JP5046317B2 - 受信機、送信機、伝送システム、及び伝送方法 - Google Patents
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Description
本発明は、ブロック単位で等化処理を行うブロック伝送方式における受信機、送信機、伝送システム、及び伝送方法に関するものであり、より具体的には、ブロック伝送方式において、都市雑音のように瞬間的に振幅が大きくなる雑音による影響を低減するための技術に関するものである。
ブロック伝送方式は、複数のシンボルから構成される信号ブロックを送信し、受信側ではこのブロック毎に等化や復調の処理を行うものである。
ブロック伝送方式としては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，直交周波数分割多重）方式や、シングルキャリア変調方式にサイクリックプレフィックスを適用したＳＣ−ＣＰ(Single Carrier block transmission with Cyclic Prefix)方式などを挙げることができる。
ブロック伝送方式としては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，直交周波数分割多重）方式や、シングルキャリア変調方式にサイクリックプレフィックスを適用したＳＣ−ＣＰ(Single Carrier block transmission with Cyclic Prefix)方式などを挙げることができる。
ＳＣ−ＣＰ方式は、ＯＦＤＭ方式と同様に、ガード区間（Guard Interval）にサイクリックプレフィックスを挿入して伝送し、受信側で離散周波数領域等化を行う伝送方式である。
ここで、等化とは、受信信号から信号伝送路による影響を取り除く処理をいう。ＳＣ−ＣＰ方式では、離散周波数領域の等化器が用いられる。これは、ＣＰ除去後の受信信号ベクトルを離散フーリエ変換し、変換領域で各周波数成分毎にウェイトを乗算し、離散フーリエ逆変換によって再び時間領域の信号に戻すことで等化を実現する等化器である。
このような等化器については、例えば、非特許文献１に説明されている。
ここで、等化とは、受信信号から信号伝送路による影響を取り除く処理をいう。ＳＣ−ＣＰ方式では、離散周波数領域の等化器が用いられる。これは、ＣＰ除去後の受信信号ベクトルを離散フーリエ変換し、変換領域で各周波数成分毎にウェイトを乗算し、離散フーリエ逆変換によって再び時間領域の信号に戻すことで等化を実現する等化器である。
このような等化器については、例えば、非特許文献１に説明されている。
林和則 「変復調と等化方式の基礎（Fundamentals of Modulation／Demodulation and Equalization Technologies）」Proc.MWE2004,pp.523-532,2004
従来の伝送方式は、受信信号に比べて振幅が比較的小さく信号全体に分布する白色ガウス雑音への対処を考慮して開発されているが、都市雑音のように、受信信号よりも大きな瞬時電力を持つインパルス性の雑音（図１８参照）は、白色ガウス雑音モデルとは振る舞いが異なる。このため、都市雑音のような雑音が存在すると、従来の伝送方式ではうまく復調できないことが多い。
しかも、都市雑音は、時間的にはブロック中に局所的に存在し、かつ振幅が大きいため、周波数領域等化処理時において、全周波数帯域に悪影響を与え、等化処理がうまくできなくなる。
このように、インパルス性の都市雑音のように受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音は、受信を不可能にするか伝送誤り率を低下させる重大な要因となる。
しかも、都市雑音は、時間的にはブロック中に局所的に存在し、かつ振幅が大きいため、周波数領域等化処理時において、全周波数帯域に悪影響を与え、等化処理がうまくできなくなる。
このように、インパルス性の都市雑音のように受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音は、受信を不可能にするか伝送誤り率を低下させる重大な要因となる。
ところが、従来、ブロック伝送方式において、受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音（以下、局所ノイズともいう）をキャンセルする手法は存在しなかった。
そこで、本発明は、受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音による影響を低減するための新たな技術を提供することを目的とする。
そこで、本発明は、受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音による影響を低減するための新たな技術を提供することを目的とする。
本発明は、送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、を備えている。
本発明によれば、受信機は、局所ノイズが存在していても、これを消失させる。そして、局所ノイズが消失した受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う。したがって、局所ノイズが、等化処理の際に、広範な周波数領域に与える悪影響を低減することができる。
前記局所ノイズ検出手段は、受信信号ブロックの信号振幅が所定のしきい値を超えた範囲を局所ノイズとして検出するのが好ましい。
また、前記局所ノイズ検出手段は、少なくとも受信信号ブロックにおける局所ノイズの位置及びノイズ幅を検出するのが好ましい。
局所ノイズ消失受信信号ブロックをｒ’としたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うのが好ましい。
ただし、Ｄは、離散フーリエ変換行列であって、下記式で与えられる。
また、Γは、｛γ０，・・・，γＭ−１｝を対角成分にもつ対角行列であって下記式で与えられる。
前記局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて生成する消失信号レプリカ生成部を備え、前記等化器は、前記消失受信信号ブロックに前記消失信号レプリカを補充した消失信号補充受信信号ブロックに対して等化処理を行うのが好ましい。
局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記消失受信信号ブロックに加算した消失信号補充受信信号ブロックに対して、等化処理を行えば、局所ノイズ消失処理を行ったことによって発生する悪影響を低減することができる。
局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記消失受信信号ブロックに加算した消失信号補充受信信号ブロックに対して、等化処理を行えば、局所ノイズ消失処理を行ったことによって発生する悪影響を低減することができる。
送信側から送信された送信信号ブロックを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて、仮推定する送信信号ブロック仮推定部を更に備え、前記消失信号レプリカ生成部は、前記消失信号レプリカを、仮推定された送信信号ブロックに基づいて生成するのが好ましい。
前記消失信号レプリカ生成部は、前記消失信号のレプリカを、以下に定義される消失送信信号に基づいて生成するのが好ましい。消失信号レプリカを演算する場合に、実際に必要な信号は、下記式で定義される消失送信信号であるから、これを利用することで、演算を効率化することができる。
前記消失信号レプリカ生成部は、仮推定された送信信号ブロックのうち消失送信信号以外の成分を、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックから取り除くことによって得られる消失受信信号を演算し、前記消失受信信号に基づいて前記消失送信信号を復元し、復元された消失送信信号に基づいて、消失信号のレプリカを生成する、のが好ましい。
仮推定された送信信号ブロックのうち、消失送信信号は、電力が小さく、比較的不確かであるため、仮推定された送信信号ブロックのうち消失送信信号以外の成分（比較的確かな成分）を、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックから取り除くことによって得られる消失受信信号を演算し、前記消失受信信号に基づいて前記消失送信信号を復元することで、精度が高まる。
