JP5443364B2 - コンバータ回路、並びにそれを備えたモータ駆動制御装置、空気調和機、冷蔵庫、及び誘導加熱調理器 - Google Patents
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Description
また、コンバータ回路の小型・軽量化のため、例えば、「交流電源を入力とする整流回路と、前記整流回路の出力に接続され少なくとも第1のリアクタと第1のスイッチング手段と第1のダイオードとを有する第1の昇圧コンバータ回路と、前記第1の昇圧コンバータ回路と並列に接続され、少なくとも第2のリアクタと第2のスイッチング手段と第2のダイオードとを有する第2の昇圧コンバータ回路と、前記第1の昇圧コンバータ回路と前記第2の昇圧コンバータ回路の出力に接続された平滑コンデンサと」を備えたものが提案されている(例えば、特許文献1参照)。
また、所定の条件に基づいて、第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードを、連続モード、臨界モード、又は不連続モードの何れかに切り換えるので、スイッチング損失を低減することができる。
図1は本発明の実施の形態1に係るコンバータ回路の構成図である。
図1において、商用電源1の交流電圧を整流する整流器2は、4個の整流ダイオード2a〜2dをブリッジ接続した構成となっている。整流器2の出力には、第1のコンバータ部である昇圧コンバータ3aと、第2のコンバータ部である昇圧コンバータ3bとが並列に接続される。
この昇圧コンバータ3aは、第1のリアクタである昇圧リアクタ4aと、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などにより構成され、第1のスイッチング素子であるスイッチング素子5aと、例えばファストリカバリダイオードなどにより構成され、第1の逆流防止手段である逆流防止素子6aとにより構成される。また昇圧コンバータ3bも同様に、第2のリアクタである昇圧リアクタ4bと、例えばIGBTなどにより構成され、第2のスイッチング素子であるスイッチング素子5bと、例えばファストリカバリダイオードなどにより構成され、第2の逆流防止素子である逆流防止素子6bとにより構成される。尚、昇圧リアクタ4a及び4bのインダクタンス値については後述する。
そして、スイッチング制御手段7によりスイッチング素子5a及び5bのスイッチングが制御され、整流器2の出力を昇圧する。
例えば、図16(a)に示すように、第1及び第2のコンバータ部に降圧コンバータを用いても良い。また、図16(b)に示すように、第1及び第2のコンバータ部に昇降圧コンバータを用いても良い。
上記のように構成された昇圧リアクタ4のインダクタンス値Lは、下記の数式1のように定まる。
図1に示すように、商用電源1の交流電圧は、整流器2により整流される。整流器2の出力は、並列に接続される昇圧コンバータ3a及び3bにより2つの電流経路に分岐される。分岐された電流は昇圧リアクタ4a及び4bに流れ、スイッチング制御手段7によりスイッチング素子5a及び5bのスイッチングが制御されて、整流器2の出力は昇圧される。また、スイッチング制御手段7は、スイッチング素子5a、5bのスイッチングを制御し、昇圧リアクタ4a、4bに流れる電流の電流モード及び位相差を制御する。このスイッチング動作については後述する。
次に、昇圧コンバータ3a及び3bのスイッチング動作について説明する。
昇圧コンバータ3aにおいて、スイッチング素子5aがオンした場合は、逆流防止素子6aは導通が阻止され、昇圧リアクタ4aには整流器2によって整流された電圧が印加される。一方、スイッチング素子5aがオフした場合は、逆流防止素子6aは導通され、昇圧リアクタ4aには、スイッチング素子5aオン時と逆向きの電圧が誘導される。
このため、昇圧リアクタ4aに流れる電流は、スイッチング素子5aオン時に直線的に増加し、スイッチング素子5aオフ時に直線的に減少する。
昇圧コンバータ3bにおいても同様に、昇圧リアクタ4bに流れる電流は、スイッチング素子5bオン時に直線的に増加し、スイッチング素子5bオフ時に直線的に減少する。
さらに、スイッチング制御手段7は、図3、図4に示すように、昇圧リアクタ4a及び4bに流れる電流に、それぞれ所定の位相差が生じるように(例えば180度一定の位相差)、位相シフトして制御する。
これにより、昇圧リアクタ4a、及び昇圧リアクタ4bの個々においては臨界モード又は不連続モードとして動作し、昇圧コンバータ3a及び3bにより2つの電流経路に分岐される前の入力電流は、その加算となり、連続モードで動作することとなる。
また、昇圧コンバータ3が1系統の場合と比較して、小型の昇圧リアクタ4を2つに分けて設けることができるため、回路上の部品配置の自由度向上や、組み立て時の効率の向上やミス低減を狙った設計が可能となる。
