と遅角とを交互に繰り返して調整する駆動制御信号を前記モータ駆動部に出力する制御部と、を備える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、安価な構成でありながら、所定の回転速度範囲で生じるモータ固有振動数との共振を回避できるモータ駆動制御装置を提供することが可能となる。

本実施形態におけるモータ駆動制御装置の回路構成を示すブロック図である。 比較例における６極９スロットのブラシレスモータの電源電流波形図である。 本実施形態におけるモータ駆動制御装置の電源電流波形図である。 本実施形態におけるモータ駆動制御装置の通電制御を示すフローチャートであり、（ａ）は、メインフロー、（ｂ）（ｃ）は、通電切替のサブルーチンである。 本実施形態におけるモータ駆動制御装置の周波数対電流値特性図である。 本実施形態におけるモータ駆動制御装置の周波数対振動値特性図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施形態におけるモータ２０の駆動制御装置１の回路構成を示すブロック図である。
図１において、本実施形態に係るモータ２０は、３相のブラシレスＤＣモータであり、各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗとロータ（不図示）とを備えている。これらコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの一端は、Ｙ結線されている。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの他端は、それぞれインバータ回路２のＵ相出力、Ｖ相出力、Ｗ相出力に接続され、インバータ回路２から３相交流が供給されることによりモータ２０は回転駆動される。

モータ２０の駆動制御装置１（モータ駆動制御装置の一例）は、モータ２０を駆動するインバータ回路２およびプリドライブ回路３（モータ駆動部の一例）と、ロータの回転位置を検出して、回転位置情報を生成する回転位置検出回路５を備えている。駆動制御装置１は更に、駆動制御信号Ｓ４（後記）をモータ駆動部に出力する制御部４を備えている。
駆動制御装置１は、直流電源Ｖｄに接続され、Ｕ相配線、Ｖ相配線、Ｗ相配線の３相によってモータ２０に接続される。駆動制御装置１は、モータ２０に駆動電圧を印加して、モータ２０の回転を制御する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相には、それぞれ、端子間電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが印加される。

モータ駆動部は、インバータ回路２およびプリドライブ回路３で構成される。直流電源Ｖｄは、モータ駆動部に電源電圧Ｖｃｃを印加して、電力を供給する。モータ駆動部は、直流電源Ｖｄからの電力供給を受け、制御部４からの駆動制御信号Ｓ４に基づき、モータ２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに駆動電流を供給してロータを回転させる。モータ駆動部は、正弦波駆動方式でモータ２０を駆動する。
インバータ回路２は、プリドライブ回路３（モータ駆動部の一部）とモータ２０が備える各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗとに接続される。インバータ回路２は、プリドライブ回路３の駆動信号Ｖｕｕ〜Ｖｗｌに基づき、モータ２０の各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに通電する。
インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続されるＵ相のスイッチングレッグと、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されるＶ相のスイッチングレッグと、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が直列接続されるＷ相のスイッチングレッグとを有している。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）である。インバータ回路２は、直流電源Ｖｄに接続され、更に抵抗Ｒ０に接続されている。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチングレッグは、それぞれ上アーム側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５と、下アーム側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６とを備えている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のドレイン端子は、それぞれ直流電源Ｖｄの正極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のソース端子は、それぞれスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のドレイン端子に接続されており、それらの接続点より、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流信号が出力される。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のソース端子は、それぞれ抵抗Ｒ０を介してグランド（直流電源Ｖｄの負極）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート端子は、それぞれプリドライブ回路３に接続される。

インバータ回路２は、直流電源Ｖｄから電力の供給を受け、プリドライブ回路３から駆動信号Ｖｕｕ〜Ｖｗｌが入力されると、３相交流をモータ２０のＵ相配線、Ｖ相配線、Ｗ相配線に流す。
プリドライブ回路３（モータ駆動部の一部）は、接続されるインバータ回路２との組合せでモータ駆動部を構成し、制御部４に接続される。プリドライブ回路３は、例えば、６個のゲートドライブ回路を備え、インバータ回路２を駆動するための駆動信号Ｖｕｕ〜Ｖｗｌを生成する。