仮推定された送信信号ブロックのうち、消失送信信号は、電力が小さく、比較的不確かであるため、仮推定された送信信号ブロックのうち消失送信信号以外の成分（比較的確かな成分）を、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックから取り除くことによって得られる消失受信信号を演算し、前記消失受信信号に基づいて前記消失送信信号を復元することで、精度が高まる。
消失信号補充受信信号ブロックをｒ”としたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うのが好ましい。
受信機は、局所ノイズのノイズ幅及び／又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を送信機に送信可能に構成されているのが好ましい。送信機は、局所ノイズのノイズ幅及び／又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を受信機から受信できるため、送信機において、送信信号に適切な遅延量を与えることができる。
送信機に係る本発明は、受信信号ブロックから局所ノイズを除去して等化処理を行うことができる信号ブロックを受信機に対して送信するための送信機であって、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備えていることを特徴とする。
受信機において認識される次数が、実際の伝送路の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させると、受信機では、局所ノイズ消失処理によって消失した信号成分を復元することができる。
受信機において認識される次数が、実際の伝送路の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させると、受信機では、局所ノイズ消失処理によって消失した信号成分を復元することができる。
前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックを異なる位置から送信する複数のアンテナによって構成されているのが好ましい。
また、前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックに遅延を持つ遅延送信信号ブロックを合波して送信するよう構成されていてもよい。
さらに、前記遅延発生部によって発生する遅延をＤとし、実際の伝送路の伝達関数の次数をＬとし、局所ノイズのノイズ幅をＰとすると、前記遅延発生部によって発生する遅延Ｄは、Ｐ≦Ｄ＋Ｌを満たすのが好ましい。
また、受信信号ブロックに含まれる局所ノイズのノイズ幅及び／又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を受信機から受信可能な送信機であって、前記受信機において検出される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備え、前記遅延発生部は、前記受信機から送信された局所ノイズ幅及び／又は伝達関数次数に関する情報に応じた遅延量の遅延信号を発生するのが好ましい。
ブロック伝送システムに係る本発明は、送信側から送信された信号ブロックを受信側で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送システムにおいて、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、を備えていることを特徴とする。
ブロック伝送方法に係る本発明は、送信側から送信された信号ブロックを受信側で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方法において、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出するステップと、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成するステップと、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行うステップと、を含むことを特徴とする。
本発明によれば、局所ノイズが存在していても、これを消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う。したがって、局所ノイズが、等化処理の際に、広範な周波数領域に与える悪影響を低減することができる。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
まず、理解の容易のため、ブロック伝送方式の一例であるＳＣ−ＣＰ方式における伝送システム基本構成を説明し、その後、本発明を適用したＳＣ−ＣＰ方式伝送システムについて説明する。
まず、理解の容易のため、ブロック伝送方式の一例であるＳＣ−ＣＰ方式における伝送システム基本構成を説明し、その後、本発明を適用したＳＣ−ＣＰ方式伝送システムについて説明する。
［ＳＣ−ＣＰ方式伝送システムの基本構成］
図１は、ＳＣ−ＣＰ方式伝送システムの基本構成を示している。この伝送システムは、送信機１０及び受信機２０を含んでおり、送信機１０から送信された信号は伝送路３０を経由して受信機２０によって受信される。
図１は、ＳＣ−ＣＰ方式伝送システムの基本構成を示している。この伝送システムは、送信機１０及び受信機２０を含んでおり、送信機１０から送信された信号は伝送路３０を経由して受信機２０によって受信される。
また、図２は、上記伝送システムにおける伝送データ形式（フレーム構造）を示している。図２に示すように、複数のデータブロックに対してプリアンブルブロックを付加したものをフレームと呼ぶ。データブロック（以下、単にブロックということもある）は、複数の複素ベースバンド信号（Ｍ個のシンボル）からなるブロック本体部に対し、サイクリックプレフィックス（Ｋ個のシンボル）を付加したものである。なお、以下では、サイクリックプレフィックスを単にＣＰということもある。また、シンボルといった場合、通常、複数ビットを１つのシンボルに割り当てたものをいうが、ここでは１ビットだけが１つのシンボルに割り当てられたものであってもよい。
前記プリアンブルブロック（以下、単にプリアンブルということもある）とは、フレームの先頭に付加した既知信号のことをいう。プリアンブルは、シングルキャリアブロック伝送においては周波数伝達関数を推定するのに用いられ、そのほか受信機でクロックや周波数の同期を取るのにも用いられる。
プリアンブルとしては、例えば、PN (Psuedorandom Noise) 信号系列、チャープ (chirp) 信号などが考えられる。ここで、PN信号の詳細は［横山光雄「スペクトラム拡散通信システム」科学技術出版社p.393, 6.3 PN系列］を参照。
チャープ信号は「線形に周波数が増加する正弦波」であり、文献［J. Cioffi and J. A. C. Bingham, A Data-Driven Multitone Echo Canceller, IEEE Transactions on Communications, Vol.42, No.10, p.2853-2869, 1994B, p.2866］に生成法が記載されている。時間軸と周波数軸の両方で振幅を一定にできるメリットがある。
前記パイロット信号は、データブロックに埋め込まれた既知信号である。シングルキャリアブロック伝送方式においては周波数伝達関数を推定するのに用いられる。そのほか受信機でクロックや周波数の同期を取るのにも用いられる。例えば、文献［K. Hayashi and S. Hara, A New Spatio-Temporal Equalization Method Based on Estimated Channel Response, IEEE Transactoins on Vehicular Technology, Vol. 50, No.5, p.1250-1259, 2001.］のFig.3では、データチャネルに抑圧されたPN系列を使う例が示されている。
ＣＰは、ブロック本体部の最後のＫ個（Ｋ＜Ｍ）の成分をそのままの順序でブロック本体部の先頭にコピーしたものである。ＣＰを送信信号ブロックに付加すると、ブロック間干渉を除去でき、周波数領域等化時の性能が向上する。
ブロック間干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｂｌｏｃｋ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、以下ＩＢＩともいう）は、信号伝送経路において生じた前ブロックの遅延信号が現ブロックの信号と重なることによって生じるものである。
