JP4825034B2

JP4825034B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP4825034B2
Application number: JP2006098332A
Authority: JP
Inventors: 雅博木下
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2006-03-31
Filing date: 2006-03-31
Publication date: 2011-11-30
Anticipated expiration: 2026-03-31
Also published as: JP2007274825A

Description

この発明は、三相４線式の電力変換装置に係わり、特には出力電圧の電圧利用率を向上させるようにしたＰＷＭ方式の電力変換装置に関する。

２組の半導体スイッチング素子の直列回路からなる中性相アーム（以下、Ｎ相アームともいう。）を三相電力変換器の直流回路に接続してこれらを交互にオン／オフ動作させ、この中性相アームの中間点に接続したリアクトルの他端を中性線として引き出し、三相４線式の三相交流を得るようにした電力変換装置が従来から知られている。（例えば、特許文献１参照）

特開２０００−２２４８６２号公報

しかしながら、前記特許文献１に示されるような従来の三相４線式の電力変換装置においては、Ｎ相アームを交互にスイッチングさせる、すなわち５０％のデューテイでスイッチングさせるため、中性相（Ｎ相）の出力の電位は直流回路の中点電位と等価になる。
また、直流コンデンサの中点をフィルタコンデンサの中性点に接続させた場合においても、同様にフィルタコンデンサの中性点は直流回路の中点電位となる。
この結果、図８に示すように、相電圧（例えばＵ−Ｎ）の最大出力は、直流回路の電圧をＥとすると、直流回路の中点電位を基準として、相電圧の正弦波の波高値が直流回路電圧Ｅの２分の１までとなるため、最大の相電圧出力は、Ｅ／２／√２＝０．３５４Ｅとなる。また、線間（例えばＵ−Ｖ）では、Ｅ／２／√２×√３＝０．６１２Ｅが最大である。
このため、従来の三相４線式電力変換装置において出力電圧を高くするには、直流回路の電圧を高くする必要があり、各機器の定格を上げる必要性や、主回路半導体の損失が増加し効率が低下するという問題がある。

また、例えば、図７に示すように、三相の電力変換装置２の直流回路の端子Ｐｄｃ−Ｎｄｃ間に接続した平滑用コンデンサ１ｐ、１ｎの中間点をＮ相として３相４線式の交流出力を得る方式もある。
ところで、電力変換装置の半導体スイッチング素子を駆動制御する代表的なＰＷＭ方式として正弦波−三角波比較方式があり、また、一般的な三相３線式の電力変換装置においては、電圧利用率を向上させるために、三相の電圧指令信号波に対してこれと同期した第三次の高調波を重畳する方式が広く知られている。これは第三次の高調波を重畳しても線間出力にはこの高調波は含まれないことを利用したものであって、変調率（搬送波信号の波高値に対する比）を第三次の高調波を重畳しない場合に比較して約１５％程度高くすることが出来るため、電圧利用率も高くすることが出来るものである。
しかしながら、前記特許文献１あるいは図７に示すような従来の三相４線式の回路においては、相電圧に対し第三次の高調波を重畳させると、出力相電圧に対しても、第三次の高調波が重畳することとなり、第三次の高調波を重畳して、電圧利用率を高くすることは適用することが出来ないものであった。

この発明は上記のような従来装置の課題を解決するためになされたもので、電圧利用率を向上させるに好適な三相４線式の電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に係わる電力変換装置は、ＰＷＭ信号によって駆動制御される半導体スイッチング素子によって構成された三相アームを具備し、直流回路の直流端子間に接続されて直流入力を三相交流出力に変換する三相電力変換器と、ＰＷＭ信号によって駆動制御される２組の半導体スイッチング素子を直列接続してなり、前記直流端子間に接続される中性相アームと、一端が前記中性相アームの中間点に接続され、他端が中性線として取り出され負荷に接続されるリアクトルを備えた三相４線式の電力変換装置であって、前記三相アームの交流出力回路に三相のリアクトルとコンデンサからなる交流フィルタを接続し、且つ該交流フィルタの三相コンデンサの一端を共通接続して中性点とすると共に、前記中性相アームに一端が接続されたリアクトルの他端側中性線と前記三相コンデンサの中性点との間にフィルタコンデンサを接続し、前記三相コンデンサの中性点を直流回路の一方の端子に接続すると共に、前記三相電力変換器の各相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に対して、該電圧指令と同期した第３次高調波信号ｄＶ*を重畳し、この重畳信号から前記三相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して三相アームをＰＷＭ制御する手段と、前記第３次高調波信号ｄＶ*から前記中性相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して中性相アームをＰＷＭ制御する制御手段を備え、前記中性相アームの出力が前記三相電力変換器の出力相電圧に重畳される第３次高調波をキャンセルするように、中性相アームをＰＷＭ制御するようにしたものである。

