JP5292995B2 - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）のように円滑なモータ回転及び高い静粛性が要求される用途では、多くの場合、その駆動源としてブラシレスモータが採用される。そして、そのモータ制御は、ｄ／ｑ座標系における電流制御に基づき各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に正弦波通電を行なう構成が一般的となっている。

ところで、このような構成を有するモータ制御装置において、その出力可能な電圧に上限のある場合には、モータの高速回転時等、その要求出力電圧が駆動回路に印加可能な最大電圧（例えば電源電圧）を上回る所謂電圧飽和が発生する可能性があり、これによりトルクリップルや騒音が引き起こされるおそれがある。

そこで、従来、その電圧指令値を制限することにより上記電圧飽和の発生を抑制するための電圧制限処理（電圧飽和ガード）が行なわれている。例えば、駆動回路等の規格・仕様に基づいて、予め当該電圧制限処理における制限値を決定する。そして、図９に示すように、ｄ軸電圧指令値Ｖd*とｑ軸電圧指令値Ｖq*との合成ベクトルＶdq*が、その予め設定された電圧制限値Ｖdq_limを超える場合、即ち電圧飽和時には、その補正後の合成ベクトルＶdq*が当該電圧制限値Ｖdq_lim以下となるように、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を補正する。

尚、この図９に示す例では、ｄ軸電圧指令値Ｖd*を維持した状態でｑ軸電圧指令値Ｖq*を低減するが、その他、電圧飽和突入後は、合成ベクトルＶdq*の角度が維持されるように、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を補正する構成を採用するものもある（例えば、特許文献１参照）。

また、こうした電圧飽和の問題は、弱め界磁制御の実行によりモータの回転領域を拡張することでも対処することができる。例えば、特許文献２には、ｑ軸電流偏差に基づき弱め界磁制御を発動するモータ制御装置（ステアリング装置）が提案されている。更に、特許文献３に記載のモータ制御装置は、電流制御の実行により演算される電圧指令値に基づき電圧飽和の度合いを示す電圧飽和率を演算する。そして、その電圧飽和率に応じて電流指令値の位相を補正し、弱め界磁と併せて電流指令値の低減を実行することにより、効果的に電圧飽和の防止を図る構成となっている。
特開平６−１５３５６９号公報 特開２００３−４０１２８号公報 特開２００６−１２９６３２号公報

しかしながら、上記のような電圧制限処理を実行することにより、電圧飽和が発生するような高速・高トルク領域（電圧飽和域）では、ｑ軸電圧指令値Ｖq*がｄ軸電圧指令値Ｖd*に依存して変動することになる。そのため、ｄ／ｑ軸電流の変化が増幅されやすく、その変動がトルクリップルや騒音を引き起こすおそれがある。また、上記特許文献２の従来例ようなｑ軸電流偏差に基づき弱め界磁制御を発動する構成では、その偏差が閾値に達した段階において既に電圧飽和状態となっていることが多く、その発動に遅れが生じやすいという問題がある。そして、この発動の遅れについては、その弱め界磁制御発動の基礎として、電流偏差に基づき演算される電圧指令値を用いる上記特許文献３の従来例についても同様であり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、電圧飽和域においてもトルクリップルや騒音の発生を招くことなく円滑なモータ回転を実現することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、ｄ／ｑ座標系における電流制御の実行によりモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備えたモータ制御装置であって、前記モータ制御信号生成手段は、前記モータの回転角速度、及び前記ｄ／ｑ座標系の電流指令値に基づいて、前記駆動回路に印加可能な最大電圧に対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率を推定し、その推定される予想電圧利用率が電圧飽和限界に相当する所定値を超えないように前記電流指令値を補正すること、を要旨とする。

上記構成によれば、電圧飽和の発生を未然に防止することができる。これにより、電圧制限処理を行なうことなく、常にモータ電流を制御することが可能になり、その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。更に、電流制御実行前の電流指令値に基づき予想電圧利用率を推定することで、その電流制御における電流指令と実電流との偏差の影響を排除して、電圧飽和に至る過渡的な段階から、いち早く当該電圧飽和の発生を抑制することができる。

請求項２に記載の発明は、前記モータ制御信号生成手段は、前記推定される予想電圧利用率が前記所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算するとともに、前記推定される予想電圧利用率が前記弱め界磁制御により対応可能な限界値を超える場合には、併せてｑ軸電流指令値を低減することにより、前記予想電圧利用率が前記所定値を超えないように前記補正すること、を要旨とする。