ＣＰが付加されていると、前ブロックの遅延信号が現ブロックのＣＰ内にとどまっている限り、ブロック間干渉による影響を除去することが可能である。この点についての詳細は、非特許文献１に説明されている。
ブロック間干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｂｌｏｃｋ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、以下ＩＢＩともいう）は、信号伝送経路において生じた前ブロックの遅延信号が現ブロックの信号と重なることによって生じるものである。
ＣＰが付加されていると、前ブロックの遅延信号が現ブロックのＣＰ内にとどまっている限り、ブロック間干渉による影響を除去することが可能である。この点についての詳細は、非特許文献１に説明されている。
以下では、送信機１０及び受信機２０の主要な機能を、数式を用いつつ説明する。まず、送信機１０は、送信データを、Ｍ個のシンボルごとにブロック化する（ブロック本体部生成処理）。式（１）は、ブロック本体部ｓ（ｎ）を示している。なお、下記式（１）において、ｎはブロック毎に付けられた番号であり、ｎを現ブロックの番号とすると、ｎ−１は前ブロックの番号である。
続いて、送信機１０は、式（１）で示すブロック本体部に、ＣＰを付加し、ＣＰ付きブロックを生成する。式（２）は、ＣＰ付加処理を示している。送信機１０は、このＣＰ付きブロックを変調し、送信する。
上記式（２）において、ＴＣＰは、ブロック本体部ｓ（ｎ）の最後のＫ個の成分をそのままの順序で先頭にコピーする操作を表しており、具体的には、式（３）で示される操作である。
送信機１０から送信された信号ブロックは、信号伝送路３０による影響を受けた状態で、受信機２０によって受信され、変調される。
受信機２０は、伝送路３０の伝達関数推定部２１を備えており、この伝達関数推定部２１は、プリアンブルやパイロット信号に基づいて、伝送路３０の伝達関数（インパルス応答）ｈ＝｛ｈ０，ｈ１，・・・，ｈＬ｝を推定する。伝達関数の推定は、プリアンブルやパイロット信号をフーリエ変換（ＦＦＴ）した結果に基づいて行われる。推定された伝達関数は、受信信号ブロックの等化処理のために等化器２３に与えられる。
受信機２０は、伝送路３０の伝達関数推定部２１を備えており、この伝達関数推定部２１は、プリアンブルやパイロット信号に基づいて、伝送路３０の伝達関数（インパルス応答）ｈ＝｛ｈ０，ｈ１，・・・，ｈＬ｝を推定する。伝達関数の推定は、プリアンブルやパイロット信号をフーリエ変換（ＦＦＴ）した結果に基づいて行われる。推定された伝達関数は、受信信号ブロックの等化処理のために等化器２３に与えられる。
なお、伝達関数推定は、フレーム先頭のプリアンブルだけでも行うことができるが、ブロックに合成されたパイロット信号によって推定された伝達関数を更新（修正）することで、時々刻々と変化する伝送路の伝達関数をより正確に推定することができる。
また、受信機２０は、伝送路３０の次数判定部２２も備えており、この次数判定部２２によって伝送路３０の次数Ｌを判定する。次数Ｌの判定は、伝達関数推定部２１と同様にフーリエ変換（ＦＦＴ）によって行ってもよいし、ＡＩＣ（ＡＫＡＩＥ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）やＭＤＬ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌｅｎｇｔｈ）などの次数判定アルゴリズムによって行っても良い。
なお、フーリエ変換によって次数判定を行う場合、フーリエ変換結果に基づき、信号以外の熱雑音部分を所定のしきい値によって除去した場合の信号の最大遅延から求めればよい。求めた次数Ｌは、受信機２０における様々な演算などに用いられる。
なお、フーリエ変換によって次数判定を行う場合、フーリエ変換結果に基づき、信号以外の熱雑音部分を所定のしきい値によって除去した場合の信号の最大遅延から求めればよい。求めた次数Ｌは、受信機２０における様々な演算などに用いられる。
さて、前述のように、伝送路（通信路）のインパルス応答をｈ＝｛ｈ０，ｈ１，・・・ｈＬ｝とすると、受信機２０における受信信号ブロックは、式（４）のように表される。
ただし、Ｈは式（５）のように表せる。
さらに、Ｈを（Ｍ＋Ｋ）×（Ｍ＋Ｋ）の２つの部分行列Ｈ１，Ｈ２
に分解すると、受信信号ブロックは、
となる。ここで、式（８）の右辺第１項は、（ｎ−１）番目の送信信号ブロック（前ブロック）からの信号成分であり、ブロック間干渉（ＩＢＩ）成分を表している。
受信機２０では、受信したブロックからＣＰを除去する処理を行う。数式で表すと式（９）のようになる。
式（９）において、ＲＣＰは、ＣＰを除去する操作を表しており、ＣＰ除去操作は、式（１０）のとおりである。
このとき、ＣＰ長Ｋと伝送路の次数Ｌ（物理的には伝送路のインパルス応答長Ｌに相当）に関し、Ｋ≧Ｌ、すなわち、ＣＰ長Ｋが伝送路の次数Ｌ以上であれば、送信信号ブロックにかかわらず、ＲＣＰＨ１＝０なので、ＣＰ除去後の受信信号ｒ（ｎ）は、
となり、ブロック間干渉成分が除去される。
さて、式（１１）のＲＣＰＨ0ＴＣＰを展開すると以下のようになる。
式（１２）のような構造を持つ行列は、巡回行列（Ｃｉｒｃｕｌａｎｔ Ｍａｔｒｉｘ）と呼ばれ、「離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列によってユニタリ相似変換が可能である。」という性質を持つ。
巡回行列の性質を用いると、
と書ける。
ただし、
である。
式（１１）の右辺第２項の雑音成分をｎ（ｎ）とおくと、ＣＰ除去後の受信信号ｒ（ｎ）は、以下のように書き表せる。
等化器２３において行われる周波数領域等化処理は、ＣＰ除去後の受信信号ブロックを離散フーリエ変換し、変換領域で各周波数成分毎にウェイトを乗算し、離散フーリエ変換によって再び時間領域の信号に戻すことで等化を実現する。このため、広範な周波数帯域に影響を与えるバースト状の局所ノイズが存在すると、周波数領域等化時に広範な周波数帯域で、悪影響を受ける。
さて、離散周波数領域でのウェイトを ｛γ０，・・・，γＭ−１｝ とし、これを対角成分にもつ対角行列をとすると、等化器出力の信号は、下記式のようになる。
さて、離散周波数領域でのウェイトを ｛γ０，・・・，γＭ−１｝ とし、これを対角成分にもつ対角行列をとすると、等化器出力の信号は、下記式のようになる。
また、非特許文献１には、ゼロフォーシング （ＺＦ，ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ） 基準の等化器ウェイトと最小２乗誤差 （Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ，ＭＭＳＥ）基準の等化器ウェイトが示されている。
ＺＦ等化器ウェイト
ＭＭＳＥ等化器ウェイト
ここで、=｛λ０，・・・，λＭ−１｝は式（１４）より伝送路のインパルス応答の離散フーリエ変換である。これらのウェイトを用いたシミュレーション例も非特許文献１に示されている。シングルキャリアブロック伝送方式のＭＭＳＥ基準等化器はＺＦ準等化器に比べて特性が優れている。
ＺＦ基準等化器がＭＭＳＥ基準等化器に劣る主な要因は、雑音増強 （Ｎｏｉｓｅ Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ） である。雑音増強とは「ある周波数での通信路の応答 λｉが０または０に近い値を取った場合、その周波数におけるウェイトは非常に大きな値をとり雑音が増幅されてしまう」現象である。
ＺＦ基準等化器がＭＭＳＥ基準等化器に劣る主な要因は、雑音増強 （Ｎｏｉｓｅ Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ） である。雑音増強とは「ある周波数での通信路の応答 λｉが０または０に近い値を取った場合、その周波数におけるウェイトは非常に大きな値をとり雑音が増幅されてしまう」現象である。
等化器２３の等化処理によって、伝送路による影響が低減させた送信信号ブロックを受信機２０において再現できる。続いて、信号判定部２４において、シンボルを決定することができる。信号判定部２４は、同じシンボルを示す信号であっても、雑音の影響等によって、位相や振幅が一定でないことから、所定の基準（しきい値）によって、シンボルを決定するためのものである。
［第１実施形態］