制御部４は、回転位置算出部４１、回転速度算出部４２、通電タイミング調整部４３、および通電信号生成部４４を備え、マイクロコンピュータに含まれている。なお、各部は、ソフトウェアで実現されて、機能を仮想的に表したものであってもよい。
回転位置算出部４１は、抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６を含む回転位置検出回路５により検出されるロータの回転位置情報（相電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３）を入力し、それに対応した位置検出信号Ｓ１を生成する。回転位置検出回路５は、本実施形態では、各相の逆起電圧を検出して、回転位置を検出する。なお、回転位置の検出方法は、本実施形態のように逆起電圧を検出する構成に限定されず、例えば、ホールセンサなどの各種センサを用いて検出する構成であってもよい。
回転速度算出部４２は、位置検出信号Ｓ１を基に回転速度を算出し、回転速度情報Ｓ２を生成する。
通電タイミング調整部４３は、回転速度算出部４２から出力される回転速度情報Ｓ２を基に、所定の回転速度範囲のときに進角と遅角を調整する通電タイミング信号Ｓ３を生成する。
通電信号生成部４４は、位置検出信号Ｓ１と通電タイミング信号Ｓ３を入力して、駆動制御信号Ｓ４を生成する。

制御部４は、回転位置検出回路５により検出された回転位置情報（相電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３）に基づいて、通電切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返して調整する駆動制御信号Ｓ４をモータ駆動部に出力する。
本明細書において、進角とは通電期間を短くすることをいい、遅角とは通電期間を長くすることをいう。

具体的には、制御部４は、下記の通電切替設定を行う。
制御部４は、モータ２０が所定の回転速度範囲にあるならば、通電切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返して調整する。本発明では、１回転当たりを１周期として１回発生する現象を１次成分としてとらえ、ロータの１回転あたりの通電切替回数ｎに対応する周期をｎ次成分と定義し、所定の回転速度範囲は、このｎ次成分とモータの固有共振周波数とが共振現象を生じる範囲を含む。
制御部４は、ロータの１回転あたりの通電切替回数ｎに対応するｎ次成分の電源電流を低減するように駆動制御信号Ｓ４を出力する。
制御部４は、モータ駆動部が通電切替時の進角と遅角を交互に行うように制御する。その結果、駆動制御装置１は、（ｎ／２）次成分の電源電流は増大するが、ｎ次成分の電源電流が低減する。

以下、上述のように構成されたモータ駆動制御装置の動作について説明する。
まず、本発明の基本的な考え方について説明する。
一般的に、モータを効率的に駆動させるためには、電流波形をムラ無く均一に統一することを目指す。しかし、電流波形をムラ無く均一に統一すると、通電タイミングをきっちりと揃えることになり、結果として、ある一定の回転次数成分を生み出すこととなる。
例えば、６極９スロットのブラシレスモータであれば、１回転につき１８回の通電切替が発生する。このため、電流波形をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により分析すると、理想的には１８次成分のみが発生する。この１８次成分が、モータの固有値（固有振動数）と共振することで大きな電磁振動成分となってしまう。

ここで、１回転あたりの通電切替回数は、極数の２分の１に、一極あたりの通電切替回数（例えば３相の場合は６回）を乗算して求められる。

本発明は、所定回転速度範囲で、通電切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返すように調整する。これにより、電磁振動成分の発生要因となるロータの１回転あたりの通電切替回数ｎに対応するｎ次成分を、他の次数成分に移すことで、電磁振動成分を抑制することができる。
例えば、６極９スロットのブラシレスモータであれば、１８次成分がモータの固有値と共振してしまう特定の回転速度領域で、通電切替タイミング毎に、進角と遅角を交互に行うように通電波形を制御する。これにより、１８次成分の半分の周波数の９次成分の電源電流が増加する。９次成分の電源電流が増加する一方、１８次成分の電源電流が抑制される。これにより、モータの固有振動数との共振を回避することができる。

