JP5040287B2

JP5040287B2 - 三相交流−交流変換装置

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Publication number: JP5040287B2
Application number: JP2006337824A
Authority: JP
Inventors: 久藤本; 隆二山田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-02-24
Filing date: 2006-12-15
Publication date: 2012-10-03
Anticipated expiration: 2026-12-15
Also published as: JP2007259688A

Description

本発明は交流入力を電圧または周波数の異なる別の交流に変換する装置、または交流電圧変動、周波数の変動あるいは停電を補償し、安定した電圧を負荷に供給する無停電電源装置の構成および制御方法に関する。

図８および図９に従来技術による三相交流−交流変換装置の回路構成を示す。図８の回路は特許文献１の図１に、図９の回路は特許文献１の図３に示されたものと同じ原理である。図８において、1は交流電源、2〜15は半導体スイッチ、16A、16Bは直流コンデンサ、17〜23はリアクトル、24〜29はフィルタコンデンサである。
半導体スイッチ2〜7、直流コンデンサ16A、16B、リアクトル17〜19、フィルタコンデンサ24〜26は順変換器を構成しており、交流電源1の電力を、半導体スイッチ2〜7の高周波スイッチングにより直流に変換して直流コンデンサ16A、16Bに蓄積する動作を行う。これは、たとえばR1-S1間およびS1-T1間平均電圧（ここでいう平均電圧はパルス波形から高周波スイッチング周波数成分以上の高周波成分を除いたものを指す。以下同様）がR-S間およびS-T電圧と振幅、位相のわずかに異なるものとなるようパルス幅変調にもとづくスイッチングを行い、電圧の差分を制御することによりリアクトル17〜19に流れる電流を制御することで実現できる。

一方、直流コンデンサ16A、16B、半導体スイッチ8〜13、リアクトル20〜22、フィルタコンデンサ27〜29は逆変換器（インバータ）を構成しており、直流コンデンサ16A、16Bを直流電源として、半導体スイッチ8〜13の高周波スイッチングによりフィルタコンデンサ27〜29に波形歪みの小さな交流電圧を発生させ、図示しない負荷に交流電力を供給する動作を行う。これはU1-V1間およびV1-W1間平均電圧を、所望のU-V間およびV-W間電圧とほぼ等しくなるようパルス幅変調にもとづくスイッチングを行い、波形に含まれる高周波スイッチング周波数成分をリアクトル20〜22とフィルタコンデンサ27〜29からなるLCフィルタで取り除くことにより実現される。
さらに、半導体スイッチ14、15からなる中性点アームにおいて、それぞれを50%の時比率でオンオフさせることによりN点の電位と、直流中性点（図８におけるM点）電位、すなわちEP点とEN点間の中間電位との間の平均電圧が0となるようにし、N点の直流部に対する電位を能動的に定めることにより、交流出力端子U、V、Wのそれぞれと中性点端子Nの間に個別に負荷が接続される、いわゆる三相4線構成の負荷に対応することが可能となる。

図９の回路では、直流コンデンサ16Aと16Bの接続点Mを直接N点に接続することでN点の直流部に対する電位を定めている。ここでは半導体スイッチ14、15、リアクトル23は直流コンデンサ16A、16Bの電圧バランス回路として作用する。
これらの回路は交流入力をこれと異なる電圧または周波数の交流に変換する装置として、あるいは図示しない蓄電池を直流部に接続することにより入力停電時も負荷への電力供給を継続する、いわゆる無停電電源装置として用いられる。
特開２０００−２２４８６２号公報（図１、図３）

図８において半導体スイッチ2〜7の高周波スイッチング動作に伴い、直流コンデンサ16Aと16Bの接続点Mの交流入力端子R、S、T各点に対する電位は高周波で変動する。さらに、半導体スイッチ8〜13の高周波スイッチング動作に伴い、交流出力端子U、V、W各点のM点に対する電位も高周波で変動する。一般に交流電源は１相または中性点を直接接地されるか、あるいは各相をコンデンサを介して接地されることが多い。このため交流入力に対する高周波電位変動は大地電位に対する高周波電位変動につながる。本回路を無停電電源装置として用いる場合、一般に負荷には電子機器が存在するので、高周波電位変動は、電子機器の誤動作や、高周波ノイズを除くためのフィルタ回路の焼損等の問題を起こす原因となる。
図９の回路では直流回路と交流回路の電位を固定しているので高周波電位変動の問題は生じないがリアクトルが大形化する。これは以下の理由による。