図３は、本発明の第１実施形態に係るブロック伝送システムを示している。なお、第１実施形態において、特に説明しない点は、図１の伝送システムと同様である。
図４に示すように、都市雑音の影響を受ける伝送路３０の場合、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズ（以下、バーストノイズということもある）が含まれることがある。
図３は、本発明の第１実施形態に係るブロック伝送システムを示している。なお、第１実施形態において、特に説明しない点は、図１の伝送システムと同様である。
図４に示すように、都市雑音の影響を受ける伝送路３０の場合、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズ（以下、バーストノイズということもある）が含まれることがある。
図３に示すように、受信機２０は、受信信号ブロックに含まれる局所ノイズを検出するための局所ノイズ検出部２５を備えている。局所ノイズ検出部２５は、所定のしきい値より大きな信号振幅を持つ範囲の信号を局所ノイズ（バーストノイズ）として検出する。
また、受信機１０は、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部２７を備えている。なお、以下では、説明の簡単化のため、局所ノイズは、受信信号ブロックにおいて、１箇所だけ出現しているものとするが、実際には、局所ノイズは受信信号ブロック中の複数箇所に存在していてもよい。
図４に示すように、局所ノイズを検出するためのしきい値は、受信信号ブロックの通常の信号振幅よりも大きい値に設定されている。具体的には、しきい値は、受信信号ブロックの通常の信号振幅よりも２０ｄＢ〜３０ｄＢ以上大きいのが好ましい。
局所ノイズ検出部２５は、受信信号ブロックにおける局所ノイズの位置と、そのノイズ幅を検出する。本実施形態では、局所ノイズの位置は、ノイズの始まり位置ｉとして検出され、ノイズ幅は、ノイズの始まり位置ｉからノイズが存在する幅（時間幅）Ｐとして検出される。
なお、局所ノイズが存在する範囲を特定する仕方は、上記ｉ，Ｐに限られるものではなく、例えば、局所ノイズの始まり位置及び終わり位置で、局所ノイズ範囲を特定してもよい。以下では、ｉとＰによって局所ノイズの範囲を特定した場合についての処理を説明する。
局所ノイズ検出部２５は、受信信号ブロックにおける局所ノイズの位置と、そのノイズ幅を検出する。本実施形態では、局所ノイズの位置は、ノイズの始まり位置ｉとして検出され、ノイズ幅は、ノイズの始まり位置ｉからノイズが存在する幅（時間幅）Ｐとして検出される。
なお、局所ノイズが存在する範囲を特定する仕方は、上記ｉ，Ｐに限られるものではなく、例えば、局所ノイズの始まり位置及び終わり位置で、局所ノイズ範囲を特定してもよい。以下では、ｉとＰによって局所ノイズの範囲を特定した場合についての処理を説明する。
図５（ａ）は、局所ノイズ消失処理部２７によって局所ノイズを消失させる前のブロックを示し、図５（ｂ）は、局所ノイズを消失させた後のブロックを示している。図５（ａ）（ｂ）から明らかなように、局所ノイズ消失処理部２７では、検出された局所ノイズが存在する時間の信号をすべて０にする。すなわち、受信信号ブロック中、局所ノイズが存在する範囲のシンボル（位置ｉからＰ個のシンボル）が０になっている。
局所ノイズ消失処理によって、局所ノイズが存在する範囲における本来的な受信信号成分（データ信号）も消失するが、等化処理において広い周波数領域に悪影響を与える局所ノイズを除去することができる。
局所ノイズ消失処理によって、局所ノイズが存在する範囲における本来的な受信信号成分（データ信号）も消失するが、等化処理において広い周波数領域に悪影響を与える局所ノイズを除去することができる。
局所ノイズ消失処理後の受信信号ブロック（局所ノイズ消失受信信号ブロック）ｒ’を数式化すると下記の通りである。なお、図３では、ＣＰを除去する前のブロックを対象にして、局所ノイズを検出するとともに当該局所ノイズを消失させているが、以下では、理解の容易のため、ＣＰを除去したブロック（ブロック長＝Ｍ）から局所ノイズを消失させた場合について説明する。
まず、局所ノイズが考慮されていない受信信号を表す式（８）において、局所ノイズを考慮すると、式（８）は式（２０）のようになる。つまり、局所ノイズ消失処理前の受信信号ブロックは、式（２０）のように表される。
なお、式（２０）において、局所ノイズは、連続したＰ個の複素ベースバンド信号区間にわたって大きな振幅を持つバースト状の雑音と仮定している。
まず、局所ノイズが考慮されていない受信信号を表す式（８）において、局所ノイズを考慮すると、式（８）は式（２０）のようになる。つまり、局所ノイズ消失処理前の受信信号ブロックは、式（２０）のように表される。
そして、ＣＰ除去及び局所ノイズ消失処理がなされた局所ノイズ消失受信信号ブロックｒ’は、式（９）、式（１６）に示すＣＰ除去後受信信号ｒ（ｎ）に対して局所ノイズ消失処理を行ったものと等価であるから、式（２１）のようになる。
ただし、Ｐｉ，Ｐは、
であり、ＣＰ除去後のＭ個の信号のうち、ｉ番目からＰ個分の信号（シンボル）が局所ノイズ消失処理により、０に置き換えられたことを意味する（図５（ａ）（ｂ）参照）。なお、式（２２）中のｄｉａｇは対角行列を意味する。
以上のようにして得られた局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して、等化器２３によって周波数領域での等化処理を行っても、広範な周波数領域に対して悪影響を与える局所ノイズが消失しているため、誤り率を良好にすることができる。
しかも、通常の伝送路３０では、伝搬遅延が発生するものであり、このような伝搬遅延信号の存在により、局所ノイズによって消失した本来的なデータ信号（消失信号）が、自然に復元される。つまり適切な遅延信号が存在する伝送環境下では、消失信号は、受信機２０において復元可能であり、精度良い伝送が実現される。なお、この点についての詳細は後述する。
等化器２３は、図６に示すような構造を持ち、式（２３）の処理を行うものが好ましい。
ただし、式（２３）において、Ｄは、式（１５）で表されるＤＦＴ行列である。Γは、離散周波数領域での等化器２３のウェイトを｛γ０，・・・，γＭ−１｝としたときに、これを対角成分に持つ対角行列である。そして、等化器２３のウェイト｛γ０，・・・，γＭ−１｝には、式（１８）や式（１９）を用いてもよいが、式（２４）がより望ましい。
式（２４）は、式（１９）に示すＭＭＳＥ等化器ウェイトにおいて、局所ノイズを消失させたことによる影響を反映させた局所ノイズ消失受信信号ブロック用ＭＭＳＥ等化器ウェイトを示している。
式（２４）の等化器ウェイトを持つ等化器２３であれば、式（１９）の従来のＭＭＳＥ等化器ウェイトよりも、局所ノイズ消失受信信号ブロックに適した等化器ウェイトとなり、従来のＭＭＳＥ等化器ウェイトを用いた場合よりも特性が向上する。
式（２４）の等化器ウェイトを持つ等化器２３であれば、式（１９）の従来のＭＭＳＥ等化器ウェイトよりも、局所ノイズ消失受信信号ブロックに適した等化器ウェイトとなり、従来のＭＭＳＥ等化器ウェイトを用いた場合よりも特性が向上する。
［第２実施形態］
図７は、第２実施形態に係る伝送システムを示している。なお、第２実施形態において、特に説明しない点は、図１の伝送システム及び第２実施形態に係る伝送システムと同様である。
第１実施形態の受信機２０と同様に、第２実施形態の受信機２０は、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行うものである。ただし、第１実施形態の受信機２０では、局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して、直接、等化処理を行うのに対し、第２実施形態の受信機２０は、局所ノイズ消失受信信号ブロックに更に処理を施してから等化処理を行うように構成されている。
図７は、第２実施形態に係る伝送システムを示している。なお、第２実施形態において、特に説明しない点は、図１の伝送システム及び第２実施形態に係る伝送システムと同様である。
第１実施形態の受信機２０と同様に、第２実施形態の受信機２０は、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行うものである。ただし、第１実施形態の受信機２０では、局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して、直接、等化処理を行うのに対し、第２実施形態の受信機２０は、局所ノイズ消失受信信号ブロックに更に処理を施してから等化処理を行うように構成されている。