次に、本実施形態のモータ駆動制御装置の動作について説明する。
［比較例］
図２は、比較例の６極９スロットのブラシレスモータの電源電流波形図である。図２の縦軸は、図１の電流Ｉの電流波形を示し、横軸は、時刻を示している。
図２の符号Ａ０，Ｂ０は、６極９スロットのブラシレスモータの通電切替タイミングを示している。図２では、通電切替が周期的に行われている電源電流の波形を示す。
図２に示すように、通電切替タイミングＡ０，Ｂ０間の通電期間Ｃと、通電切替タイミングＢ０，Ａ０間の通電期間Ｄとは、ほぼ同じ長さである。また、図２の破線は、電流波形の最大振幅を繋いだ包絡線を示し、通電切替タイミング毎に、同じような電流波形が繰り返される。

［本モータ駆動制御装置］
図３は、本実施形態のモータ駆動制御装置の電源電流波形図であり、図２の比較例の電源電流波形図に対応している。図３の縦軸は、図１の電流Ｉの電流波形を示し、横軸は、時刻を示している。
図３の符号Ａ，Ｂは、本実施形態の進角遅角設定による通電切替タイミングを示している。
本実施形態は、（ｎ／２）次成分の電源電流を増大させ、ｎ次成分の電源電流を低減する。ここでは、１８次成分を低減するために、９次成分を含ませる通電切替を行う場合を例に採る。
９次成分を含ませるようにするために、通電切換時、２回に１回電流の振幅を大きくするような通電切替にする。一例として、通電切替時の進角と遅角とを所定パターン（例えば、交互）で繰り返して調整する。具体的には、以下の制御を行う。

<進角遅角設定>
（１） 図３に示すように、通電切替タイミングＡでは、通常より遅く通電を切り替える遅角制御を行う。
（２） 図３に示すように、通電切替タイミングＢでは、通常より早く通電を切り替える進角制御を行う。
（３） 上記（１）（２）の進角遅角設定は、所定パターン（ここでは、交互）で繰り返す。すなわち、上記（１）の通電切替タイミングＡでの遅角分を、次の通電切替タイミングＢでの進角分で相殺する。このため、ロータの１回転あたりの通電切替でみると、進角遅角の影響はない。
具体的には、図３に示すように、通電切替タイミングＡ，Ｂ間の通電期間Ｅと、通電切替タイミングＢ，Ａ間の通電期間Ｆとは、異なる長さである。通電期間Ｅは、通常時よりも短く、通電期間Ｄは、通常時より長くなり、通電期間Ｅと通電期間Ｆとの合計は通常の通電切替２回分の期間と同じにすることで、ロータの１回転あたりでは、進角遅角の影響がなくなる。

なお、ローサイド側の通電切替時の遅角制御とハイサイド側の通電切替時の進角制御とは、一例であり、ローサイド側とハイサイド側の通電切替を逆にしてもよい。この場合、ローサイド側の通電切替時に進角制御を、またハイサイド側の通電切替時に遅角制御を行う態様となる。

上記進角遅角を交互に繰り返すパターンでは、（ｎ／２）次成分（本例では、９次成分）の電源電流を増大させて、ロータの１回転あたりの通電切替回数ｎにとしたときのｎ次成分（本例では、１８次成分）の電源電流を低減することができる。また、進角遅角設定は、所定パターンであればよく、交互ではないパターンも含まれる。例えば、上記進角遅角設定を実行し、その後の数回の通電切替時では、上記進角遅角設定を行わず、さらにその後の通電切替時に上記進角遅角設定を実行するようにしてもよい。

図３の破線は、電流波形の最大振幅を繋いだ包絡線を示している。この包絡線が示すように、通電切替タイミングＡでは電流の振幅が大きくなり、通電切替タイミングＢでは電流の振幅は通常の通電切替時より小さくなる。その結果、通電期間Ｅと通電期間Ｆの間で１回の大きな周期があるように調整することで１回転あたりの周期を半減するように設定できる。