上記構成によれば、より幅広い領域において、電圧飽和の発生を防止することができる。また、予想電圧利用率が弱め界磁制御により対応可能な限界値に達した後に、電流指令値の低減制御を併用することで、その出力性能を最大限に引き出すことができる。即ち、電動パワーステアリング装置等の用途においては、その振動や騒音の低減もさることながら、基本性能の向上が最も重要な課題である。そして、上記構成を採用して駆動源であるモータの出力性能を最大限に活かすことにより、高い基本性能と静粛性との両立を実現することができるようになる。

請求項３に記載の発明は、前記モータ制御信号生成手段は、前記推定される予想電圧利用率が前記所定値を超えないようにｑ軸電流指令値を低減すること、を要旨とする。
請求項４に記載の発明は、前記モータ制御信号生成手段は、前記推定される予想電圧利用率が前記所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算すること、を要旨とする。

上記各構成によれば、電圧飽和の発生を未然に防止することができ、これにより電圧制限処理を行なうことなく、常にモータ電流を制御することが可能になる。その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。特に、請求項４に記載の発明により弱め界磁制御を実行することで、電流指令値の低減に伴うトルク低下を回避することができ、これにより電圧飽和領域においても高い出力性能を維持することができる。

請求項５に記載の発明は、請求項１〜請求項４の何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であることを要旨とする。
上記構成によれば、電圧飽和域においてもトルクリップルや騒音の発生を招くことなく円滑なモータ回転を実現することが可能な電動パワーステアリング装置を提供することができる。

本発明によれば、電圧飽和域においてもトルクリップルや騒音の発生を招くことなく円滑なモータ回転を実現することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第１の実施形態を図面に従って説明する。

図１は、本実施形態のＥＰＳ１の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。そして、このラック５の往復直線運動により操舵輪６の舵角が変更されるようになっている。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、その駆動源であるモータ１２がラック５と同軸に配置された所謂ラック型のＥＰＳアクチュエータであり、モータ１２が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。尚、本実施形態のモータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、このモータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。

本実施形態では、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、モータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（アーム）として各相に対応する３つのアームを並列接続してなる周知のＰＷＭインバータであり、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子のオンｄｕｔｙ比を規定するものとなっている。そして、モータ制御信号が各スイッチング素子のゲート端子に印加され、そのモータ制御信号に応答して各スイッチング素子がオン／オフすることにより、バッテリ１９の電源電圧Ｖbに基づく三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力を生成してモータ１２へと出力する構成になっている。

本実施形態では、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ、及びモータ１２の回転角θを検出するための回転角センサ２１が接続されている。そして、マイコン１７は、これら各センサの出力信号に基づき検出されたモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて駆動回路１８にモータ制御信号を出力する。

尚、以下に示すマイコン１７内の各制御ブロックは、同マイコン１７が実行するコンピュータプログラムにより実現されるものである。
詳述すると、マイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力の制御目標量として電流指令値を演算する電流指令値演算部２２と、上記駆動回路１８の作動制御するためのモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段としてのモータ制御信号生成部２３とを備えている。

本実施形態の電流指令値演算部２２は、ｑ軸電流指令値演算部２４を有しており、同ｑ軸電流指令値演算部２４は、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ｄ／ｑ座標系におけるｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。そして、電流指令値演算部２２は、このｑ軸電流指令値Ｉq*に後述する補正処理を施した後のｑ軸電流指令値Ｉq**をモータ制御信号生成部２３へと出力する。

モータ制御信号生成部２３には、電流指令値演算部２２の出力するｑ軸電流指令値Ｉq**とともに、各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗにより検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角センサ２１により検出された回転角θが入力される。尚、本実施形態では、ｄ軸電流指令値Ｉd*には「Ｉd*＝０」が用いられる。そして、モータ制御信号生成部２３は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を生成する。

即ち、モータ制御信号生成部２３において、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、回転角θとともに３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。また、モータ制御信号生成部２３に入力されたｑ軸電流指令値Ｉq**は、上記ｑ軸電流値Ｉqとともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流指令値Ｉd*は、ｄ軸電流値Ｉdとともに減算器２６ｄに入力される。これら減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。そして、これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおいて、その制御目標値であるｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq**に実電流であるｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを追従させためのフィードバック制御が行われる。具体的には、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。これらｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、回転角θとともに２相／３相変換部２９に入力され、同２相／３相変換部２９において三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換される。