具体的には、第２実施形態の受信機２０は、送信信号ブロック仮推定部２８及び消失信号レプリカ生成部２９ａを備えている。そして、送信信号ブロック仮推定部２８及び消失信号レプリカ生成部２９ａによって、局所ノイズ消失処理時に受信信号から消去してしまった信号成分（消失信号）のレプリカを生成する。そして、第２実施形態の受信機２０では、この消失信号レプリカを、式（２１）で示される局所ノイズ消失受信信号ブロックに加算し、消失信号補充受信信号ブロックを生成する。
消失信号補充受信信号ブロックは、局所ノイズ消失受信信号ブロックに比べて、消失信号のレプリカが補充されている分、良好な等化処理が行える。また、消失信号補充受信信号ブロックでは、式（２４）のような複雑な演算を要する等化器ウェイトではなく、式（１８）式（１９）に示すような従来の等化器ウェイトで等化処理を行うこともできるため、演算を簡素化（高速化）することができる。
以下では、送信信号ブロック仮推定部２８及び消失信号レプリカ生成部２９ａの処理を数式に基づいて更に詳細に説明する。
まず、局所ノイズ消失受信信号ブロックは、式（２５）のように表される。なお、式（２５）の１行目の式は、式（２１）の２行目の式と同じものである。
まず、局所ノイズ消失受信信号ブロックは、式（２５）のように表される。なお、式（２５）の１行目の式は、式（２１）の２行目の式と同じものである。
ただし、
とおく。ここでＣは式（１２）で表される巡回行列である。
式（１６）との対比から明らかなように、理論的には、式（２５）の局所ノイズ消失受信信号ブロックに、ＣＩＳＩｓ（ｎ）を加算できれば、局所ノイズの影響を受けていない受信信号ブロック式（１６）と等しくなる。つまり、ＣＩＳＩｓ（ｎ）が局所ノイズ消失処理において局所ノイズとともに消失した消失信号であると考えることができる。
消失信号レプリカ生成部２９ａでは、この消失信号のレプリカを推定する。そして、受信機２０は、当該消失信号レプリカを、式（２５）で示される局所ノイズ消失受信信号ブロックｒ’（ｎ）に加算し、消失信号補充受信信号ブロックｒ”（ｎ）を生成する。
消失信号レプリカ生成部２９ａでは、この消失信号のレプリカを推定する。そして、受信機２０は、当該消失信号レプリカを、式（２５）で示される局所ノイズ消失受信信号ブロックｒ’（ｎ）に加算し、消失信号補充受信信号ブロックｒ”（ｎ）を生成する。
つまり、消失信号補充受信信号ブロックｒ”（ｎ）は、式（２７）の１行目の式のようになる。消失信号補充受信信号ブロックは、局所ノイズの影響を受けていない受信信号ブロック（式（２７）の２行目の式）とほぼ等しくなる（式（１６）及び式（１３）も参照）。
消失信号補充受信信号ブロックは、局所ノイズの影響を受けていない受信信号ブロックとほぼ等しくなることから、式（１８）式（１９）に示すような従来の等化器ウェイトを持つ等化器２３で等化処理が行える。
さて、消失信号レプリカ生成部２９ａにおいては、式（２６）で示されるＣＩＳＩと、送信信号ブロックｓ（ｎ）の推定値と、があれば、消失信号レプリカを生成できる。ここで、ＣＩＳＩは、伝達達関数推定部２１によって推定された伝達関数に基づき、式（２６）を用いて演算することができる。また、送信信号ブロックｓ（ｎ）の推定値は、送信信号仮推定部２８によって算出される。
送信信号仮推定部２８は、送信信号ブロックｓ（ｎ）の推定値を式（２８）のようにして演算する。
式（２８）で求められる送信信号ブロックｓ（ｎ）の推定値は、式（２３）によって算出される推定送信信号ブロック（局所ノイズ消失受信信号ブロックを式（２４）のウェイトで等化処理したもの）を信号判定処理したものを利用している。つまり、第２実施形態における送信信号仮推定部２８は、図３（第１実施形態）の受信機２０における等化器２３及び信号判定部２４の同じ機能を有している。
なお、送信信号ブロックｓ（ｎ）の推定値を求めるための等化器ウェイトは、式（２４）のものに限らず、他のウェイトを用いても良い。
なお、送信信号ブロックｓ（ｎ）の推定値を求めるための等化器ウェイトは、式（２４）のものに限らず、他のウェイトを用いても良い。
このように、第２実施形態の受信機２０においては、消失信号レプリカを生成するための送信信号ブロック推定値として、第１実施形態の受信機２０の持つ機能（図３の等化器２３及び信号判定部２４）で推定される送信信号ブロックを用いたのである。
［第３実施形態］
図８は、第３実施形態に係る伝送システムの受信機２０における送信信号ブロック仮推定部２８と消失信号レプリカ生成部２９ｂを示している。なお、第３実施形態において、特に説明しない点は、図１および図７の伝送システム、並びに第１及び第２実施形態に係る伝送システムと同様である。
図８は、第３実施形態に係る伝送システムの受信機２０における送信信号ブロック仮推定部２８と消失信号レプリカ生成部２９ｂを示している。なお、第３実施形態において、特に説明しない点は、図１および図７の伝送システム、並びに第１及び第２実施形態に係る伝送システムと同様である。
第３実施形態の受信機２０は、第２実施形態の消失信号レプリカ生成部２９ａを改良した消失信号レプリカ生成部２９ｂを有するものであり、消失信号レプリカ生成部２９ｂ以外の構成については、図７に示す第２実施形態と同様である。したがって、第３実施形態の説明の際には、必要に応じて図７を参照する。
第３実施形態の消失信号レプリカ生成部２９ｂの特徴を説明する前に、式（２１）に示す局所ノイズ消失信号受信ブロックと式（２６）に示す消失信号レプリカの特徴について説明する。
［式（２１）に示す局所ノイズ消失信号受信ブロックの特徴］
式（２１）は図９（ａ）のように図示される。図中、行列Ｐｉ，ＰＣを示す図は、式（１２）で定義される巡回行列Ｃのうち、ｈが存在する行列成分の範囲が斜線で示され、行列成分が０の範囲が白地で示されている。さらに、行列Ｐｉ，ＰＣを示す図中、横帯状の白地部分は、Ｐｉ，Ｐによる０範囲である。
式（２１）は図９（ａ）のように図示される。図中、行列Ｐｉ，ＰＣを示す図は、式（１２）で定義される巡回行列Ｃのうち、ｈが存在する行列成分の範囲が斜線で示され、行列成分が０の範囲が白地で示されている。さらに、行列Ｐｉ，ＰＣを示す図中、横帯状の白地部分は、Ｐｉ，Ｐによる０範囲である。
図９（ａ）から明らかなように、局所ノイズ消失受信信号ブロックｒ（ｎ）の全電力のうち、ｓｓｕｂに起因する部分の電力は大半が失われて少なくなっている。以下では、このｓｓｕｂを消失送信信号という。したがって、式（２８）のように、局所ノイズ消失受信信号ブロックｒ（ｎ）から、直接、送信信号ブロックｓ（ｎ）の推定値を計算しておいて、当該推定値から消失送信信号ｓｓｕｂを抽出しても十分な精度は得られない。
［式（２６）に示す消失信号レプリカの特徴］
式（２６）は、図９（ｂ）のように図示される。図中、行列ＣＩＳＩを示す図は、式（１２）で定義される巡回行列Ｃから図９（ａ）で示す行列Ｐｉ，ＰＣを引いたものであり、斜線部分だけにｈが存在している。
式（２６）は、図９（ｂ）のように図示される。図中、行列ＣＩＳＩを示す図は、式（１２）で定義される巡回行列Ｃから図９（ａ）で示す行列Ｐｉ，ＰＣを引いたものであり、斜線部分だけにｈが存在している。
図９（ｂ）から明らかなように、消失信号レプリカを生成するためには、送信信号ブロック全体の推定値ではなく、局所ノイズ消失処理によって消失するシンボル近傍の値（消失送信信号）の推定値（復元値）があれば足り、これを利用することで演算を高速化することができる。なお、消失送信信号のシンボル数としては、局所ノイズ長さＰに、伝達関数の次数Ｌを加えた値となっている。
図９（ｂ）に示す消失信号レプリカの特徴を利用して、消失信号レプリカを生成する演算式が、下記式（２９）及び式（３０）である。式（２９）では、消失信号レプリカを求めるのに、送信信号ブロックの部分推定値である消失送信信号の復元値（式（３０））を用いている。
なお、式（２９）〜式（３３）では、局所ノイズの位置ｉによって、式の形が異なる場合があるので、位置ｉに応じて分けて式を表記しているが、基本的な考え方は、位置ｉにかかわらず同じである。
なお、式（２９）〜式（３３）では、局所ノイズの位置ｉによって、式の形が異なる場合があるので、位置ｉに応じて分けて式を表記しているが、基本的な考え方は、位置ｉにかかわらず同じである。
消失送信信号は、式（３０ａ）（３０ｂ）によって演算される。
ここで、式（３０ａ）において、
である。
以下、式（３０）〜式（３３）を説明する。