図８においてたとえば半導体スイッチ8がスイッチングした場合、リアクトル20に流れるリプル電流の経路は半導体スイッチ8→リアクトル20→フィルタコンデンサ27→リアクトル23→半導体スイッチ15の経路、半導体スイッチ8→リアクトル20→フィルタコンデンサ27→フィルタコンデンサ28→リアクトル21→半導体スイッチ11の経路など複数存在するが、どの経路にもリアクトル2個とスイッチング素子2個が存在する。このためリアクトル印加電圧の変化分は2個で分圧するので平均的にはE/2であり、電圧パルスが印加される周波数は半導体スイッチ8〜13のスイッチング周波数と半導体スイッチ14、15のスイッチング周波数が等しいとすると、その2倍相当となる。
一方、図９においてリプル電流の経路はたとえば半導体スイッチ8→リアクトル20→フィルタコンデンサ27→直流コンデンサ16Bであり、経路上のリアクトル、スイッチング素子は共に1個である。このため、スイッチングにともない図９の回路のリアクトルに印加される電圧パルスは、図８の場合と比べ、電圧値および印加時間が共に２倍相当となる。リアクトルのリプル電流は印加電圧時間積に比例するので、図８とリプル電流を同じにするにはインダクタンス値を４倍とする必要がある。またこれによってリアクトルの発生する損失も大きくなり、効率が低下するという課題がある。

さらに、図８の回路、図９の回路共に、三相４線負荷に対しては逆変換器は線間電圧(U-V、V-W、W-U間電圧)と相電圧(U-N、V-N、W-N間電圧)を共に正弦波に保つよう動作する必要があるため、下記の台形波変調が適用できないという問題がある。
以下に台形波変調について説明する。図１０に順変換器または逆変換器の波形制御方法の例を示す。（ａ）は図８または図９におけるM点に対する、U1、V1、W1またはR1、S1、T1点の平均電圧を各々正弦波となるよう制御するものである。この方式の場合、各点の電圧は最大±E/2のピーク値を持ち得るが、線間電圧に相当する各点間の平均電圧は三相波形の性質上√3E/2が上限である。以下、この方法を正弦波変調と称する。
別の制御方法として、（ａ）の波形に（ｂ）に示す、周波数3倍、振幅10%〜15%程度の零相電圧を各々加算する方法がある。加算後の波形は（ｃ）に示す台形波状のものとなる。（ａ）に比べピーク値が抑制される分基本波を大きくできるため、各点間の平均電圧はEまで上げることができる。各点に同じ値の零相電圧が加算されているため各相間の電圧波形に零相電圧の影響は現れず、正弦波となる。以下、この方法を台形波変調と称する。

台形波変調を用いると正弦波変調に比べ、同一の直流電圧に対して、各相間の電圧、すなわち線間電圧を大きくすることができるので、逆に同一の交流線間電圧に対しては直流電圧を下げることができる。これによって使用する部品に耐圧の低いものを用いることができ、また回路損失を低減することができるという長所がある。このため三相３線回路においては台形波変調を用いることが多い。しかしながら台形波変調を用いると相電圧が台形波となるため、三相４線負荷に対しては正弦波変調を適用せざるを得ず、必要な直流電圧が高くなるので部品に高い耐圧が必要となり、損失も大きくなるという課題がある。

第１の発明においては、三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成され、前記順変換器および前記逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続し、前記順変換器の直流正端子と前記逆変換器の直流正端子とを変圧器の一次巻線を介して接続し、前記順変換器の直流負端子と前記逆変換器の直流負端子とを前記変圧器の二次巻線を介して接続してなる三相交流−交流変換装置において、前記逆変換器および前記中性点アームの制御に、信号波の瞬時値に応じてパルス幅を変化させる、いわゆるパルス幅変調制御を用い、交流出力電圧に応じて前記逆変換器の信号波には正弦波に高調波成分を加えた歪波を用いる一方、前記中性点アーム制御の信号波には前記逆変換器制御の信号波の高調波成分に相当する波形を用いることにより、逆変換器の出力相電圧を正弦波とする。