この発明の電力変換装置によれば、線間電圧を三相３線式と同様に電圧利用率を約１５％高くすることができると共に、相電圧も第３高調波成分を除去して正弦波とすることが可能な三相４線式の電力変換装置を得ることができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路接続図である。
図１において、１ｐ、１ｎは、直流回路の正負の直流端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃ間に接続された平滑用コンデンサであり、２は三相電力変換器としての三相インバータ回路である。三相インバータ回路２は、ＩＧＢＴ素子などの半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｚで構成される３相アームを具備している。
３は中性相（Ｎ相ともいう。）アームであり、同じくＩＧＢＴ素子などの半導体スイッチング素子Ｑｎｐ、Ｑｎｎで構成され、直流端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃ間に接続されている。
三相インバータ回路２の出力回路には、リアクトル４（４ｕ、４ｖ、４ｗ）とコンデンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）で構成された三相のＬＣフィルタ回路が接続され、これにより高調波電圧を除去する。また、Ｎ相アーム３の出力回路にはリアクトル４ｎが接続され、その二次側はフィルタコンデンサ５の中性点に接続され、Ｎ相として三相４線負荷６に電力を供給する。

次に、この発明の主要部である電圧利用率を向上させるための各半導体スイッチング素子に与えるゲート駆動信号の生成方法について説明する。
図２は、図１の三相４線式電力変換装置の半導体スイッチング素子に与えるゲート駆動信号を生成するためのＰＷＭ回路の構成を示した図であり、電圧利用率を向上させるために三相３線式の電力変換装置に広く用いられる第３次の高調波を重畳するＰＷＭ方式を使用した場合の構成図である。
図２において、三相の電圧指令であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊に対し、この電圧指令と同期した第３次の高調波電圧であるｄＶ＊を加算器１００で加算する。ここで、第３次の高調波電圧ｄＶ＊の電圧振幅は、電圧指令の変調率ａ（搬送波波高値Ｖｃに対する比）の１／６程度が最も電圧利用率を向上させることができる。
次に、第三次の高調波電圧ｄＶ＊を加算した三相の電圧指令と、搬送波発生器１０１からの搬送波（三角波）ｖｃを比較器１０２で比較し、この比較器１０２の出力信号に対して、短絡防止時間生成回路ＴＤにより、上下アームの短絡防止時間（Ｔｄ）を付与して、三相各上下アームの半導体スイッチング素子のゲート駆動信号を生成する。

また、Ｎ相アーム３に対しては、三相出力に重畳した第三次の高調波電圧であるｄＶ＊を信号波として搬送波ｖｃと比較してＰＷＭを行い、同様に短絡防止時間を付与してＮ相アームの半導体スイッチング素子に対してゲート駆動信号を生成する。
図３はＵ相を例として、各部の信号波形を示した図であって、Ｖｕ＊はＵ相電圧指令、ｄＶ＊は第３次の高調波電圧、Ｖｕ＊＋ｄＶ＊は重畳電圧、ｖｃは搬送波（三角波）の各波形を示す。なお、Ｖｃは搬送波の波高値を示している。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、半導体スイッチング素子によって構
成された三相アームを具備した三相電力変換器と、２組の半導体スイッチング素子を直列
接続してなる中性相アームを備えた三相４線式の電力変換装置において、三相電力変換器
の各相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に対して、該電圧指令と同期した第３次の高調波信号
ｄＶ*を重畳し、この重畳された相電圧指令値から三相アームの半導体スイッチング素子に
対するゲート駆動信号を生成して三相アームをＰＷＭ制御する手段と、第３次高調波信号
ｄＶ*から中性相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して中
性相アームをＰＷＭ制御する制御手段を備え、中性相アームの出力が三相電力変換器の出
力相電圧に重畳される第３次高調波をキャンセルするように、中性相アームをＰＷＭ制御
するようにしたので、電力変換装置の線間電圧は、三相３線式と同様に電圧利用率を約１
５％高くすることが出来るとともに、相電圧はＮ相アームによって第三次の高調波成分は
キャンセルすることができ、相電圧も正弦波とすることが可能となる。