さらに、昇圧コンバータ3が1系統で臨界モード又は不連続モードとした場合と比較して、昇圧コンバータ3の各素子に流れる電流はほぼ半分となるため、昇圧リアクタ4、スイッチング素子5、及び逆流防止素子6には、容量の小さな素子を選定することが可能となる。
上記実施の形態1では、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードを、臨界モード又は不連続モードとなるように動作させた。本実施の形態2では、運転中に電流モードを切り換えることで、それぞれの電流モードの特徴を活かした動作を可能とする。
連続モードで制御した場合は、臨界モード及び不連続モードに比べ電流リプル率が小さく、入力電流の高調波成分の発生を抑制することが可能となる。一方、臨界モード及び不連続モードに比べスイッチング周波数が高くなることから、スイッチング素子5及び逆流防止素子6におけるスイッチング損失が大きくなる。
以下、電流モードを切り換える所定の条件、及びその具体例について説明する。
図5において、コンバータ回路は、上記実施の形態1の構成に加え、昇圧コンバータ3a及び3bに入力される入力電流を検出する電流検出手段20をさらに備えている。
尚、その他の構成は上記実施の形態1と同様であり、同様の構成には同じ符号を付する。
スイッチング制御手段7は、例えば入力電流ピーク値の30%等を閾値として設定される。そして、検出された入力電流の大きさ(レベル)が閾値以上の場合には、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが臨界モードとなるように、スイッチング素子5のスイッチングを制御する。一方、検出された入力電流の大きさ(レベル)が閾値未満の場合には、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが不連続モードとなるように、スイッチング素子5のスイッチングを制御する。
図6及び図7においては、図4で示した昇圧リアクタ4aの電流波形及びスイッチング波形について、時間軸を広げた様子を示している。尚、図6及び図7に示す波形は、スイッチング動作を示すために波形を模式的に示したものであり、実際の計測波形ではない。スイッチング素子5のスイッチング周期は、商用電源1(入力電圧波形)の周期より十分短いものである。
図7は、上記の動作により電流モードを切り換えた場合の電流波形、及びスイッチング波形を示している。図7に示すように、電流のピーク付近では臨界モードとして動作し、ゼロクロス付近では不連続モードとして動作する。
また、入力電流の小さいゼロクロス付近の領域では、不連続モードとすることで、臨界モードに比べて高調波成分抑制の効果は小さくなるが、臨界モードと比較してスイッチング周波数低減によるスイッチング損失の低減を図ることができる。
また、例えば、閾値を入力電流ピーク値の10%等、小さく設定することで臨界モードの範囲を広げ、入力電流の高調波成分を低減することが可能である。
スイッチング制御手段7は、予め所定の周波数が閾値として設定される。そして、スイッチング素子5のスイッチング制御において、スイッチング周波数が閾値未満の場合には、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードを臨界モードに切り換える。一方、スイッチング周波数が閾値以上の場合には、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードを不連続モードに切り換える。
また、スイッチング周波数の高いゼロクロス付近の領域では、不連続モードとすることで、臨界モードに比べて高調波成分抑制の効果は小さくなるが、臨界モードと比較してスイッチング周波数低減によるスイッチング損失の低減を図ることができる。
図8において、コンバータ回路は、上記実施の形態1の構成に加え、昇圧コンバータ3a及び昇圧コンバータ3bの出力電力を検出する出力電力検出手段30をさらに備えている。尚、その他の構成は上記実施の形態1と同様であり、同様の構成には同じ符号を付する。
スイッチング制御手段7は、予め所定の出力電力値が閾値として設定される。そして、検出された出力電力の大きさが閾値以上の場合には、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが臨界モードとなるように、スイッチング素子5のスイッチングを制御する。一方、検出された出力電力の大きさが閾値未満の場合には、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが不連続モードとなるように、スイッチング素子5のスイッチングを制御する。