第２の発明においては、三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成され、前記順変換器および前記逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続してなる三相交流−交流変換装置において、前記順変換器は、交流電源電圧に応じて第３次高調波成分を重畳する手段と、直流電圧指令を調整する手段とを備え、前記逆変換器と前記中性点アームは、交流出力電圧に応じて第３次高調波成分を重畳する手段とを備え、交流電源電圧と交流出力電圧が非同期状態においては、各変換器は正弦波変調による電力変換動作を、中性点アームはゼロ電圧制御をそれぞれ行い、交流電源電圧と交流出力電圧が同期状態においては、前記順変換器は交流電源電圧に応じて第３次高調波成分を重畳した信号波を用いた台形波変調を、前記逆変換器は交流出力電圧に応じて第３次高調波成分を重畳した信号波を用いた台形波変調を、中性点アームは逆変換器の台形波変調に用いた第３次高調波成分を信号波に用いた電圧制御を、それぞれ行う。

第３の発明においては、第２の発明において、三相交流−交流変換装置は、交流電源電圧と交流出力電圧との位相差を検出する手段、交流電源電圧周波数と交流出力電圧周波数との差を検出する手段、或いは順変換器と逆変換器間に流れる零相電流（コモンモード電流）を検出する手段を備え、前記検出手段のいずれかが所定の範囲を逸脱した場合には、前記第３次高調波の重畳を停止する。
第４の発明においては、第２の発明において、三相交流−交流変換装置は、交流電源電圧と交流出力電圧との位相差を検出する手段、交流電源電圧周波数と交流出力電圧周波数との差を検出する手段、或いは順変換器と逆変換器間に流れる零相電流（コモンモード電流）を検出する手段を備え、前記検出手段の検出量に応じて、前記第３次高調波の重畳量を調節することにより、前記零相電流を所定の範囲内に抑制する。

第1の実施例においては、リアクトルを大形化することなしに出力の高周波電位変動を防止することができ、さらに台形波変調が適用可能となり、従来の方式に比べて、より低い直流電圧から同等の基本波電圧を取り出すことが可能となり、部品の耐圧を低くし、また装置の損失を低減することができる。また、台形波変調をした場合でも、出力相電圧を正弦波化できるので、三相4線への対応が可能となる。
また、第２の実施例〜第４の実施例においては、交流電源電圧と交流出力電圧が同期する状態（通常運転状態）においては台形波変調が適用可能となり、通常運転状態における損失を低減することができる。また、交流電源電圧と交流出力電圧が非同期状態となった場合にも、前記順変換器と前記逆変換器間に流れる零相電流を所定の範囲内に抑制することが可能となる。

本発明の要点は、順変換器および逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、順変換器または逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続してなる三相交流−交流変換装置において、逆変換器および中性点アームの制御に、信号波の瞬時値に応じてパルス幅を変化させる、いわゆるパルス幅変調制御を用い、逆変換器の信号波には正弦波に高調波成分を加えた歪波を用いる一方、中性点アーム制御の信号波には逆変換器制御の信号波の高調波成分に相当する波形を用いることにより、逆変換器の出力相電圧を正弦波としている点である。

図１に本発明の第１の実施例を示す。図９と同一部分は同一記号を付してその説明は省略する。交流入力と交流出力はN点において共通接続されており、入出力間の電位変動は防止される。
図９との原理的な違いは、直流部分とN点間を直接またはコンデンサで接続せず、直流部分の高周波電位変動を許容していることである。
逆変換器において台形波変調を用いると、図２（ａ）に示すようにMb点に対する各相の電圧は台形波となる。同時に、図２（ｂ）に示すように中性点アームを台形波に含まれる零相電圧と同じ波形で変調し、Mb点に対しN点電圧が零相成分を持つようにする。これによって交流出力端子U、V、W、N各点はMb点に対し同じ零相電圧成分を持つようになるので、線間のみならずU-N間、V-N間、W-N間でも零相電圧成分が相殺され、正弦波のみが残る。