２相／３相変換部２９において演算された各電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、ＰＷＭ変換部３０に入力され、同ＰＷＭ変換部３０において、該各電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応するｄｕｔｙ指令値が生成される。そして、モータ制御信号生成部２３は、これら各ｄｕｔｙ指令値に示されるオンｄｕｔｙ比を有するモータ制御信号を生成し、マイコン１７は、そのモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、同駆動回路１８の作動、即ちモータ１２への駆動電力の供給を制御する。

（電圧飽和防止制御）
次に、本実施形態における電圧飽和防止制御の態様について説明する。
図２に示すように、本実施形態の電流指令値演算部２２には、上記ｑ軸電流指令値演算部２４が演算するｑ軸電流指令値Ｉq*について、その補正処理を実行するｑ軸電流指令値補正演算部３１が設けられている。そして、本実施形態では、このｑ軸電流指令値補正演算部３１における補正処理によって、上述のような電圧飽和の発生を防止する構成となっている。

詳述すると、本実施形態の電流指令値演算部２２は、駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxに対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率ｆを演算（推定）する予想電圧利用率演算部３２を備えている。そして、上記ｑ軸電流指令値補正演算部３１は、この予想電圧利用率演算部３２により推定される予想電圧利用率ｆに基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉq*を補正する。

さらに詳述すると、本実施形態の予想電圧利用率演算部３２には、モータ１２の回転角速度（電気角速度）ω及びｑ軸電流指令値Ｉq*が入力される。また、本実施形態の駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxは電源電圧Ｖbであることから、予想電圧利用率演算部３２には、当該駆動回路１８とバッテリ１９との間の電力供給線に設けられた電圧センサ３３により検出される電源電圧Ｖbが入力される。そして、予想電圧利用率演算部３２は、これら回転角速度ω及びｑ軸電流指令値Ｉq*、並びに電源電圧Ｖb（最大電圧Ｖmax）に基づいて、予想電圧利用率ｆを推定する。

具体的には、本実施形態の予想電圧利用率演算部３２は、次の（１）式に基づいて、予想電圧利用率ｆの推定演算を実行する。

尚、上記（１）式において、「Ｌ」はインダクタンス（ｄ／ｑ軸換算）、「Ｒ」はモータ抵抗（ｄ／ｑ軸換算）、「Φ」は、鎖交磁束最大値を「φ」とした場合に「Φ＝√（３／２）×φ」の式に表される定数である。

即ち、ｄ軸電流指令値Ｉd*は「Ｉd*＝０」、ｑ軸電流指令値Ｉq*の時間的変動は小さいとした場合であって、且つ低負荷・低速回転時（通常時）には、次の（２）（３）式に示す電圧方程式が成立する。

更に、この電圧方程式に基づきｄ／ｑ座標系で制御した場合における三相座標系への変換後の各相電圧の振幅を「Ｖa」とした場合、駆動回路１８により出力可能な最大電圧が当該駆動回路１８に印加可能な上記最大電圧Ｖmaxであるとすれば、正弦波通電の実行には、次の（４）式に示す関係を満たす必要がある。

従って、上記予想電圧利用率ｆは、次の（５）式のように定義することができ、この（５）式に上記（２）（３）式を代入することで、上記（１）式に示される予想電圧利用率ｆの推定演算式を導出することができる。

また、本実施形態のｑ軸電流指令値補正演算部３１は、このようにして予想電圧利用率演算部３２により推定された予想電圧利用率ｆが、電圧飽和状態に移行する電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超えるか否かを判定する。尚、本実施形態では、この所定値ｆ０には「１」近傍の値（ｆ０≦１）が設定されている。そして、その推定された予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０）には、次の（６）（７）式に基づき新たなｑ軸電流指令値Ｉq**を演算することにより、電流指令値演算部２２により演算されたｑ軸電流指令値Ｉq*を補正（更新）する構成となっている。

即ち、これら（６）（７）式は、上記（１）式中の「ｆ」に「ｆ０」を代入し、更にｑ軸電流指令値Ｉq*（Ｉq**）について解くことにより得ることができる。そして、これにより求められた新たなｑ軸電流指令値Ｉq**に基づき電流制御をすることで、上記予想電圧利用率ｆを所定値ｆ０以下に抑えることができる。

そして、本実施形態では、これら（６）（７）式に基づくｑ軸電流指令値Ｉq*の補正、つまり、ｑ軸電流指令値Ｉq*を低減する補正を実行することにより、電圧飽和の発生を防止する構成となっている。

