JP4501071B2

JP4501071B2 - シングルキャリアブロック伝送用受信機及び受信方法

Info

Publication number: JP4501071B2
Application number: JP2005103286A
Authority: JP
Inventors: 洋侍岡田
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2005-03-31
Filing date: 2005-03-31
Publication date: 2010-07-14
Anticipated expiration: 2025-03-31
Also published as: JP2006287490A

Description

本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission, SCBT）に関するものである。

シングルキャリアブロック伝送方式は、送信信号として、複数の情報シンボルから構成された信号ブロックを送信し、受信側でこのブロック単位で等化や復調の処理を行うブロック伝送方式において、特に、送信ブロックにガード区間（guard interval, GI）を付加し、受信側で離散周波数領域等化を行う伝送方式である。
伝送される信号は、単一搬送波（シングルキャリア）を変調した帯域信号である。この点で、各ブロックごとに複数のサブキャリアを用いて伝送するＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式と異なる。

シングルキャリアブロック伝送方式は、受信側で離散フーリエ変換を用いることにより効果的な周波数領域等化を実施できる。
周波数領域等化を行う場合の等化器ウェイトは、対角行列Γで表すことができる。対角行列Γの対角成分を｛γ₁，．．．，γ_M｝で表す。ここでＭは、離散周波数の数、すなわちＦＦＴサイズを表す。

従来の等化器ウェイトには、ゼロフォーシング(ZF; zero forcing)基準のウェイトと、最小２乗誤差基準(Minimum Mean-Square-Error, MMSE)のウェイトとがある。
ＺＦ等化器ウェイトは、
γ_i ＝１／λ_i (i=1,...,M)
で表される。ここでλ_iは、伝送路の周波数伝達関数である。

ＭＭＳＥ等化器ウェイトは、
γ_i＝λ^* _i／（｜λ_i ²｜＋σ_n ²／σ_s ²） (i=1,...,M)
で表される。ここでσ_nは雑音の分散、σ_sは信号の分散、＊は複素共役を表す。
ＭＭＳＥ等化器は、受信機のＢＥＲ（ビット誤り率）特性は優れているものの、雑音分散若しくはＣＮＲを推定する手段が必要となる。分散値の推定は、多数のサンプルがないと精度が得られない。したがって、無線伝送などの伝送路特性が時間的に変化する場合、回路実現が困難である。
米国特許公開第2004/0076239 A1号公報 K. Hayashi and S. Hara, "A New Spatio-Temporal Equalization Method Based on Estimated Channel Response," IEEE Transactoins on Vehicular Technology, Vol. 50, No.5, p.1250-1259, 2001. 横山光雄「スペクトラム拡散通信システム」科学技術出版社 p.393, 6.3 PN系列 J. Cioffi and J. A. C. Bingham, "A Data-Drien Multitone Echo Canceller," IEEE Transactions on Communications, Vol.42, No.10, p.2853-2869, 1994. 林和則「変復調と等化方式の基礎(Fundamentals of Modulation/Demodulation and Equalization Technologies)」Proc. MWE2004, pp.523-532, 2004

前記ＺＦ等化器は、回路構成が簡単であるが、雑音増強(Noise Enhancement) の問題がある。
雑音増強とは、ある周波数で伝送路の伝達関数λ_iが０，又は０に近い値をとった場合、その周波数におけるウェイトγ_iは非常に大きな値をとり、雑音が増幅されてしまうという現象である。この結果、受信機では受信信号を正確に復元できなくなり、ＢＥＲ特性が悪くなる。

そこで本発明の目的は、回路構成の簡単なＺＦ等化器を採用し、かつ、雑音増強の発生しにくいシングルキャリアブロック伝送用受信機及び受信方法を提供することである。

本発明のシングルキャリアブロック伝送用受信機は、受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換された信号に対して、周波数領域等化を行う等化部と、等化された信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部とを備え、前記等化部は、前記フーリエ変換された各信号に対して、伝送路の周波数伝達関数を用いてゼロフォーシング(ZF; zero forcing)基準で重み付けを行う重み付け処理部と、前記重み付け処理部から出力される信号の振幅としきい値とを比較し、しきい値以上である場合に、信号の振幅抑制を行う振幅抑制部とを有するものである。