まず、説明の前提となる関係式Ａを説明する。図１０に示す関係式Ａの左辺第１項は、局所ノイズ消失受信信号ブロックの理論値（熱雑音が０）を示している。関係式Ａの左辺第２項は、送信信号ｓのうち、消失送信信号ｓＳＵＢ（図９（ａ）参照）以外の成分に伝送路３０の伝達関数に応じた影響Ｃを与えたものである。また、関係式Ａの右辺で定義される信号を「消失受信信号」とよぶ。消失受信信号は、消失送信信号が受信機２０で受信されたときの信号の理論値（熱雑音が０）である。
つまり、関係式Ａは、局所ノイズ消失受信信号ブロックから、送信信号ｓのうち消失送信信号ｓＳＵＢ以外の成分に信号伝送路による影響Ｃを与えたもの、を取り除くと、消失受信信号になることを示している。
まず、説明の前提となる関係式Ａを説明する。図１０に示す関係式Ａの左辺第１項は、局所ノイズ消失受信信号ブロックの理論値（熱雑音が０）を示している。関係式Ａの左辺第２項は、送信信号ｓのうち、消失送信信号ｓＳＵＢ（図９（ａ）参照）以外の成分に伝送路３０の伝達関数に応じた影響Ｃを与えたものである。また、関係式Ａの右辺で定義される信号を「消失受信信号」とよぶ。消失受信信号は、消失送信信号が受信機２０で受信されたときの信号の理論値（熱雑音が０）である。
つまり、関係式Ａは、局所ノイズ消失受信信号ブロックから、送信信号ｓのうち消失送信信号ｓＳＵＢ以外の成分に信号伝送路による影響Ｃを与えたもの、を取り除くと、消失受信信号になることを示している。
関係式Ａより、消失受信信号は、関係式Ａの左辺の式の演算によって求めることが可能である。関係式Ａの左辺には、送信機１０から送信された送信信号が含まれているが、関係式Ａの左辺を受信機２０で演算するには、受信機２０の送信信号ブロック仮推定部２８で仮推定した、送信信号ブロック推定値（式（２８））を用いればよい。
また、関係式Ａの左辺第１項のＰｉ，ＰＣｓは、実際に受信した局所ノイズ消失受信信号ブロック（熱雑音を含む）ｒ’（ｎ）にほぼ等しい。
つまり、関係式Ａの左辺は、図１１に示す変形式Ｂのように表され、これが、消失受信信号（関係式Ａの右辺）に、ほぼ等しくなる。
また、関係式Ａの左辺第１項のＰｉ，ＰＣｓは、実際に受信した局所ノイズ消失受信信号ブロック（熱雑音を含む）ｒ’（ｎ）にほぼ等しい。
つまり、関係式Ａの左辺は、図１１に示す変形式Ｂのように表され、これが、消失受信信号（関係式Ａの右辺）に、ほぼ等しくなる。
以上を整理したのが前記式（３３）である。このように、消失受信信号は、式（３３）の演算によって抽出することができる。なお、図８において、式（３３）の演算は、消失受信信号抽出部２９ｂ−１によって行われる。
続いて、式（３３）で求めた消失受信信号から、消失送信信号ｓｓｕｂの復元が行われる。消失送信信号ｓｓｕｂの復元値は、式（３０ａ）（３１）（３２）によって求めることができる。なお、消失送信信号ｓｓｕｂの復元は、受信機２０の消失送信信号復元部２９ｂ−２によって行われる（図８参照）。
式（３０ａ）は、図１１の変形式Ｂを簡略化した同図中の変形式Ｃに基づくものである。図１１中に、変形式Ｂから変形式Ｃに簡略化できることを図示した。変形式Ｃでは、行列サイズが小さくなっているので、演算を高速化することができる。
なお、図１１中では、Ｐｉ，ＰＣを簡略化したＥ（式３１）も示されている。
なお、図１１中では、Ｐｉ，ＰＣを簡略化したＥ（式３１）も示されている。
式（３２）は、式（３３）で求めた消失受信信号のうち、式（３０）において消失受信信号部分行列として必要な信号が、局所ノイズの位置ｉによって異なるため、位置ｉに応じて、消失受信信号部分行列を定義したものである。
式（３０ｂ）では、式（３０ａ）で求めた消失送信信号復元値を、式（２９）に適用できるように、消失送信信号復元値の並べ替え処理が行われる。この並べ替え処理は、受信機２０の消失送信信号並べ替え部２９ｂ−３によって行われる（図８参照）。
このようにして、受信機２０では、並べ替えられた消失送信信号復元値と、行列ＣＩＳＩとから、消失信号レプリカを生成する（式（２９）、図８参照）。
図７に示すように、生成された消失信号レプリカは、局所ノイズ消失受信信号ブロックに加えられて、消失信号補充受信信号ブロックｒ”（ｎ）が生成される。消失信号補充受信信号ブロックｒ”（ｎ）に対して等化処理を行う等化器２３は、式（３４）で示すウェイトで等化を行う。
式（３４）のウェイトは、消失信号が補充された受信信号ブロックｒ”（ｎ）に適した係数となっており、良好な等化処理が行える。なお、式（３４）のウェイトは、第２実施形態の消失信号補充受信信号ブロックｒ”（ｎ）を等化する等化器２３にも用いることができる。
［第４実施形態］
図１２に示す第４実施形態に係る伝送システムは、送信信号を送信機１０の複数のアンテナ１０ａ，１０ｂから送信することで、受信機２０の次数判定部２２で判定される次数が大きくなるようにしたものである。なお、第４実施形態において、特に説明しない点については、図１の伝送システム及び第１〜第３実施形態の伝送システムと同様である。
図１２に示す第４実施形態に係る伝送システムは、送信信号を送信機１０の複数のアンテナ１０ａ，１０ｂから送信することで、受信機２０の次数判定部２２で判定される次数が大きくなるようにしたものである。なお、第４実施形態において、特に説明しない点については、図１の伝送システム及び第１〜第３実施形態の伝送システムと同様である。
図１２の構成を採用することで、第１アンテナ１０ａから受信機２０への伝送路Ａ１と、第２アンテナ１０ｂから受信機２０への伝送路Ａ２とは異なる伝送路となる。したがって、同じ送信信号が送信機１０から送信されても、第１アンテナ１０ａから送信されて受信機２０で受信される第１受信信号と、第２アンテナ１０ｂから送信されて受信機２０で受信される第２受信信号との間には、伝搬遅延Ｄが生じる。
つまり、アンテナ１０ａ，１０ｂは、送信信号の遅延発生部を構成している。
アンテナ１０ａ，１０ｂによる伝搬遅延Ｄは、伝送路３０の本来の伝搬遅延Ｌに加えて、アンテナを複数にしたことによって生じる作為的な伝搬遅延である。つまり、受信機２０の次数判定部２２で検出される伝搬遅延（次数）Ｌ１は、（Ｄ＋Ｌ）となる。
つまり、アンテナ１０ａ，１０ｂは、送信信号の遅延発生部を構成している。
アンテナ１０ａ，１０ｂによる伝搬遅延Ｄは、伝送路３０の本来の伝搬遅延Ｌに加えて、アンテナを複数にしたことによって生じる作為的な伝搬遅延である。つまり、受信機２０の次数判定部２２で検出される伝搬遅延（次数）Ｌ１は、（Ｄ＋Ｌ）となる。
ここで、第１〜第３実施形態の受信機２０において、局所ノイズ消失処理によって局所ノイズとともに信号を消失させても、受信機２０における一連の処理によって、その信号を復元することが可能であった理由を説明する。まず、図１３（ａ）に示すように、送信機１０のアンテナ１０ａが１つだけであっても、伝送路中における信号の反射等によって、受信機２０では、伝搬遅延の異なる伝送路Ａ，Ｂを通ってきた信号を受信する。
図１３（ｂ）に示すように、両信号には、伝搬遅延Ｌによる時間的ズレがあるため、局所ノイズがあった場合、伝送路Ａを通ってきた信号では、５番目のシンボルと６番目のシンボルが消失する一方、伝送路Ｂを通ってきた信号では、３番目のシンボルと４番目のシンボルが消失する。
本発明の受信機２０では、３番目及び４番目のシンボルは、伝送路Ａを通ってきた信号によって復元し、５番目及び６番目のシンボルは、伝送路Ｂを通ってきた信号から復元する。
したがって、伝送路の伝搬遅延Ｌは、局所ノイズの時間幅Ｐよりも大きい（Ｐ≦Ｌ）ことが望ましい。
本発明の受信機２０では、３番目及び４番目のシンボルは、伝送路Ａを通ってきた信号によって復元し、５番目及び６番目のシンボルは、伝送路Ｂを通ってきた信号から復元する。
したがって、伝送路の伝搬遅延Ｌは、局所ノイズの時間幅Ｐよりも大きい（Ｐ≦Ｌ）ことが望ましい。
図１２のようにアンテナ１０ａ，１０ｂを異なる位置に複数設けて、送信信号を複数にわけて送信することで、本来の伝送路伝搬遅延Ｌに、アンテナの位置が異なることによる伝搬遅延Ｄが加わる。したがって、受信機２０からみた遅延量（伝達関数の次数）は、Ｄ＋Ｌとなる。よって、アンテナ１０ａ，１０ｂの位置によって遅延量を適切に設定すれば、Ｐ＞Ｌであっても、Ｐ≦Ｄ＋Ｌとすることができ、信号の復元を適切に行えるようになる。
なお、ブロック間干渉の影響を回避するため、Ｄ＋Ｌは、ＣＰ長Ｋよりも小さいのが好ましい。すなわち、Ｐ≦Ｄ＋Ｌ＜Ｋが成り立つように、アンテナ１０ａ，１０ｂの位置を設定するのが好ましい。
なお、ブロック間干渉の影響を回避するため、Ｄ＋Ｌは、ＣＰ長Ｋよりも小さいのが好ましい。すなわち、Ｐ≦Ｄ＋Ｌ＜Ｋが成り立つように、アンテナ１０ａ，１０ｂの位置を設定するのが好ましい。
［第５実施形態］
図１４及び図１５は、第５実施形態に係る伝送システムを示している。なお、第５実施形態において、特に説明しない点については、図１の伝送システム及び第１〜第４実施形態の伝送システムと同様である。