この際N点の電位をたとえば大地電位に固定すると、Mb点は零相電圧分の対地電圧を持つことになる。順変換器についても同様の制御を行うことができる。ここで負荷の要求する中性線電流は逆変換器の中性点アームから供給され、順変換器は中性線電流を取る必要がないので、図１においては順変換器側の中性点アームを省略しているが、たとえば装置を並列接続する場合などに、順変換器の電位を確定する目的で同様に中性点アームを設けることが可能である。Ma点はMb点と同様に零相電圧分の対地電圧を持つ。
Ma点−Mb点間電圧について考えると、順変換器と逆変換器とで、同位相、同振幅の零相電圧を加算している場合、これらは相殺されて出力に零相成分の電位差は現れないが、たとえば図２（ｄ）のように、順変換器の零相電圧をVP1、逆変換器の零相電圧をVP2として、入出力に60°の位相差があると、入出力の零相電圧間には180°の位相差が生じる。たとえばタイミングtにおいてMa点電位に対しN点の電位はVP1だけ低く、Mb点に対しN点の電位はVP2だけ高くなる。この条件ではMa点とMb点の間で、振幅VP1+VP2、入出力周波数の3倍の周波数で電位差を生じる。このため順変換器と逆変換器を直接接続すると回路が正常に動作できなくなる。
変圧器100はこの電位差を受け持つためのものであり、両巻線の巻数比は1:1である。どちらか一方、たとえばEPa−EPb間の巻線に電圧が印加されるともう一方の巻線ENa−ENb間の巻線に同じ電圧が発生する。このため異なる電位のコンデンサ間で直流電圧の伝達が可能となる。EPa→EPb→ENb→ENaの一巡経路において変圧器100の起電力はトータルで0Vとなり変圧器100は巻線間では電力を伝達しない。

図３に本発明における第２の実施例の回路構成を、図４に順変換器の制御ブロック図を、図５に逆変換器の制御ブロック図をそれぞれ示す。
図３に示す回路構成は、前述の第1の実施例である図1に示した回路構成から、変圧器100とコンデンサ101A,101B,102A,102Bを除き、新たにコンデンサ16を順変換器と逆変換器で共通の直流電極間に接続した回路構成である。
交流電源１の電圧Vinと交流出力電圧Voutが同期している状態においては、中性点アームのＩＢＧＴ１４、１５を正弦波に第３次高調波成分を重畳して形成した逆変換器用の信号波の中の第３次高調波成分で変調することにより、交流出力電圧Voutは線間電圧、相電圧とも正弦波となる。
一方、交流電源１の電圧Vinと交流出力電圧Voutの周波数が異なる場合や、負荷変動や電源変動等により位相差が発生した場合における零相電流Icomの抑制のため、第1の実施例では、直流回路に変圧器100とコンデンサ101A,101B,102A,102Bを追加する方法を提案している。この提案方式は台形波変調と正弦波変調の違いにより半導体デバイスの耐圧が大きく異なる場合には低耐圧部品が使用可能になり有効な手段となるが、同耐圧のデバイスを利用可能な範囲においては、変圧器100とコンデンサ101A,101B,102A,102Bが装置の大型化や損失を増加させる原因となる。

第２の実施例は、交流電源電圧Vinと交流出力電圧Voutの周波数が異なる場合や、位相差が発生した場合においては順変換器と逆変換器を台形波変調から正弦波変調に切り替え、同時に中性点アームをゼロ電圧制御に切り替えることにより、順変換器と逆変換器間での零相電流Icomを抑制させる制御方法である。図４および図５は上記を実現するための制御ブロック図例であり、破線で囲まれた部分30、40が従来の制御ブロック図である。
図４の順変換器制御ブロック図は直流電圧指令値Vdc^жと直流電圧検出値Vdcとの偏差を電圧調節器（ＡＶＲ）32に入力し、その出力として、入力電流の平均値指令Icnvave^жを得る。位相同期型発信器（ＰＬＬ）37は交流電源電圧と同期した基準正弦波Vinrefと第３次高調波成分の基準波形3ωcnvrefを出力する。入力電流波形指令Icnv^жは前記入力電流の平均値指令Icnvave^жを基準正弦波Vinrefに乗算することにより生成される。この入力電流波形指令Icnv^жと入力電流検出Icnvとの偏差を電流調節器（ＡＣＲ）35に入力し、その出力として順変換器用の出力制御信号λcnvを得る。台形波変調時は、交流電源電圧Vinと同期した第３次高調波成分を、前記出力制御信号λcnvに加算器36で加算することにより台形波変調を実現する。ここで、第３次高調波成分は、交流電源電圧Vin、交流出力電圧Vout、零相電流Icomを検出し、その信号を入出力同期判定回路39で処理することにより前記第３次高調波成分の重畳ゲインG3ωを求め、第３次高調波成分の基準波形3ωcnvrefに乗算器38で乗算して求める。