次に、上記のように構成された本実施形態の電圧飽和防止制御の処理手順を説明する。
図３のフローチャートに示すように、本実施形態のマイコン１７は、各状態量を取得すると（ステップ１０１）、先ずｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する（ステップ１０２）。次に、マイコン１７は、上記（１）式に基づいて、予想電圧利用率ｆを演算し（ステップ１０３）、その推定された予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超えるか否かを判定する（ステップ１０４）。そして、当該予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０、ステップ１０４：ＹＥＳ）には、上記（６）（７）式に基づき新たなｑ軸電流指令値Ｉq**を演算することにより、上記ステップ１０２において演算されたｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理（更新）を実行する（ステップ１０５）。

尚、上記ステップ１０４において、その推定された予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超えない場合（ｆ≦ｆ０、ステップ１０４：ＮＯ）には、このような新たなｑ軸電流指令値Ｉq**の演算による補正処理（更新）は行なわれない（Ｉq**＝Ｉq*、ステップ１０６）。

そして、本実施形態のマイコン１７は、その補正処理後のｑ軸電流指令値Ｉq**に基づいて、上記のようなｄ／ｑ座標系における電流制御を実行する構成となっている（ステップ１０７）。

以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）駆動回路１８に印加可能な最大電圧Ｖmaxに対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率ｆを推定し、当該予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値を超えないようにｑ軸電流指令値Ｉq*を補正することで、未然に電圧飽和の発生を防止することができる。これにより、電圧制限処理を行なうことなく、常にモータ電流を制御することが可能になり、その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。

（２）更に、電流制御実行前のｑ軸電流指令値Ｉq*に基づき予想電圧利用率ｆを推定することで、その電流制御における電流指令（Ｉq*）と実電流（Ｉq）との偏差の影響を排除して、電圧飽和に至る過渡的な段階から、いち早く当該電圧飽和の発生を抑制することができる。

（第２の実施形態）
以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第２の実施形態を図面に従って説明する。

尚、本実施形態と上記第１の実施形態との主たる相違点は、その電流指令値演算部の構成及び電圧飽和防止制御の態様についてのみである。このため、説明の便宜上、第１の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。

図４に示すように、本実施形態の電流指令値演算部４２には、上記第１の実施形態におけるｑ軸電流指令値補正演算部３１（図２参照）に代えて、ｄ軸電流指令値Ｉd*の演算を実行するｄ軸電流指令値演算部４３が設けられるとともに、予想電圧利用率演算部３２の推定する予想電圧利用率ｆは、このｄ軸電流指令値演算部４３に入力される。そして、その推定される予想電圧利用率ｆが、電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０）には、このｄ軸電流指令値演算部４３において、弱め界磁制御を実行するためのｄ軸電流指令値Ｉd*を演算、即ち弱め界磁電流を演算することにより、その電圧飽和の発生を抑える構成となっている。

具体的には、本実施形態のｄ軸電流指令値演算部４３は、次の（８）式に基づいて、弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する。

即ち、ｄ軸電流を考慮した場合の電圧方程式は、次の（９）（１０）式に表される。

そして、弱め界磁制御時における予想電圧利用率ｆ´は、これらの（９）（１０）式を上記（５）式に代入することにより、次の（１１）式に表すことができる。

ここで、電圧飽和の発生を防止するためには、この弱め界磁制御時の予想電圧利用率ｆ´が上記電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０以下となるように、ｄ軸電流指令値Ｉd*を演算すればよい。

そこで、先ず、上記（１）式から（１１）式を減算することにより次の（１２）式を得る。

そして、この（１２）式をｄ軸電流指令値Ｉd*について解くことにより、上記（８）式が得られる。

このように、本実施形態のマイコン１７は、推定される予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０、図５参照、ステップ２０４：ＹＥＳ）には、上記（８）式に基づきｄ軸電流指令値Ｉd*を演算する（ステップ２０５）。そして、その弱め界磁電流に相当するｄ軸電流指令値Ｉd*（及びｑ軸電流指令値Ｉq*）を用いて電流制御を実行することにより（ステップ２０６）、電圧飽和の発生を抑えつつ効率よく制御することが可能となっている。

尚、上記ステップ２０４において、その予想電圧利用率ｆが所定値ｆ０を超えない場合（ｆ≦ｆ０、ステップ１０４：ＮＯ）には、マイコン１７は、ｄ軸電流指令値Ｉd*を「Ｉd*＝０」と演算する（ステップ２０７）。そして、その「Ｉd*＝０」で電流制御を行なうことにより、上記のような弱め界磁制御を実行しない。