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路接続図である。
なお、図中、図１との同一符号は、同一または相当部分を示し、説明は省略する。
この図４の実施の形態２が実施の形態１と異なる点は、Ｎ相アーム３の出力回路のリア
クトル４ｎの中性線と三相のフィルタコンデンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）の中性点との間
にフィルタコンデンサ５ｎを設け、Ｎ相アーム３に対してもＬ−Ｃフィルタを構成すると
ともに、フィルタコンデンサ５の中性点を直流回路の負側端子である端子Ｎｄｃに接続し
たことである。

以上のように構成された実施の形態２の電力変換装置によれば、実施の形態１で示した
ＰＷＭ制御を適用することで、実施の形態１と同様の効果を得ることができると共に、半
導体スイッチング素子のスイッチングに伴なう高調波漏れ電流を低くすることができる。

なお、図４においては、フィルタコンデンサ５の中性点接続点を負側直流端子Ｎｄｃに
接続した例で示したが、直流回路の正側である端子Ｐｄｃに接続しても同様の効果を得る
ことができる。

また、電圧利用率向上のために第三次の高調波として正弦波を重畳した場合を示したが、
正弦波でなくても例えば三角波などでも良く、電圧利用率を向上させるための手段として、
各三相の電圧指令に対して重畳した第三次の高調波電圧をキャンセルするようにＮ相アー
ムをＰＷＭスイッチングすることで同様の効果を得る事が出来る。

実施の形態３．
図５、図６は実施の形態３の電力変換装置を示すもので、図５は電力変換装置の主回路
接続図、図６はゲート駆動信号を生成するためのＰＷＭ回路の構成を示した図である。
なお、図中、図１〜図４との同一符号は、同一または相当部分を示し、説明は省略する。
前記実施の形態１および２においては、半導体スイッチング素子の駆動方法は、三角波
比較方式のＰＷＭ方式を用いた例で示したが、実施の形態３は、電流追従制御方式のＰＷ
Ｍであるヒステリシスコンパレータ方式にこの発明を適用した一例を示すものである。
ヒステリシスコンパレータ方式の原理図は、例えば、社団法人電気学会発行の半導体電
力変換回路の１４３、１４４頁に記載されている。この方式は、電流指令と電流フィード
バックの誤差が、任意に指定される誤差電流内に収まるようにスイッチングする方式であ
り、高い電流応答性を得られる特徴がある。

図５において、前記実施の形態２の図４と異なる点は、電力変換器２の三相アーム及び
中性相アームの出力電流を検出する電流センサ１０（１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１０ｎ）
と、各相アームの出力電圧を検出する電圧センサ１１（１１ｕ、１１ｖ、１１ｗ、１１ｎ）
を設けている点である。

次に、図６を参照して、各相アームのゲート駆動信号の生成方法について説明する。
図６のゲート駆動信号生成回路は、Ｎ相を含めた各相の出力電圧が、出力すべき電圧基準となるように電圧制御器６００で電圧フィードバック制御を行い、電圧制御器６００の出力を各アームが流すべき電流基準として、電流追従制御を行うものである。
図６において、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に対して第三次の高調波電圧ｄＶ＊を加算器１００で加算し、この加算された信号を電圧基準として、各電圧センサ１１で検出された電圧Ｖｕ−、Ｖｖ−、Ｖｗ−がこの電圧基準と比較され、電圧Ｖｕ−、Ｖｖ−、Ｖｗ−が電圧基準に追従するように電圧制御器６００でフィードバック制御される。この電圧制御器６００の出力を三相アームが出力すべき電流基準Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*とし、各電流センサ１０で検出された電流値Ｉｕ−、Ｉｖ−、Ｉｗ−とこの電流基準との偏差が、任意に設定される誤差電流Ｉｔｈ内に入るようにヒステリシスコンパレータ７００で比較され、三相アームの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭ信号を生成する。

また、Ｎ相アーム３についても同様に、第三次の高調波電圧であるｄＶ＊を電圧基準として、電圧センサ１１ｎで検出されるＮ相電圧Ｖｎ−がｄＶ＊に追従するように電圧制御器６００でフィードバック制御され、この電圧制御器６００の出力をＮ相アームが流すべき電流基準Ｉｎ＊とする。
続いて、この電流基準Ｉｎ＊と電流センサ１０ｎで検出された電流値Ｉｎ−との偏差が、
ヒステリシスコンパレータ７００に入力され、Ｎ相アーム３の半導体スイッチング素子に対するゲート信号を生成する。

以上のように、この発明の実施の形態３によれば、ヒステリシスコンパレータ方式の電流追従制御方式の電力変換装置にもこの発明を適用することができ、実施の形態１、２と同様の効果を得ることができると共に、高い電流応答特性を得ることができる。