図４は、本実施形態のモータ駆動制御装置の通電制御を示すフローチャートであり、図４（ａ）は、そのメインフロー、図４（ｂ），（ｃ）は、図４（ａ）のステップＳ１０２のサブルーチンである。図４のフローは、制御部４（図１参照）において所定タイミング毎に繰り返し実行される。
ステップＳ１０１において、制御部４は、モータ２０（図１参照）が所定の回転速度範囲にあるか否かを判別する。所定の回転速度範囲は、ロータの１回転あたりの通電切替回数ｎに対応するｎ次成分とモータ２０の固有共振周波数とが共振現象を生じる範囲を含む。モータ２０の回転速度は、回転位置算出部４１（図１参照）が、回転位置検出回路５からの回転位置情報（相電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３）に対応した位置検出信号Ｓ１を生成し、回転速度算出部４２が位置検出信号Ｓ１を基に回転速度を算出し、回転速度情報Ｓ２を生成することで算出する。

モータ２０が所定の回転速度範囲にあるならば（ステップＳ１０１でＹＥＳの判定）、モータ２０の固有振動数と共振する電磁振動成分を抑制するために、ステップＳ１０２で制御部４は、進角遅角設定を行う。具体的には、通電タイミング調整部４３では、回転速度算出部４２から出力される回転速度情報Ｓ２を基に、所定の回転速度範囲のときに進角と遅角を調整する通電タイミング信号Ｓ３を生成する。通電信号生成部４４は、位置検出信号Ｓ１と通電タイミング信号Ｓ３を入力して、駆動制御信号Ｓ４を生成する。上記ステップＳ１０２の進角遅角設定は、所定の回転速度範囲で強制的に進角、遅角を所定パターンで繰り返すものである。詳細は後記する。進角遅角設定を行った後、ステップＳ１０１に戻り、モータ２０が所定の回転速度範囲にある間（ステップ１０１でＹＥＳの判定）は、ステップ１０２の進角遅角設定の処理を継続する。
一方、上記ステップＳ１０１でモータ２０が所定の回転速度範囲にない場合（ＮＯの判定）は、制御部４は上記ステップＳ１０２の進角遅角設定をスキップしてステップＳ１０３に進む。
ステップＳ１０３において、制御部４は通常の通電制御を行って本フローを終了する。

次に、上記進角遅角設定について説明する。
進角遅角設定は、切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返して調整する。以下、例示する。
<例１>
図４（ｂ）に示すように、ステップＳ１１において、回転位置算出部４１がロータの回転位置を算出する。
ステップＳ１２において、通電タイミング調整部４３が、ロータの回転位置を基に、通電切替時の進角と遅角を交互に行う。
これにより、（ｎ／２）次成分の電源電流を増大させてｎ次成分の電源電流を低減させることができる。例えば、９次成分の電源電流を増大させて１８次成分の電源電流を低減させる。

<例２>
図４（ｃ）に示すように、ステップＳ２１において、回転位置算出部４１がロータの回転位置を算出する。
ステップＳ２２において、通電タイミング調整部４３が、通電切替の進角と遅角を所定パターンで繰り返す。
これにより、ロータの１回転あたりの通電切替回数ｎにとしたときのｎ次成分の電源電流を低減させることができる。

図５は、本実施形態のモータ駆動制御装置の周波数対電流値特性図である。図５は、６極９スロットのブラシレスモータにて回転速度をスイープさせて取得した電流波形のＦＦＴグラフを示す。図５の縦軸は、図１の電流Ｉの電流値を示し、横軸は、周波数を示している。図５の実線で示す波形は、本実施形態の電流波形を、破線で示す波形は、比較例の電流波形を示している。
図５の符号ａに示すように、比較例では、ロータの１回転につき１８回の通電切替に伴い１８次成分が発生する。上述したように、この１８次成分は、モータ２０の固有値（固有振動数）と共振することで大きな電磁振動成分となる。
本実施形態では、通電切替時の進角と遅角を交互に行うことで、９次成分を増大させて１８次成分を低減させる。