また、低負荷の場合は不連続モードとすることで、臨界モードに比べて高調波成分抑制の効果は小さくなるが、臨界モードと比較してスイッチング周波数低減によるスイッチング損失の低減を図ることができる。
スイッチング制御手段7は、検出された入力電流と出力電力とに基づき回路効率を求める。そして、求めた回路効率の値が閾値未満の場合、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが臨界モードのときは不連続モードへ切り換え、連続モードのときは臨界モード又は不連続モードへ切り換える。
また、スイッチング制御手段7には、出力電圧値、出力電圧指令値、又は出力電圧指令の変化値に対し、電流リプルが多くなる所定の値又は範囲が閾値として、予め設定される。尚、その他の構成は上記実施の形態1と同様である。
上記実施の形態1又は2では、昇圧コンバータを2系統とした場合を説明したが、本実施の形態3では、3系統又は3系統以上の昇圧コンバータを用いる。
図9に示すように、本実施の形態3におけるコンバータ回路は、上記実施の形態1の構成に加え、昇圧コンバータ3a及び3bと並列に接続される昇圧コンバータ3cを備える。
昇圧コンバータ3cも同様に、本発明におけるリアクタである昇圧リアクタ4cと、例えばIGBTなどにより構成され、本発明におけるスイッチング素子であるスイッチング素子5cと、例えばファストリカバリダイオードなどにより構成され、本発明における逆流防止素子である逆流防止素子6cとにより構成される。
尚、その他の構成は上記実施の形態1と同様であり、同様の構成には同じ符号を付する。
また、各昇圧コンバータ3の昇圧リアクタ4、スイッチング素子5、逆流防止素子6に流れる電流もさらに少なくなり、さらに容量の小さな素子を選定することも可能となる。
この位相差の変化は、上記実施の形態1と同様に、例えば位相差差分算出部などにより位相差を所定範囲内でランダム変化させることができる。
図10は本発明の実施の形態4に係るコンバータ回路の構成図である。
図10において、商用電源1の交流電圧を整流する整流器2は、4個の整流ダイオード2a〜2dをブリッジ接続した構成となっている。整流器2の出力には、昇圧コンバータ3aと昇圧コンバータ3bとが並列に接続される。
この昇圧コンバータ3aは、昇圧リアクタ4aと、例えばIGBTのようなスイッチング素子5aと、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子6aとにより構成される。
また昇圧コンバータ3bも同様に、昇圧リアクタ4bと、例えばIGBTのようなスイッチング素子5bと、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子6bとにより構成される。
そして、スイッチング制御手段7によりスイッチング素子5a及び5bのスイッチングが制御され、整流器2の出力を昇圧する。尚、昇圧リアクタ4a及び4bのインダクタンス値は、上述した実施の形態1と同様に、昇圧リアクタ4に流れる電流を臨界モード又は不連続モードとした場合において、数式1により定まる値を用いる。
開閉制御手段40は、所定の条件に基づいて、開閉手段9a及び開閉手段9bの少なくとも一方を開閉し、昇圧コンバータ3a及び昇圧コンバータ3bの双方、又は何れか一方を動作させる。つまり、開閉手段9aをオン、開閉手段9bをオフとした場合、昇圧コンバータ3aは使用状態、昇圧コンバータ3bは休止状態とすることができる。また、開閉手段9aをオフ、開閉手段9bをオンとした場合、昇圧コンバータ3aは休止状態、昇圧コンバータ3bは使用状態とすることができる。
そして、開閉制御手段40は、電流検出手段20により検出された入力電流の大きさ(レベル)に基づいて、開閉手段9a及び9bのオンオフを切り換える。
開閉制御手段40は、例えば入力電流ピーク値の30%等を閾値として設定される。そして、検出された入力電流の大きさ(レベル)が閾値以上の場合には、開閉手段9a及び9bを双方ともオンにし、昇圧コンバータ3a、3bの双方を使用状態とする。
一方、検出された入力電流の大きさ(レベル)が閾値未満の場合には、開閉手段9a、9bの何れか一方をオン、他方をオフとして、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とする。
また、入力電流の小さいゼロクロス付近の領域では、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とすることで、休止状態の昇圧コンバータ3では動作損失が発生せず、回路の損失を低減できる。