図１４に示す送信機１０は、送信信号ブロックに合波させるための遅延送信信号ブロックを発生させる遅延発生部１１を備えている。送信機１０は、遅延送信信号ブロックを送信信号ブロックに合波して、受信機へ送信する。
図１４及び図１５は、第５実施形態に係る伝送システムを示している。なお、第５実施形態において、特に説明しない点については、図１の伝送システム及び第１〜第４実施形態の伝送システムと同様である。
図１４に示す送信機１０は、送信信号ブロックに合波させるための遅延送信信号ブロックを発生させる遅延発生部１１を備えている。送信機１０は、遅延送信信号ブロックを送信信号ブロックに合波して、受信機へ送信する。
この結果、本来の伝送路伝搬遅延Ｌに、遅延発生部１１による伝搬遅延Ｄが加わる。したがって、受信機２０からみた遅延量（伝達関数の次数）は、Ｄ＋Ｌとなる。よって、遅延量Ｄを適切に設定すれば、Ｐ＞Ｌであっても、Ｐ≦Ｄ＋Ｌとすることができ、信号の復元を適切に行えるようになる。
なお、第５実施形態においても、ブロック間干渉の影響を回避するため、Ｄ＋Ｌは、ＣＰ長Ｋよりも小さいのが好ましい。すなわち、Ｐ≦Ｄ＋Ｌ＜Ｋが成り立つように、アンテナ１０ａ，１０ｂの位置を設定するのが好ましい。
なお、第５実施形態においても、ブロック間干渉の影響を回避するため、Ｄ＋Ｌは、ＣＰ長Ｋよりも小さいのが好ましい。すなわち、Ｐ≦Ｄ＋Ｌ＜Ｋが成り立つように、アンテナ１０ａ，１０ｂの位置を設定するのが好ましい。
遅延発生部１１における遅延量Ｄの値は、固定されていてもよいし、可変であってもよい。伝送路３０の状況によって、適宜、遅延量を変更することで、確実にＰ≦Ｄ＋Ｌを満たして、信号復元が可能となる。
図１５は、遅延発生部１１によって発生させる遅延Ｄを決めるための情報を、受信機２０側から獲得するための構成を示している。適切な遅延Ｄを設定するには、伝送路の次数Ｌ、局所ノイズ幅Ｐ、及び必要であればＣＰ長（ガード区間長）Ｋがあればよく、このうち、Ｋは送信機１０にとって既知であり、Ｌ及びＰは受信機２０の次数判定部２２及び局所ノイズ検出部２５によって検出される。
図１５に示すように、受信機２０は、次数Ｌ及び局所ノイズ幅Ｐを送信機１０へ送信する。受信機１０の遅延発生部１１では、Ｐ≦Ｄ＋Ｌ、又はＰ≦Ｄ＋Ｌ＜Ｋが成り立つ遅延送信信号ブロックを生成し、送信信号ブロックに合波する。
図１５に示すように、受信機２０は、次数Ｌ及び局所ノイズ幅Ｐを送信機１０へ送信する。受信機１０の遅延発生部１１では、Ｐ≦Ｄ＋Ｌ、又はＰ≦Ｄ＋Ｌ＜Ｋが成り立つ遅延送信信号ブロックを生成し、送信信号ブロックに合波する。
なお、遅延Ｄに関し、受信機２０から送信機１０へ送る情報は、次数Ｌと局所ノイズ幅Ｐの一方だけであってもよい。例えば、伝送路の次数があまり変化しない環境下や、次数の最大値が分かっている環境下で使用される伝送システムの場合、次数Ｌは送信機１０に予め設定されていてもよい。また、局所ノイズ幅Ｐの最大値が分かっている環境下で使用される伝送システムの場合、局所ノイズ幅Ｐは送信機１０に予め設定されていてもよい。
また、次数Ｌと局所ノイズ幅Ｐは、そのままの数値で、送信機１０へ送信される必要はなく、Ｐ−Ｌ（最低限必要な遅延Ｄ）のように、次数Ｌと局所ノイズ幅Ｐを間接的に示す情報で送信されてもよい。
また、次数Ｌと局所ノイズ幅Ｐは、そのままの数値で、送信機１０へ送信される必要はなく、Ｐ−Ｌ（最低限必要な遅延Ｄ）のように、次数Ｌと局所ノイズ幅Ｐを間接的に示す情報で送信されてもよい。
本発明の実施例のシミュレーション結果を以下に示す。図１６，１７は、シミュレーション結果として、１０パスの周波数選択性レイリーフェージング伝送路におけるＢＥＲ（ビットエラー率：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）特性を示している。図１６，１７において、縦軸はＢＥＲを、横軸はビットあたりの電力／白色ノイズ電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）を示している。また、図１６は、局所ノイズ幅Ｐが１、図１７は局所ノイズ幅Ｐが６の場合を示している。
システムパラメータは、下記の通りである。
変復調：ＱＰＳＫ
ブロック長Ｍ＝６４
ＣＰ長Ｋ＝１６
伝送路の次数Ｌ＝１６
伝送路モデル：１０パスの周波数選択性レイリーフェージング伝送路
変復調：ＱＰＳＫ
ブロック長Ｍ＝６４
ＣＰ長Ｋ＝１６
伝送路の次数Ｌ＝１６
伝送路モデル：１０パスの周波数選択性レイリーフェージング伝送路
［実施例１］
図３に示す伝送システム（第１実施形態）において、式（１９）のウェイトを持つ等化器２３を用いた。
［実施例２］
図３に示す伝送システム（第１実施形態）において、式（２４）のウェイトを持つ等化器２３を用いた。
［実施例３］
図７，８に示す伝送システム（第３実施形態）と同様。
図３に示す伝送システム（第１実施形態）において、式（１９）のウェイトを持つ等化器２３を用いた。
［実施例２］
図３に示す伝送システム（第１実施形態）において、式（２４）のウェイトを持つ等化器２３を用いた。
［実施例３］
図７，８に示す伝送システム（第３実施形態）と同様。
都市雑音のような局所ノイズが存在する場合、本発明の局所ノイズ消失処理機能を持たない受信機であると、通信が不可能になる程の影響を受けるが、実施例１〜３に示すものでは、ある程度のビット誤り率を有するものの、良いパフォーマンスであることがわかる。
また、従来のウェイトを持つ実施例１よりも、実施例２のＢＥＲパフォーマンスの方が良いことがわかる。さらに、消失信号補充受信信号ブロックを等化する実施例３ではさらに良好なＢＥＲパフォーマンスを示している。
また、従来のウェイトを持つ実施例１よりも、実施例２のＢＥＲパフォーマンスの方が良いことがわかる。さらに、消失信号補充受信信号ブロックを等化する実施例３ではさらに良好なＢＥＲパフォーマンスを示している。
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の意図を逸脱しないかぎり、様々な変形が可能である。
１０ 送信機
１１ 遅延発生部
２０ 受信機
３０ 伝送路
２１ 伝達関数推定部
２２ 次数判定部
２３ 等化器
２４ 信号判定部
２５ 局所ノイズ検出部
２７ 局所ノイズ消失処理部
２８ 送信信号ブロック仮推定部
２９ａ 消失信号レプリカ生成部
２９ｂ 消失信号レプリカ生成部
１１ 遅延発生部
２０ 受信機
３０ 伝送路
２１ 伝達関数推定部
２２ 次数判定部
２３ 等化器
２４ 信号判定部
２５ 局所ノイズ検出部
２７ 局所ノイズ消失処理部
２８ 送信信号ブロック仮推定部
２９ａ 消失信号レプリカ生成部
２９ｂ 消失信号レプリカ生成部
Claims (17)
- 送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、
受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、
受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する時間範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、
局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して周波数領域等化処理を行う等化器と、
を備えていることを特徴とする受信機。 - 前記局所ノイズ検出手段は、受信信号ブロックの信号振幅が所定のしきい値を超えた時間範囲を局所ノイズとして検出することを特徴とする請求項１記載の受信機。
- 前記局所ノイズ検出手段は、少なくとも受信信号ブロックにおける局所ノイズの位置及びノイズ幅を検出することを特徴とする請求項１又は２記載の受信機。
- 送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、
受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、
受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、
局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、
を備え、
局所ノイズ消失受信信号ブロックをｒ’としたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うことを特徴とする受信機。