以上、本実施形態によれば、上記第１の実施形態と同様、電圧飽和に至る過渡的な段階から、当該電圧飽和の発生を未然に防止して、電圧制限処理を行なうことなく常にモータ電流を制御することが可能になる。その結果、効果的にトルクリップルや騒音の発生を抑制することができる。加えて、電流指令値の低減に伴うトルク低下を回避することができ、これにより電圧飽和領域においても高い出力性能を維持することができる。

（第３の実施形態）
以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第３の実施形態を図面に従って説明する。

尚、本実施形態と上記第１及び第２の実施形態との主たる相違点は、その電流指令値演算部の構成及び電圧飽和防止制御の態様についてのみである。このため、説明の便宜上、第１及び第２の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。

図６に示すように、本実施形態の電流指令値演算部５２には、電圧飽和の発生を防止すべくｑ軸電流指令値Ｉq*の補正を実行するｑ軸電流指令値補正演算部３１、及び弱め界磁制御を実行するためのｄ軸電流指令値Ｉd*の演算するｄ軸電流指令値演算部４３が設けられている。そして、本実施形態の電流指令値演算部５２は、その予想電圧利用率演算部３２において推定される予想電圧利用率ｆに基づいて、電圧飽和を防止するための弱め界磁制御及び電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉq*）の低減制御を実行する構成となっている。

具体的には、本実施形態のｄ軸電流指令値演算部４３は、予想電圧利用率演算部３２において推定される予想電圧利用率ｆが、次の（１３）式に示される弱め界磁制御により対応可能な限界値、即ち限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax）には、以下の（１４）式により弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する。

そして、ｑ軸電流指令値補正演算部３１は、このような予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax）にのみ、そのｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理を実行する。

即ち、弱め界磁電流として機能するｄ軸電流には限界があり、その限界を超えるｄ軸電流指令値Ｉd*を用いても電圧飽和抑制の効果を得ることができない。具体的には、上記（８）式に示される弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）の演算式が成立、即ち実数解を有するためには、同（８）式の分子の「√」内が「０以上」でなければならない。そして、この条件が成立する予想電圧利用率ｆの範囲が次の（１５）式に示す範囲であり、その上限値が上記限界電圧利用率ｆmaxである。

本実施形態では、このような予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax）、ｑ軸電流指令値補正演算部３１が、次の（１６）（１７）式に基づいて新たなｑ軸電流指令値Ｉq**を演算する。

即ち、これら（１６）（１７）式は、上記（１４）式を上記（１１）式に代入し、更に「ｆ´＝ｆ０」としてｑ軸電流指令値Ｉq*（Ｉq**）について解くことにより得ることができる。そして、本実施形態では、これにより求められた新たなｑ軸電流指令値Ｉq**に基づき電流制御をすることにより、図７に示すように、より広い領域において上記予想電圧利用率ｆを電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０以下に抑えることが可能な構成となっている。

次に、上記のように構成された本実施形態における電圧飽和防止制御の処理手順を説明する。
尚、以下に示す図８のフローチャートにおけるステップ３０１〜ステップ３０４の処理は、上記図３のフローチャート中に示されるステップ１０１〜ステップ１０４の処理と同一であるため、その説明を省略する。

同図に示すように、本実施形態のマイコン１７は、推定される予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０を超える場合（ｆ＞ｆ０、ステップ３０４：ＹＥＳ）、次に上記（１３）式により限界電圧利用率ｆmaxを演算する（ステップ３０５）。そして、予想電圧利用率ｆがその限界電圧利用率ｆmax以下であるか否かを判定し（ステップ３０６）、その予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmax以下である場合（ｆ≦ｆmax、ステップ３０６：ＹＥＳ）には、上記第２の実施形態と同様、上記（８）式に基づいて弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する（ステップ３０７）。尚、この場合には、ｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理は実行されない（Ｉq**＝Ｉq*、ステップ３０８）。

一方、上記ステップ３０６において、予想電圧利用率ｆが限界電圧利用率ｆmaxを超える場合（ｆ＞ｆmax、ステップ３０６：ＮＯ）、マイコン１７は、上記（１４）式により弱め界磁電流（ｄ軸電流指令値Ｉd*）を演算する（ステップ３０９）。そして、更に上記（１６）（１７）式に基づき新たなｑ軸電流指令値Ｉq**を演算することにより、ステップ３０２において演算されたｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理（更新）を実行する（ステップ３１０）。