開閉制御手段40は、予め所定の周波数が閾値として設定される。また、開閉制御手段40にはスイッチング制御手段7からスイッチング周波数に関する情報が入力される。そして、スイッチング周波数が閾値未満の場合には、開閉手段9a、9bを双方ともオンし、昇圧コンバータ3a、3bの双方を使用状態とする。
一方、スイッチング周波数が閾値以上の場合には、開閉手段9a、9bの何れか一方をオンとし、他方をオフとして、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とする。
また、スイッチング周波数が高い領域では、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とすることで、休止状態の昇圧コンバータ3では動作損失が発生せず、回路の損失を低減できる。
そして、開閉制御手段40は、出力電力検出手段30により検出された出力電力に基づいて、開閉手段9a及び9bのオンオフを切り換える。
開閉制御手段40は、予め所定の出力電力値が閾値として設定される。そして、検出された出力電力の大きさが閾値以上の場合には、開閉手段9a、9bを双方ともオンし、昇圧コンバータ3a、3bの双方を使用状態とする。
一方、検出された出力電力の大きさが閾値未満の場合には、開閉手段9a、9bの何れか一方をオンとし、他方をオフとして、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とする。
また、低負荷の場合は昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とすることで、休止状態の昇圧コンバータ3では動作損失が発生せず、回路の損失を低減できる。
そして、開閉制御手段40は、検出された入力電流と出力電力とに基づき回路効率を求める。そして、求めた回路効率の値が閾値未満の場合、開閉手段9a、9bの何れか一方をオン、他方をオフとして、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とする。一方、回路効率の値が閾値以上の場合には、開閉手段9a及び9bを双方ともオンにし、昇圧コンバータ3a、3bの双方を使用状態とする。
開閉制御手段40には、出力電圧指令に関する情報が入力される。開閉制御手段40には、出力電圧値、出力電圧指令値、又は出力電圧指令の変化値に対し、電流リプルが多くなる所定の値又は範囲が閾値として、予め設定される。
また、各素子の温度上昇を抑制することにより、動作温度超過による素子破壊を防ぐことができ、長期使用が可能となる。
上記実施の形態2では、所定の条件に基づいて、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードを切り換えた。また、上記実施の形態4では、所定の条件に基づいて、昇圧コンバータ3a及び3bの使用状態を切り換えた。本実施の形態5においては、所定の条件に基づいて、昇圧コンバータ3a及び3bの使用状態の切り換えと、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードの切り換えとを同時に行う。
以下、使用状態及び電流モードを切り換える所定の条件、及びその具体例について説明する。尚、本実施の形態5におけるコンバータ回路の構成は上記実施の形態4と同様である。
また、入力電流の小さいゼロクロス付近の領域では、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とし、電流モードを連続モードとすることで、休止状態の昇圧コンバータ3では動作損失が発生せず、回路の損失を低減できるとともに、入力電流の電流リプルを小さくし、高調波成分抑制を図ることができる。
一方、スイッチング周波数が閾値以上の場合には、開閉制御手段40は、開閉手段9a、9bの何れか一方をオンとし、他方をオフとして、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とする。また、スイッチング制御手段7は、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが連続モードとなるように、スイッチング素子5のスイッチングを制御する。
また、スイッチング周波数が高い領域では、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とし、電流モードを連続モードとすることで、休止状態の昇圧コンバータ3では動作損失が発生せず、回路の損失を低減できるとともに、入力電流の電流リプルを小さくし、高調波成分抑制を図ることができる。