図５は逆変換器の制御ブロックと中性点アームの制御ブロックを示している。交流出力電圧指令値Vout^жと出力電圧検出値Voutとの偏差を電圧調節器（ＡＶＲ）42に入力することにより、逆変換器出力制御信号λinvを得る。台形波変調時は、出力電圧指令と同期した第３次高調波成分を、前記出力制御信号λinvに加算器43で加算することにより台形波変調を実現する。また、中性点アームの出力信号λcomは前記第３次高調波成分波形となる。一般的には重畳する第３次高調波実効値は所望する基本波実効値の１５％程度に設定される。ここで、第３次高調波成分は、交流電源電圧Vin、交流出力電圧Vout、零相電流Icomを検出し、その信号を入出力同期判定回路45で処理することにより前記第３次高調波成分の重畳ゲインG3ωを求め、第３次高調波成分の基準波形3ωinvrefに乗算器44で乗算して求める。第３次高調波成分の基準波形3ωinvrefは、図４に示した第３次高調波成分の基準波形3ωcnvrefを生成する回路と同様の回路で生成され、通常運転時は同じ波形とする。

図６に、本発明の第３の実施例を示す。第２の実施例における入出力同期判定回路45の制御ブロック例である。交流電源電圧Vinと交流出力電圧Voutの周波数偏差の絶対値｜ΔＦ｜を検出するΔＦ検出器51と、その出力を設定器53の設定値n1[Hz]と比較する判定回路52と、交流電源電圧Vinと交流出力電圧Voutの位相差の絶対値｜Δφ｜を検出するΔφ検出器56と、その出力を設定器58の設定値n2[°el]と比較する判定回路57と、零相電流Icomを検出し設定器60の設定値n3[A]と比較する判定回路59と、論理OR回路54と、切替回路55とを備え、各々の比較結果のいずれかが設定範囲を逸脱した場合には重畳ゲインG3ωを零に切り替えることにより台形波変調から正弦波変調に切り替える動作をする。

図７に、本発明の第４の実施例を示す。第２の実施例における入出力同期判定回路39または45の制御ブロック例である。交流電源電圧Vinと交流出力電圧Voutの周波数偏差ΔＦの絶対値｜ΔＦ｜を検出するΔＦ検出器60と、その偏差量に応じて第３次高調波の重畳量を適当な値に調整するゲインを乗ずる回路62と、交流電源電圧Vinと交流出力電圧Voutの位相差Δφの絶対値｜Δφ｜を検出するΔφ検出器61と、その偏差量に応じて第３次高調波の重畳量を適当な値に調整するゲインを乗ずる回路６３と、零相電流Icomを検出しその偏差量に応じて第３次高調波の重畳量を適当な値に調整するゲインを乗ずる回路64とを備え、各々の乗算結果を加算器65で加算し、通常時に重畳される値（一般的には１５％程度で、設定器67で設定される）から減じて重畳ゲインG3ωを調整する。ここで、重畳ゲインG3ωはリミッタ68で制限され、第３次高調波成分を０％から１５％の範囲に制限する。

以上に示す方法により、交流電源電圧Vinと交流出力電圧Voutが同期する状態（通常運転状態）においては台形波変調が適用可能となり、通常運転状態における損失を低減することができる。また、交流電源電圧Vinと交流出力電圧Voutが非同期状態となった場合にも、順変換器と逆変換器間に流れる零相電流Icomを所定の範囲内に抑制することが可能となる。また、この提案方法によれば零相電流Icomを抑制するためのリアクトル（または変圧器）やコンデンサは不要となり、装置の小型・低コスト化が可能となる。