この構成のように、ゼロフォーシング(ZF; zero forcing)基準で重み付けを行うとともに、振幅抑制を行うことによって、伝送路の周波数伝達関数λ_iが０，又は０に近い値をとり、その周波数におけるウェイトγ_iが大きくなった場合でも信号の振幅が抑えられるので、雑音が増幅されてしまうという問題がなくなる。従って、受信信号を正確に復元でき、ＢＥＲ特性の悪化を免れることができる。

本発明の受信方法は、前述したシングルキャリアブロック伝送用受信機の発明と実質同一の発明に係る受信方法である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission, 以下ＳＣＢＴ方式という）のブロック図である。この伝送方式は、送信機側、伝送路及び受信機側を含む。
まず、送信機側における処理を数式化して説明する。

送信信号シンボルs(n)をＭ個ごとにブロック化する。ｎは離散時間である。
s(n) = [s₁(n), s₁(n), ... , s_M(n)]^T
このブロック化された送信信号s(n)の各ブロックにパイロット (Pilot)信号を挿入する。
例えば、特許文献１のFig.３では、ＣＰとデータの間にPilot信号を挿入する例が示されている。非特許文献１の Fig.３では、データチャネルに抑圧されたパイロットチャネルを重畳する例が示されている。この文献では、パイロットチャネルで伝送する信号としてＰＮ系列を使っている。

本実施形態のシングルキャリアブロック伝送にもこの方法を適用する。
次に、ブロックの最後の部分を先頭にコピーしたサイクリックプレフィックス (Cyclic Prefix;ＣＰ) を付加する。
次にプリアンブル(Preamble)を生成する。プリアンブルには、例えば、ＰＮ (Psuedorandom Noise) 信号系列、チャープ (chirp) 信号などが考えられる。ここで、ＰＮ信号の詳細は非特許文献２を参照。チャープ信号は「周波数が連続的に増加又は減少する信号」であり、非特許文献３, p.2866に生成法が解説されている。

このようにして生成されたプリアンブルをブロックに付加する。このように付加されたプリアンブルとブロックを「フレーム」という。
図２に、フレーム構成の具体例を示す。なお、図２では、複数のブロックに１つのプリアンブルが付いて、１フレームとなっているが、１つのブロックに１つのプリアンブルを付けて１フレームとしてもよい。

このフレームを、無線周波数に変調して、伝送路に送信する。
次に、受信機側における処理を説明する。
図３は、受信処理の流れ（概要）を示すフローチャートである。
受信信号をＡ／Ｄ変換し、フレームの先頭を検出する（ステップＳ１）。次にフレームからブロック（プリアンブルを含む）を切り出す（ステップＳ２）。

切り出したブロックがデータブロックかプリアンブルかを判定し（ステップＳ３）、プリアンブルである場合、プリアンブル信号に対して離散フーリエ変換を行う（ステップＳ５）。この離散フーリエ変換で得られた信号に基づいて、伝送路の周波数伝達関数λ_i (i=1,...,M)を推定する（ステップＳ６）。
一方、データブロックである場合、ブロックからデータ部を抽出し、データからサイクリックプレフィックスＣＰを除去する（ステップＳ８）。

次に、データからパイロット信号を抽出する（ステップＳ９）。このパイロット信号に対して離散フーリエ変換し（ステップＳ１０）、この離散フーリエ変換の結果を用いて、前記周波数伝達関数λ_iを更新する（ステップＳ７）。これは、プリアンブル受信時に伝送路の周波数伝達関数を推定した後でも、伝送路が変化することを予想したものである。
次に、サイクリックプレフィックス除去後の受信信号ブロックを離散フーリエ変換する（ステップＳ１１）。