一方、検出された出力電力の大きさが閾値未満の場合には、開閉制御手段40は、開閉手段9a、9bの何れか一方をオンとし、他方をオフとして、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とする。また、スイッチング制御手段7は、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが臨界モード又は不連続モードとなるように、スイッチング素子5のスイッチングを制御する。
また、低負荷の場合は昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とし、電流モードを連続モードとすることで、休止状態の昇圧コンバータ3では動作損失が発生せず、回路の損失を低減できるとともに、入力電流の電流リプルを小さくし、高調波成分抑制を図ることができる。
開閉制御手段40は、出力電圧値、出力電圧指令値、又は出力電圧指令の変化値が、電流リプルが多くなる所定の値又は範囲である場合には、開閉手段9a、9bを双方ともオンし、昇圧コンバータ3a、3bの双方を使用状態とする。また、スイッチング制御手段7は、昇圧リアクタ4に流れる電流の電流モードが連続モードとなるように、スイッチング素子5のスイッチングを制御する。
つまり、スイッチング制御手段7は、開閉手段9a及び9bの開閉状態に基づいて、昇圧リアクタ4a及び4bに流れる電流の電流モードを、連続モード、臨界モード、又は不連続モードの何れに切り換えるようにしても良い。
また、昇圧コンバータ3a、3bの何れか一方を使用状態とし、電流モードを連続モードとすることで、休止状態の昇圧コンバータ3では動作損失が発生せず、回路の損失を低減できるとともに、使用状態の昇圧コンバータ3は、連続モードとして動作するので、入力電流の電流リプルを小さくし、高調波成分抑制を図ることができる。
本実施の形態6においては、上記実施の形態1〜5のコンバータ回路について、モータ駆動制御装置を対象負荷とした場合の構成の一例を示す。
図12は本発明の実施の形態6に係るモータ駆動制御装置の構成図である。
図12において、商用電源1の交流電圧を整流する整流器2は、4個の整流ダイオード2a〜2dをブリッジ接続した構成となっている。整流器2の出力には、昇圧コンバータ3aと昇圧コンバータ3bとが並列に接続される。
この昇圧コンバータ3aは、昇圧リアクタ4aと、例えばIGBTのようなスイッチング素子5aと、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子6aとにより構成される。また昇圧コンバータ3bも同様に、昇圧リアクタ4bと、例えばIGBTのようなスイッチング素子5bと、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子6bとにより構成される。
そして、スイッチング制御手段7によりスイッチング素子5a及び5bのスイッチングが制御され、整流器2の出力を昇圧する。
インバータ回路11は、スイッチング素子11a〜11fをブリッジ接続して構成される。また、各々のスイッチング素子11a〜11fには逆並列に高速ダイオードが内蔵されている。この内蔵されている高速ダイオードはスイッチング素子11a〜11fがオフしたとき還流電流を流す働きをする。このインバータ回路11は、インバータ駆動手段50により、例えばPWM制御される。そして、入力された直流電圧を任意電圧、任意周波数の交流に変換して、モータ12を駆動する。
尚、コンバータ回路と、インバータ回路11と、インバータ駆動手段50とにより、モータ駆動制御装置を構成する。
図13は本発明の実施の形態7に係る空気調和機の構成を示す図である。
図13において、本実施の形態における空気調和機は、室外機310、室内機320を備え、室外機310には、図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルを構成する冷媒圧縮機311、図示しない熱交換機を送風する室外機用の送風機312を備えている。そして、この冷媒圧縮機311、室外機用の送風機312は、上述した実施の形態6のモータ駆動制御装置により制御されるモータ12により駆動される。このような構成によりモータ12を運転させても、上記実施の形態1〜6と同様の効果が得られることはいうまでもない。
図14は本発明の実施の形態8に係る冷蔵庫の構成を示す図である。図14に示すように、冷蔵庫400は、図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルを構成する冷媒圧縮機401、冷却室402内に設けられた冷却器403で生成された冷気を、冷蔵室、冷凍室等に送るための冷気循環用の送風機404を備えている。そして、この冷媒圧縮機401、冷気循環用の送風機404は、上述した実施の形態6のモータ駆動制御装置により制御されるモータ12により駆動される。このような構成によりモータ12を運転させても、上記実施の形態1〜6と同様の効果が得られることはいうまでもない。