本発明は、モータ駆動用インバータ、無停電電源装置の他、航空機用４００Ｈｚ電源などの多相交流電源への適用が可能である。

本発明の第1の実施例を示す回路構成図図１の各部の波形本発明の第２の実施例を示す回路構成図図３の順変換器制御回路ブロック図図３の逆変換器制御回路ブロック図本発明の第３の実施例を示す制御回路ブロック図本発明の第４の実施例を示す制御回路ブロック図従来技術による三相交流−交流変換装置の回路構成例１従来技術による三相交流−交流変換装置の回路構成例２正弦波変調と台形波変調の比較図

符号の説明

１・・・交流電源２〜１５・・・半導体スイッチ（IGBT）
１６、１６Ａ、１６Ｂ、１０１Ａ、１０１Ｂ、１０２Ａ、１０２Ｂ・・・直流コンデンサ
１７〜２３・・・リアクトル
２４〜２９・・・フィルタコンデンサ１００・・・変圧器
３１、３４、３６、４１、４３、６５、６６・・・加算器
３２、４２・・・電圧調節器３５・・・電流調節器
３７・・・位相同期型発信器３３、３８、４４・・・乗算器
３９、４５・・・入出力同期判定回路５１、６０・・・周波数偏差検出器
５６、６１・・・位相差検出器５２、５７、５９・・・判定回路
５３、５８、６０、６７・・・設定器５４・・・論理OR回路
６２〜６４・・・ゲイン５５・・・切替器６８・・・リミッタ

Claims

三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成され、前記順変換器および前記逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続し、
前記順変換器の直流正端子と前記逆変換器の直流正端子とを変圧器の一次巻線を介して接続し、前記順変換器の直流負端子と前記逆変換器の直流負端子とを前記変圧器の二次巻線を介して接続してなる三相交流−交流変換装置において
前記逆変換器および前記中性点アームの制御に、信号波の瞬時値に応じてパルス幅を変化させる、いわゆるパルス幅変調制御を用い、交流出力電圧に応じて前記逆変換器の信号波には正弦波に高調波成分を加えた歪波を用いる一方、前記中性点アーム制御の信号波には前記逆変換器制御の信号波の高調波成分に相当する波形を用いることにより、逆変換器の出力相電圧を正弦波とすることを特徴とした三相交流−交流変換装置。
三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成され、前記順変換器および前記逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続してなる三相交流−交流変換装置において、
前記順変換器は、交流電源電圧に応じて第３次高調波成分を重畳する手段と、直流電圧指令を調整する手段とを備え、前記逆変換器と前記中性点アームは、交流出力電圧に応じて第３次高調波成分を重畳する手段とを備え、交流電源電圧と交流出力電圧が非同期状態においては、各変換器は正弦波変調による電力変換動作を、中性点アームはゼロ電圧制御をそれぞれ行い、交流電源電圧と交流出力電圧が同期状態においては、前記順変換器は交流電源電圧に応じて第３次高調波成分を重畳した信号波を用いた台形波変調を、前記逆変換器は交流出力電圧に応じて第３次高調波成分を重畳した信号波を用いた台形波変調を、中性点アームは逆変換器の台形波変調に用いた第３次高調波成分を信号波に用いた電圧制御を、それぞれ行うことを特徴とした三相交流−交流変換装置。
前記三相交流−交流変換装置は、交流電源電圧と交流出力電圧との位相差を検出する手段、交流電源電圧周波数と交流出力電圧周波数との差を検出する手段、或いは順変換器と逆変換器間に流れる零相電流（コモンモード電流）を検出する手段を備え、前記検出手段のいずれかが所定の範囲を逸脱した場合には、前記第３次高調波の重畳を停止することを特徴とした請求項２に記載の三相交流−交流変換装置。
前記三相交流−交流変換装置は、交流電源電圧と交流出力電圧との位相差を検出する手段、交流電源電圧周波数と交流出力電圧周波数との差を検出する手段、或いは順変換器と逆変換器間に流れる零相電流（コモンモード電流）を検出する手段を備え、前記検出手段の検出量に応じて、前記第３次高調波の重畳量を調節することにより、前記零相電流を所定の範囲内に抑制することを特徴とした請求項２に記載の三相交流−交流変換装置。