そして、前記周波数伝達関数（更新された場合はその更新後の周波数伝達関数）に基づいて周波数領域等化処理を行う（ステップＳ１２）。周波数領域等化は、変換領域で周波数成分ごとにウェイトΓを乗算し、離散逆フーリエ変換によって再び時間領域の信号に戻す処理である。この詳細な内容は後述する。
最後に等化後の信号に対して、離散逆フーリエ変換を行って（ステップＳ１３）、時間関数に変換する。そしてこの時間信号を判定する（ステップＳ１４）。

以上に説明した受信処理の内容を、数式を用いて詳しく説明する。
サイクリックプレフィックス長をＬ_CPとすると、サイクリックプレフィック
スが付加された送信信号ブロックｓ_e(n)は次のようになる。

ただし、

行列サイズ：（Ｍ＋Ｌ_CP）×Ｍ
であり、０_{LCPｘ(M-LCP)}はＬ_CP×（Ｍ−Ｌ_CP）の零行列を、Ｉ_LCPはＬ_CP×Ｌ_CPの単位行列をそれぞれ表す。
伝送路のインパルス応答を{h₀, h₁, ... ,h_Lh}、受信機雑音をｎ(n)＝[n₁(n),...,n_M(n)}^Tとすると受信信号ブロックは、

で表される。ただし、伝送路のインパルス応答との畳み込みを表す行列Ｈは、以下のようになる。

Ｈの行列サイズは（Ｍ＋Ｌ_CP）×２（Ｍ＋Ｌ_CP）である。
さらにＨを（Ｍ＋Ｌ_CP）×（Ｍ＋Ｌ_CP）の部分行列

に分解すると、受信信号ブロックは

行列サイズ：（Ｍ＋Ｌ_CP）×１
と書ける。ここで右辺第１項は（ｎ−１）番目の送信信号ブロックからの信号成分であり、ブロック間干渉(Inter-Block Interference, ＩＢＩ)の成分を表している。
受信側ではサイクリックプレフィックスを除去する（ステップＳ８）。数式で表すと以下のようになる。

行列サイズはＭ×１である。ただし、

である。このときＬ_CP≧Ｌ_hであれば，送信信号に関わらずＲ_CPＨ₁＝０_MxMなので、

となる。さて、この式のＲ_CPＨ₀Ｔ_CPを展開すると以下のようになる。

このような構造をもつ行列は巡回行列(Circulant Matrix) と呼ばれ、離散フーリエ変換(DFT : Discrete Fourier Transform)行列によってユニタリ相似変換が可能である。詳細は非特許文献４を参照。
巡回行列の性質を用いると、

と書ける。ただし Λはλ₁,λ₂,...,λ_Mを対角成分にもつ対角行列であり、λ₁,λ₂,...,λ_Mは以下のように計算される。

これより、サイクリックプレフィックス除去後の受信信号ｒ(n)は以下のように書き表せる。

周波数領域等化は、サイクリックプレフィックス除去後の受信信号ブロックを離散フーリエ変換し（ステップＳ１１）、変換領域で周波数成分ごとにウェイトΛを乗算し、離散逆フーリエ変換によって再び時間領域の信号に戻すことで等化（ステップＳ１２）を実現する。
離散周波数領域でのウェイトを｛γ₁，．．．，γ_M｝とする。これを対角成分にもつ対角行列をΓとすると、等化器出力の信号は

となる。
ここで、等化器ウェイトΓは、対角行列であり、その対角成分は前述したように｛γ₁，．．．，γ_M｝で表わされる。γ₁,γ₂,γ₃,...は、前記λ_i (i=1,...,M)から導かれる。
例えば、等化器ウェイトの種類がＺＦ基準であれば、
γ₁=1/λ₁, γ₂=1/λ₂,...
となる。

図４は、ＺＦ基準等化器１の処理の流れを示すブロック図である。
ＺＦ基準等化器１は、前記等化器ウェイトΓをかけるための重み付け処理部２と、雑音増強された周波数成分を抑制する振幅抑制部３とを含んでいる。フーリエ変換後の重み付け処理部２の入力をＸ₁,Ｘ₂,Ｘ₃,...（代表するときはＸ_i）と表記し、重み付け処理部２の出力をＹ₁,Ｙ₂,Ｙ₃,...（代表するときはＹ_i）と表記し、振幅抑制部３の出力をＺ₁,Ｚ₂,Ｚ₃,...（代表するときはＺ_i）と表記する。