モータ２０の回転速度を変化させていくと、所定の回転速度範囲において、通電切替回数ｎに対応するｎ次成分に相当する周波数範囲で、モータ２０の固有振動数と共振する現象が生じる。本実施形態では、その周波数範囲で電源電流を抑制することにより、ｎ次成分での共振を回避することができる。
図５の破線での囲み領域で示すように、本実施形態では、１８次成分に相当する周波数範囲（３２００Ｈｚ〜４２００Ｈｚ）における電流値を抑制している（図５の符号ｂ参照）。図５では、所定の回転速度範囲（上記の周波数範囲に対応する回転速度１０６６７ｒｐｍ〜１４０００ｒｐｍを含む範囲）の区間において、通電制御（進角遅角設定）を行うことで、モータ２０の固有値と１８次成分との共振を回避している。
ただし、図５の符号ｃに示すように、本実施形態では、９次成分が増大することになる。しかし、この９次成分は、モータ２０の固有値（固有振動数）と共振しないので電磁振動成分が生じることはない。また、９次成分近傍の周波数領域は、電流値も小さいので系への影響はない。

ここで、本実施形態において、１８次成分に対応する回転速度範囲が１０６６７ｒｐｍ〜１４０００ｒｐｍとなる理由について説明する。
モータ２０の固有値（固有振動数）は、測定により既知であるとする。この固有振動数と共振することで大きな電磁振動成分が生じることになる。図５の場合、共振点（電磁振動成分）が３２００[Ｈｚ]から４２００[Ｈｚ]の間にある。それをそれぞれ回転速度に換算すると、３２００[Ｈｚ]×６０÷１８＝１０６６７[ｒｐｍ]、４２００[Ｈｚ]×６０÷１８＝１４０００[ｒｐｍ]となる。
すなわち、ｎ次成分の周波数範囲がｆ１[Ｈｚ]〜ｆ２[Ｈｚ]に対応する回転速度範囲の下限Ｒｍｉｎ[ｒｐｍ]と上限Ｒｍａｘ[ｒｐｍ]は、それぞれ、（ｆ１×６０÷ｎ）[ｒｐｍ]、（ｆ２×６０÷ｎ）[ｒｐｍ]となる。
そして、所定の回転速度範囲は、少なくともｎ次成分に対応する回転速度範囲を含む、すなわち、ｎ次成分とモータ２０の固有共振周波数とが共振現象を生じる範囲を含むように設定される。

図６は、本実施形態のモータ駆動制御装置の周波数対振動値特性図である。図６は、６極９スロットのブラシレスモータの回転方向における周波数に対する振動値（振動成分のピーク値）の変化を示している。図６の縦軸は、振動値を示し、横軸は、周波数を示している。図６の実線で示す波形は、本実施形態の振動値を、破線で示す波形は、比較例の振動値を示している。
図６の破線で囲んだ１８次成分に対応する電磁振動成分の周波数範囲では、振動ピーク値が５０％以上低減できるという、大きな振動低減効果が得られた。

以上説明したように、本実施形態のモータ２０の駆動制御装置１は、モータ２０の各相に電圧を印加して駆動するモータ駆動部と、ロータの回転位置を検出して、回転位置情報を生成する回転位置検出回路５と、検出された回転位置情報（相電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３）に基づいて、通電切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返して調整する駆動制御信号Ｓ４をモータ駆動部に出力する制御部４と、を備える。制御部４は、モータ２０が所定の回転速度範囲にあるならば、通電切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返して調整する。制御部４は、ロータの１回転あたりの通電切替回数ｎにとしたときのｎ次成分の電源電流を低減するように駆動制御信号Ｓ４を出力する。

これにより、安価な構成でありながら、所定の回転速度範囲で生じるモータ固有振動数との共振が回避され、モータの振動およびそれに伴う騒音を低減することが可能なモータ駆動制御装置を提供することが可能となる。

また、本実施の形態では、特許文献１の技術のように、変調率に特に依存することなく、通電切替時に、通電期間を調整するようにしているため、安価なマイコン（制御部）で上記のことが実現できる。