本実施の形態9においては、上記実施の形態1〜5のコンバータ回路について、誘導加熱調理器を対象負荷とした場合の構成の一例を示す。
図15は本発明の実施の形態9に係る誘導加熱調理器の構成図である。
図15において、商用電源1の交流電圧を整流する整流器2は、4個の整流ダイオード2a〜2dをブリッジ接続した構成となっている。整流器2の出力には、昇圧コンバータ3aと昇圧コンバータ3bとが並列に接続される。
この昇圧コンバータ3aは、昇圧リアクタ4aと、例えばIGBTのようなスイッチング素子5aと、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子6aとにより構成される。また昇圧コンバータ3bも同様に、昇圧リアクタ4bと、例えばIGBTのようなスイッチング素子5bと、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子6bとにより構成される。
そして、スイッチング制御手段7によりスイッチング素子5a及び5bのスイッチングが制御され、整流器2の出力を昇圧する。
インバータ回路11は、スイッチング素子11a〜11fをブリッジ接続して構成される。このインバータ回路11は、インバータ駆動手段50により駆動され、平滑コンデンサ8により平滑された直流電圧を高周波電圧に変換する。
インバータ回路11の出力点には、誘導加熱コイル14及び共振コンデンサ15からなる負荷回路13が接続される。そしてインバータ回路11によって変換された高周波電圧が負荷回路13に印加される。そして、これにより、誘導加熱調理器に載置された被加熱物(図示せず)を誘導加熱する。
上記実施の形態1〜9によれば、コンバータ回路で用いられるスイッチング素子5と、インバータ回路11で用いられるスイッチング素子11a〜11fとが同容量で構成可能となるような、昇圧コンバータ数を選択することで、スイッチング素子の共用化、ひいてはコスト低減が可能となる。
Claims (11)
- 入力電流が入力電圧に追従した電流波形となるように制御される力率改善回路であるコンバータ回路であって、
交流電圧を整流する整流器と、
前記整流器の出力に接続され、第1のリアクタと第1のスイッチング素子と第1の逆流防止素子とを有する第1のコンバータ部と、
前記整流器の出力に接続され、第2のリアクタと第2のスイッチング素子と第2の逆流防止素子とを有し、前記第1のコンバータ部と並列に接続される第2のコンバータ部と、
前記第1のリアクタと第2のリアクタとに流れる電流に位相差が生じるように、前記第1及び第2のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
前記第1及び第2のコンバータ部の出力に設けられる平滑コンデンサと、
前記第1及び第2のコンバータ部に入力される入力電流を検出する電流検出手段と
を備え、
前記スイッチング制御手段は、
前記入力電流が閾値以上の場合には、前記第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードを臨界モードに切り換え、
前記入力電流が閾値未満の場合には、前記第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードを不連続モードに切り換えることを特徴とするコンバータ回路。 - 入力電流が入力電圧に追従した電流波形となるように制御される力率改善回路であるコンバータ回路であって、
交流電圧を整流する整流器と、
前記整流器の出力に接続され、第1のリアクタと第1のスイッチング素子と第1の逆流防止素子とを有する第1のコンバータ部と、
前記整流器の出力に接続され、第2のリアクタと第2のスイッチング素子と第2の逆流防止素子とを有し、前記第1のコンバータ部と並列に接続される第2のコンバータ部と、
前記第1及び第2のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
前記第1及び第2のコンバータ部の出力に設けられる平滑コンデンサと
を備え、
前記スイッチング制御手段は、
前記第1及び第2のスイッチング素子のスイッチング周波数が閾値未満の場合には、前記第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードを臨界モードに切り換え、
前記第1及び第2のスイッチング素子のスイッチング周波数が閾値以上の場合には、前記第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードを不連続モードに切り換えることを特徴とするコンバータ回路。 - 入力電流が入力電圧に追従した電流波形となるように制御される力率改善回路であるコンバータ回路であって、
交流電圧を整流する整流器と、