図５（ａ）〜（ｃ）は、振幅抑制部３の入出力振幅特性の例を示す。
図５（ａ）は、Ｙ_iの振幅|Ｙ_i｜がしきい値以上あった場合、出力Ｚ_iの振幅を０にする振幅抑制部３の入出力振幅特性を示す。
図５（ｂ）は、Ｙ_iの振幅|Ｙ_i｜がしきい値以上あった場合、出力Ｚ_iの振幅をそのしきい値入力時の値に固定する振幅抑制部３の入出力振幅特性を示す。

図５（ｃ）は、Ｙ_iの振幅|Ｙ_i｜がしきい値以上あった場合、出力Ｚ_iの振幅をそのしきい値入力時の値よりも小さな値に固定する振幅抑制部３の入出力振幅特性を示す。
図６は、前記図５（ａ）の振幅抑制部３における処理を説明するためのフローチャートである。フーリエ変換された等化器ウェイトの入力Ｘ_i（ステップＴ１）に対して、離散周波数ごとに（ステップＴ２）、Ｙ_iを求め（ステップＴ３）、しきい値Ａと比較する（ステップＴ４）。しきい値Ａ未満であれば、Ｙ_iと位相振幅が同じである複素数Ｚ_iを出力する（ステップＴ５）。ＹＩがしきい値Ａ以上であれば、Ｚ_iとして０を出力する（ステップＴ６）。

以上の処理を、ｉが、ＦＦＴサイズＭに到達するまで行う（ステップＴ７，Ｔ８）。ＦＦＴサイズＭまで処理が完了すれば、逆フーリエ変換を行う（ステップＴ９）
以上で、前記図５（ａ）の振幅抑制部３における処理を説明したが、図５（ｂ）、図５（ｃ）の振幅抑制部３の処理も同様にして説明できる。
図７は、図６の振幅抑制部３の処理におけるＸ_i、λ_i、Ｙ_i、Ｚ_iの位相関係を示す図である。

入力Ｘ_iに対して1/λ_iが乗算されてＹ_iが得られ、振幅抑制部３により振幅が抑制されてＺ_iとなる様子を示している。当該離散周波数の伝送路伝達関数λ_iの振幅が小さければ、Ｙ_iが過大な値となるが、振幅抑制部３を挿入することにより、適切な振幅のＺ_iに抑制されることが示されている。
このように、振幅抑制部３で位相を保存しながら振幅のみを抑制する処理を行うため、伝送路の周波数伝達関数λ_iが０，又は０に近い値をとり、その周波数におけるウェイトγ_iが大きくなった場合でも信号の振幅が抑えられるので、雑音増強の問題がなくなる。従って、受信信号を正確に復元でき、ＢＥＲ特性の悪化を免れることができる。

以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、振幅抑制特性として、信号の振幅としきい値とを比較し、しきい値以上である場合に、振幅を抑制する例を挙げたが、ウェイトγ_iがしきい値以上のときウェイトの絶対値を抑制するものであってもよく、伝達関数λ_iがしきい値以下のときウェイトの絶対値を抑制するものであってもよい。また信号の振幅増加に対して、徐々に飽和していくような非線形な曲線を適用してもよい。その他、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。

図５（ａ）のようにしきい値以上の入力があった場合、出力を０にする振幅抑制部３を想定する。
以下、無線伝搬モデルを想定し、シミュレーションにおける共通のパラメータを示す。

図８は、横軸に離散周波数、縦軸に重み付け処理後（振幅抑制なし）の出力Ｙ（相対目盛）をとったグラフである。
同グラフでは、伝送路の周波数伝達関数の絶対値が、離散周波数９００の付近において偶然大きくなり、大きなウェイトがかかっていることを示している。
受信信号を、振幅抑制部３を通さないで逆フーリエ変換したところ、コンスタレーション(constellation)は、図９のようになった。これによれば、例えば、元の信号Ｉ（実数部）が＋、Ｑ（虚数部）が＋のときでも、一部の信号は誤って−側に判定されてしまう。その結果、ビット誤り率が劣化する。