尚、上記ステップ３０４において、推定される予想電圧利用率ｆが電圧飽和限界に相当する所定値ｆ０以下である場合（ｆ≦ｆ０、ステップ３０４：ＮＯ）、マイコン１７は、弱め界磁電流を演算せず（Ｉd*＝０、ステップ３１１）、ｑ軸電流指令値Ｉq*の補正処理も実行しない（Ｉq**＝Ｉq*、ステップ３１２）。

このように、本実施形態のマイコン１７は、その推定される予想電圧利用率ｆに応じてｄ／ｑ座標系の各電流指令値（Ｉd*，Ｉq**）の演算形態を切り替える。そして、これらステップ３０７〜ステップ３１１を実行することにより演算（補正）された各電流指令値（Ｉd*，Ｉq**）を用いて電流制御を実行する（ステップ３１３）。

以上、本実施形態によれば、より幅広い領域において、電圧飽和の発生を防止することができる。また、特に、予想電圧利用率ｆが弱め界磁制御により対応可能な限界値、即ち限界電圧利用率ｆmaxに達した後に、電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉq*）の低減制御を併用することで、その出力性能を最大限に引き出すことができる。即ち、ＥＰＳにおいては、その振動や騒音の低減もさることながら、基本性能の向上が最も重要な課題である。そして、上記構成を採用して駆動源であるモータ１２の出力性能を最大限に活かすことにより、高い基本性能と静粛性とを併せ持つ優れたＥＰＳを提供することができるようになる。

なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記各実施形態では、ｑ軸電流指令値補正演算部３１やｄ軸電流指令値演算部４３とは別体に、予想電圧利用率演算部３２を設ける構成としたが、これらを一体とした構成としてもよい。

・上記各実施形態では、説明の便宜上、電圧制限処理は省略したが、これを併用する構成としてもよい。
・更に、上記各実施形態では、特に言及しなかったが、弱め界磁制御による減磁作用を考慮してｄ軸電流指令値Ｉd*を制限する構成としてもよい。

・上記各実施形態では、電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を生成する構成に具体化したが、オープン制御の実行によりモータ制御信号を生成する構成に具体化してもよい。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 第１の実施形態におけるＥＰＳの電気的構成を示す制御ブロック図。 第１の実施形態における電圧飽和防止制御の処理手順を示すフローチャート。 第２の実施形態におけるＥＰＳの電気的構成を示す制御ブロック図。 第２の実施形態における電圧飽和防止制御の処理手順を示すフローチャート。 第３の実施形態におけるＥＰＳの電気的構成を示す制御ブロック図。 第３の実施形態における電圧飽和防止制御の態様を示す説明図。 第３の実施形態における電圧飽和防止制御の処理手順を示すフローチャート。 電圧制限処理（電圧飽和ガード）の態様を示す説明図。

符号の説明

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＰＳＥＣＵ、１２…モータ、１７…マイコン、１８…駆動回路、２２，４２，５２…電流指令値演算部、２３…モータ制御信号生成部、３１…ｑ軸電流指令値補正演算部、３２…予想電圧利用率演算部、４３…ｄ軸電流指令値演算部、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*，Ｉq**…ｑ軸電流指令値、ω…回転角速度、Ｖb…電源電圧、Ｖmax…最大電圧、ｆ，ｆ´…予想電圧利用率、ｆ０…所定値、ｆmax…限界電圧利用率。

Claims (5)

1. ｄ／ｑ座標系における電流制御の実行によりモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備えたモータ制御装置であって、
   前記モータ制御信号生成手段は、前記モータの回転角速度、及び前記ｄ／ｑ座標系の電流指令値に基づいて、前記駆動回路に印加可能な最大電圧に対する要求出力電圧の割合である予想電圧利用率を推定し、その推定される予想電圧利用率が電圧飽和限界に相当する所定値を超えないように前記電流指令値を補正すること、を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号生成手段は、前記推定される予想電圧利用率が前記所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算するとともに、前記推定される予想電圧利用率が前記弱め界磁制御により対応可能な限界値を超える場合には、併せてｑ軸電流指令値を低減することにより、前記予想電圧利用率が前記所定値を超えないように前記補正すること、を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号生成手段は、前記推定される予想電圧利用率が前記所定値を超えないようにｑ軸電流指令値を低減すること、を特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号生成手段は、前記推定される予想電圧利用率が前記所定値を超えないように弱め界磁制御を実行すべくｄ軸電流指令値を演算すること、
   を特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１〜請求項４の何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。

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