なお、上述の各実施の形態においては、直流を交流に変換するインバータ回路を用いて
説明したが、この発明はこれに限らず、交流を直流に変換するコンバータ回路に適用して
も同様の効果を得ることが出来る。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路接続図である。この発明の実施の形態１におけるゲート駆動信号生成回路の構成図である。図２の各部の電圧波形図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路接続図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の主回路接続図である。この発明の実施の形態３におけるゲート駆動信号生成回路の構成図である。従来の３相４線式電力変換装置の一例を示す主回路接続図である。従来の３相４線式電力変換装置における最大相電圧出力の説明図である。

符号の説明

１ｐ、１ｎ平滑用コンデンサＱｕ〜Ｑｚ、Ｑｎｐ、Ｑｎｎ半導体スイッチング
素子２三相電力変換器（三相インバータ回路）３中性相（（Ｎ相）アーム
４リアクトル５コンデンサ６三相４線負荷Ｐｄｃ、Ｎｄｃ直流端子
Ｖｕ＊Ｕ相電圧指令Ｖｖ＊Ｖ相電圧指令Ｖｗ＊、Ｗ相電圧指令
ｄＶ＊第３次高調波電圧ｖｃ搬送波１０電流センサ１１電圧センサ
ー１００加算器１０１搬送波（三角波）発生器１０２比較器
６００電圧制御器７００ヒステリシスコンパレータ

Claims

ＰＷＭ信号によって駆動制御される半導体スイッチング素子によって構成された三相アームを具備し、直流回路の直流端子間に接続されて直流入力を三相交流出力に変換する三相電力変換器と、ＰＷＭ信号によって駆動制御される２組の半導体スイッチング素子を直列接続してなり、前記直流端子間に接続される中性相アームと、一端が前記中性相アームの中間点に接続され、他端が中性線として取り出され負荷に接続されるリアクトルを備えた三相４線式の電力変換装置であって、
前記三相アームの交流出力回路に三相のリアクトルとコンデンサからなる交流フィルタを接続し、且つ該交流フィルタの三相コンデンサの一端を共通接続して中性点とすると共に、前記中性相アームに一端が接続されたリアクトルの他端側中性線と前記三相コンデンサの中性点との間にフィルタコンデンサを接続し、前記三相コンデンサの中性点を直流回路の一方の端子に接続すると共に、
前記三相電力変換器の各相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に対して、該電圧指令と同期した第３次高調波信号ｄＶ*を重畳し、この重畳信号から前記三相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して三相アームをＰＷＭ制御する手段と、前記第３次高調波信号ｄＶ*から前記中性相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して中性相アームをＰＷＭ制御する制御手段を備え、前記中性相アームの出力が前記三相電力変換器の出力相電圧に重畳される第３次高調波をキャンセルするように、中性相アームをＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換装置。
ＰＷＭ信号によって駆動制御される半導体スイッチング素子によって構成された三相出力アームを具備し、直流回路の直流端子間に接続されて直流入力を三相交流出力に変換する三相電力変換器と、ＰＷＭ信号によって駆動制御される２組の半導体スイッチング素子を直列接続してなり、前記直流端子間に接続される中性相アームを備えた三相４線式の電力変換装置において、前記三相アームおよび中性相アームの交流出力回路にリアクトルとコンデンサからなる交流フィルタを接続し、前記コンデンサの一端を共通接続して中性点とし、該中性点を直流回路の一方の端子に接続すると共に、前記三相アームおよび中性相アームの出力電流を検出する電流センサと、各アームの出力相電圧を検出する電圧センサを設け、前記三相アームの半導体スイッチング素子には、三相の電圧指令にこれと同期した第三次高調波電圧を加算した重畳信号を電圧基準とし、この電圧基準と前記電圧センサで検出された三相アームの出力電圧とを比較して、三相アームが出力すべき電流基準を生成し、この電流基準と前記電流センサで検出された三相アームの出力電流との偏差から生成されるゲート駆動信号を供給して、電流追従制御形の制御を行うと共に、前記中性相
アームの半導体スイッチング素子には、前記第三次高調波電圧を電圧基準とし、この電圧基準と前記電圧センサで検出された中性相アームの出力電圧とを比較して、中性相アームが出力すべき電流基準を生成し、この電流基準と前記電流センサで検出された中性相アームの出力電流との偏差から生成されるゲート駆動信号を供給して、前記中性相アームの出力が前記三相電力変換器の出力相電圧に重畳される第３次高調波をキャンセルするように、中性相アームをＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換装置。