しきい値Ａ＝１００とした振幅抑制部３を通した後、逆フーリエ変換すると、コンスタレーションは、図１０のようになった。受信信号は±Ｉ，±Ｑの各領域で点に収束されており、受信信号が正しく復元できる。したがって、雑音増強された周波数成分を振幅抑制した効果が現れている。
この結果に基づいて、ビット誤り率ＢＥＲを算出したところ、図１１のグラフのようになった。横軸はＣ／Ｎ（ｄＢ）、縦軸は検出された等化器出力信号のビット誤り率を表す。

図１１のグラフにおいて、
a: ＭＭＳＥ等化器を使った場合
b: 従来のＺＦ等化器を使った場合
c: 本発明の振幅抑制部３をかけた場合、しきい値Ａ＝1000
d: 本発明の振幅抑制部３をかけた場合、しきい値Ａ＝300
e: 本発明の振幅抑制部３をかけた場合、しきい値Ａ＝100
f: 理論値（遅延なし、時間変動はレイリーフェージングのみ）
を表す。しきい値Ａ＝1000の場合、従来のＺＦ等化器のカーブに近い特性が表れているが、しきい値３００，１００と下がるに従って、ＭＭＳＥ等化器のカーブに近くなっている。従って、本発明の振幅抑制効果が表れているといえる。

ＳＣＢＴ方式の概要を示すブロック図である。送信信号のフレーム構成図である。受信処理の流れを示すフローチャートである。振幅抑制部３を含むＺＦ等化器のブロック図である。振幅抑制部３の入出力振幅特性を示すグラフである。図５（ａ）の入出力振幅特性を持つ振幅抑制部３における処理を説明するためのフローチャートである。振幅抑制部３におけるＸ_i、λ_i、Ｙ_i、Ｚ_iの位相関係を示す図である。横軸離散周波数、縦軸重み付け処理後（振幅抑制なし）の出力Ｙの一例を表すグラフである。振幅抑制部３を持たない従来のＺＦ等化器を通した受信信号のコンスタレーション図である。振幅抑制部３を有する本発明のＺＦ等化器を通した受信信号のコンスタレーション図である。振幅抑制部３の有無と、その種類に応じたビット誤り率ＢＥＲを表すグラフである。

符号の説明

１ＺＦ基準等化器
２重み付け処理部
３振幅抑制部

Claims

送信側で複数の情報シンボルから構成された信号ブロックを送信し、受信側でこれらのブロック単位で離散周波数領域等化を行うシングルキャリアブロック伝送方式に用いられ、
受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換された信号に対して、周波数領域等化を行う等化部と、等化された信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部とを備え、
前記等化部は、前記フーリエ変換された各信号に対して、伝送路の周波数伝達関数を用いてゼロフォーシング(ZF; zero forcing)基準で重み付けを行う重み付け処理部と、前記重み付け処理部から出力される信号の振幅としきい値とを比較し、しきい値以上である場合に、信号の振幅抑制を行う振幅抑制部とを有することを特徴とするシングルキャリアブロック伝送用受信機。
送信側で複数の情報シンボルから構成された信号ブロックを送信し、受信側でこれらのブロック単位で離散周波数領域等化を行うシングルキャリアブロック伝送方式に用いられ、
受信信号をフーリエ変換する工程と、前記フーリエ変換された信号に対して、周波数領域等化を行う工程と、等化された信号を逆フーリエ変換する工程とを有するシングルキャリアブロック伝送受信方法であって、
前記周波数領域等化を行う工程は、前記フーリエ変換された各信号に対して、伝送路の周波数伝達関数を用いてゼロフォーシング(ZF; zero forcing)基準で重み付けを行い、前記重み付けされて出力される信号の振幅としきい値とを比較し、しきい値以上である場合に、信号の振幅抑制を行うものであることを特徴とする、方法。