ただし、Ｄは、離散フーリエ変換行列であって、下記式で与えられる。
また、Γは、｛γ０，・・・，γＭ−１｝を対角成分にもつ対角行列であって下記式で与えられる。
- 送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、
受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、
受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する時間範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、
局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて周波数領域等化処理を行う等化器と、
送信側から送信された送信信号ブロックを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて、仮推定する送信信号ブロック仮推定部と、
前記局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて生成する消失信号レプリカ生成部と、
を備え、
前記送信信号ブロック仮推定部は、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して周波数領域等化処理を行い、さらに信号判定処理を行って、送信信号ブロックを仮推定し、
前記消失信号レプリカ生成部は、前記消失信号レプリカを、仮推定された送信信号ブロックに基づいて生成し、
前記等化器は、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに前記消失信号レプリカを補充した消失信号補充受信信号ブロックに対して等化処理を行うことを特徴とする受信機。 - 送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、
受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、
受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、
局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、
前記局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて生成する消失信号レプリカ生成部と、
を備え、
前記等化器は、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに前記消失信号レプリカを補充した消失信号補充受信信号ブロックに対して等化処理を行い、
前記消失信号レプリカ生成部は、前記消失信号のレプリカを、以下に定義される消失送信信号に基づいて生成することを特徴とする受信機。
- 前記消失信号レプリカ生成部は、仮推定された送信信号ブロックのうち消失送信信号以外の成分を、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックから取り除くことによって得られる消失受信信号を演算し、
前記消失受信信号に基づいて前記消失送信信号を復元し、
復元された消失送信信号に基づいて、消失信号のレプリカを生成する、
ことを特徴とする請求項６記載の受信機。 - 送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、
受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、
受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、
局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、
前記局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて生成する消失信号レプリカ生成部と、
を備え、
前記等化器は、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに前記消失信号レプリカを補充した消失信号補充受信信号ブロックに対して等化処理を行い、
消失信号補充受信信号ブロックをｒ”としたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うことを特徴とする受信機。
- 局所ノイズのノイズ幅及び／又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を送信機に送信可能に構成されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の受信機。
- 受信信号ブロックから局所ノイズを除去して等化処理を行う受信機と、
信号ブロックを前記受信機に対して送信するための送信機と、を備え、
前記受信機は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信機であり、
前記送信機は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備えていることを特徴とする伝送システム。 - 前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックを異なる位置から送信する複数のアンテナによって構成されていることを特徴とする請求項１０記載の伝送システム。
- 前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックに遅延を持つ遅延送信信号ブロックを合波して送信するよう構成されていることを特徴とする請求項１０記載の伝送システム。
- 前記遅延発生部によって発生する遅延をＤとし、実際の伝送路の伝達関数の次数をＬとし、局所ノイズのノイズ幅をＰとすると、
前記遅延発生部によって発生する遅延Ｄは、Ｐ≦Ｄ＋Ｌを満たすことを特徴とする請求項１０〜１２のいずれかに記載の伝送システム。 - 受信信号ブロックに含まれる局所ノイズのノイズ幅及び／又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を、請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信機から受信可能であり、
前記受信機において検出される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備え、
前記遅延発生部は、前記受信機から送信された局所ノイズ幅及び／又は伝達関数次数に関する情報に応じた遅延量の遅延信号を発生することを特徴とする送信機。 - 送信機から送信された信号ブロックを受信機で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送システムにおいて、
前記受信機は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信機である
ことを特徴とする伝送システム。 - 送信機から送信された信号ブロックを受信機で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送システムにおいて、
前記受信機は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信機であり、
前記送信機は、請求項１４記載の送信機である
ことを特徴とする伝送システム。 - 送信側から送信された信号ブロックを受信側で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方法において、
受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出するステップと、
受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する時間範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成するステップと、
局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して周波数領域等化処理を行うステップと、
を含むことを特徴とする伝送方法。
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