また、本実施の形態では、制御部４は、モータ駆動部が通電切替時の進角と遅角を交互に行うように制御するので、（ｎ／２）次成分の電源電流を増大させてｎ次成分の電源電流を低減することができる。すなわち、所定の回転速度範囲で、通電タイミング毎に、進角と遅角の制御を交互に行うことで、ロータの１回転あたりの通電回数ｎ回に対応するｎ次成分の電流値の大きさを抑制することができる。その結果、所定の回転速度範囲で生じるモータ固有振動数との共振が回避でき、モータの振動およびそれに伴う騒音を低減することができる。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｇ）のようなものがある。

（ａ）所定の回転速度範囲は、使用するモータの固有振動数との共振点によって、適宜、適切に設定されるべきものであり、一義的に限定されるものではない。本発明は、通電切替時、強制的に進角、遅角を所定パターンで繰り返すところに特徴がある。したがって、どのような回転速度範囲でも適用可能である。
（ｂ） 駆動制御装置の各構成要素は、少なくともその一部がハードウェアによる処理ではなく、ソフトウェアによる処理であってもよい。
（ｃ） 本実施形態では、モータ２０は、６極９スロットのブラシレスモータとして説明したが、磁極数、スロット数、モータの種類は特に限定されない。また、モータ２０の相数も特に限定されない。
（ｄ） 回転位置検出回路は、本実施形態（逆起電圧の検出回路）に限定されず、例えばホールセンサなどであってもよい。
（ｅ） 駆動制御装置は、少なくともその一部を集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）としてもよい。

（ｆ） 図１に示した駆動制御装置の回路ブロック構成は具体例であって、これに限定されない。
（ｇ） 図５に示した制御フローは一例であって、これらのステップの処理に限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されてもよい。

１ 駆動制御装置 （モータ駆動制御装置の一例）
２ インバータ回路 （モータ駆動部の一部）
３ プリドライブ回路 （モータ駆動部の一部）
４ 制御部
４１ 回転位置算出部
４２ 回転速度算出部
４３ 通電タイミング調整部
４４ 通電信号生成部
５ 回転位置検出回路
Ｓ１ 位置検出信号
Ｓ２ 回転速度情報
Ｓ３ 通電タイミング信号
Ｓ４ 駆動制御信号
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ コイル
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３ 相電圧
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｖｄ 直流電源
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 端子間電圧
Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌ 駆動信号
Ｉ 電流
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子

Claims (7)

1. 三相モータの各相に電圧を印加して駆動するモータ駆動部と、
   ロータの回転位置を検出して、回転位置情報を生成する回転位置検出回路と、
   検出された前記回転位置情報に基づいて、通電切替タイミング毎に、通電切替時の進角と遅角とを交互に繰り返して調整する駆動制御信号を前記モータ駆動部に出力する制御部と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記制御部は、前記三相モータが所定の回転速度範囲にあるならば、通電切替時の進角と遅角とを交互に繰り返して調整する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. モータの各相に電圧を印加して駆動するモータ駆動部と、
   ロータの回転位置を検出して、回転位置情報を生成する回転位置検出回路と、
   検出された前記回転位置情報に基づいて、通電切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返して調整する駆動制御信号を前記モータ駆動部に出力する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記モータが所定の回転速度範囲にあるならば、通電切替時の進角と遅角とを所定パターンで繰り返して調整し、
   前記所定の回転速度範囲は、前記ロータの１回転あたりの通電切替回数ｎに対応するｎ次成分と前記モータの固有共振周波数とが共振現象を生じる範囲を含む
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
4. 前記制御部は、前記ｎ次成分の電源電流を低減するように前記駆動制御信号を出力する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記制御部は、（ｎ／２）次成分の電源電流を増大させて前記ｎ次成分の電源電流を低減する
   ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記制御部は、前記モータ駆動部が通電切替時の進角と遅角を交互に行うように制御する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。
7. 前記制御部は、
   前記回転位置情報に対応した信号を基に、回転速度を算出する回転速度算出部と、
   前記回転速度算出部から出力される回転速度情報を基に、通電切替タイミング毎に、通電切替時の進角と遅角を調整する通電タイミング信号を生成する通電タイミング調整部と、
   前記回転位置情報に対応した信号と前記通電タイミング信号を入力して、前記駆動制御信号を生成する通電信号生成部と、を備える
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。

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