前記整流器の出力に接続され、第1のリアクタと第1のスイッチング素子と第1の逆流防止素子とを有する第1のコンバータ部と、
前記整流器の出力に接続され、第2のリアクタと第2のスイッチング素子と第2の逆流防止素子とを有し、前記第1のコンバータ部と並列に接続される第2のコンバータ部と、
前記第1及び第2のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
前記第1及び第2のコンバータ部の出力に設けられる平滑コンデンサと、
前記第1及び第2のコンバータ部に入力される入力電流を検出する電流検出手段と、
前記第1及び第2のコンバータ部の出力電力を検出する出力電力検出手段と
を備え、
前記スイッチング制御手段は、
前記入力電流と前記出力電力とに基づき回路効率を求め、
前記回路効率が閾値未満であって、前記第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードが臨界モードである場合には、不連続モードに切り換え、
前記回路効率が閾値未満であって、前記第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードが連続モードである場合には、臨界モード、又は不連続モードに切り換えることを特徴とするコンバータ回路。 - 入力電流が入力電圧に追従した電流波形となるように制御される力率改善回路であるコンバータ回路であって、
交流電圧を整流する整流器と、
前記整流器の出力に接続され、第1のリアクタと第1のスイッチング素子と第1の逆流防止素子とを有する第1のコンバータ部と、
前記整流器の出力に接続され、第2のリアクタと第2のスイッチング素子と第2の逆流防止素子とを有し、前記第1のコンバータ部と並列に接続される第2のコンバータ部と、
前記第1及び第2のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
前記第1及び第2のコンバータ部の出力に設けられる平滑コンデンサと
を備え、
前記スイッチング制御手段は、
前記第1及び第2のコンバータ部の出力電圧を設定する出力電圧指令に関する情報が入力され、
前記出力電圧、前記出力電圧指令、又は前記出力電圧指令の変化値が、電流リプルが多くなる所定の値又は範囲であって、前記第1及び第2のリアクタに流れる電流の電流モードが臨界モード、又は不連続モードである場合には、連続モードに切り換えることを特徴とするコンバータ回路。 - 前記スイッチング制御手段は、
前記第1のリアクタと第2のリアクタとに流れる電流に所定の位相差が生じるように、前記第1及び第2のスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする請求項2〜4の何れか1項に記載のコンバータ回路。 - 前記スイッチング制御手段は、
前記第1のリアクタと第2のリアクタとに流れる電流の位相差が、所定範囲内でランダムに変化するように、前記第1及び第2のスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載のコンバータ回路。 - 前記整流器の出力に接続され、リアクタとスイッチング素子と逆流防止素子とを有し、前記第1及び第2のコンバータ部と並列に接続される1又は複数のコンバータ部と
を更に備えたことを特徴とする請求項1〜6の何れか1項に記載のコンバータ回路。 - 請求項1〜7の何れか1項に記載のコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流電圧出力を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路を駆動するインバータ駆動手段と
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。 - 請求項8に記載のモータ駆動制御装置と、
前記モータ駆動制御装置により駆動されるモータと
を備えたことを特徴とする空気調和機。 - 請求項8に記載のモータ駆動制御装置と、
前記モータ駆動制御装置により駆動されるモータと
を備えたことを特徴とする冷蔵庫。 - 請求項1〜7の何れかに記載のコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流電圧出力を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路を駆動するインバータ駆動手段と、
前記インバータ回路の出力点に接続され、少なくとも誘導加熱コイル及び共振コンデンサを有する負荷回路と
を備えたことを特徴とする誘導加熱調理器。
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