JP4825034B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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また、直流コンデンサの中点をフィルタコンデンサの中性点に接続させた場合においても、同様にフィルタコンデンサの中性点は直流回路の中点電位となる。
この結果、図8に示すように、相電圧(例えばU−N)の最大出力は、直流回路の電圧をEとすると、直流回路の中点電位を基準として、相電圧の正弦波の波高値が直流回路電圧Eの2分の1までとなるため、最大の相電圧出力は、E/2/√2=0.354Eとなる。また、線間(例えばU−V)では、E/2/√2×√3=0.612Eが最大である。
このため、従来の三相4線式電力変換装置において出力電圧を高くするには、直流回路の電圧を高くする必要があり、各機器の定格を上げる必要性や、主回路半導体の損失が増加し効率が低下するという問題がある。
ところで、電力変換装置の半導体スイッチング素子を駆動制御する代表的なPWM方式として正弦波−三角波比較方式があり、また、一般的な三相3線式の電力変換装置においては、電圧利用率を向上させるために、三相の電圧指令信号波に対してこれと同期した第三次の高調波を重畳する方式が広く知られている。これは第三次の高調波を重畳しても線間出力にはこの高調波は含まれないことを利用したものであって、変調率(搬送波信号の波高値に対する比)を第三次の高調波を重畳しない場合に比較して約15%程度高くすることが出来るため、電圧利用率も高くすることが出来るものである。
しかしながら、前記特許文献1あるいは図7に示すような従来の三相4線式の回路においては、相電圧に対し第三次の高調波を重畳させると、出力相電圧に対しても、第三次の高調波が重畳することとなり、第三次の高調波を重畳して、電圧利用率を高くすることは適用することが出来ないものであった。
図1はこの発明の実施の形態1による電力変換装置の主回路接続図である。
図1において、1p、1nは、直流回路の正負の直流端子Pdc、Ndc間に接続された平滑用コンデンサであり、2は三相電力変換器としての三相インバータ回路である。三相インバータ回路2は、IGBT素子などの半導体スイッチング素子Qu〜Qzで構成される3相アームを具備している。
3は中性相(N相ともいう。)アームであり、同じくIGBT素子などの半導体スイッチング素子Qnp、Qnnで構成され、直流端子Pdc、Ndc間に接続されている。
三相インバータ回路2の出力回路には、リアクトル4(4u、4v、4w)とコンデンサ5(5u、5v、5w)で構成された三相のLCフィルタ回路が接続され、これにより高調波電圧を除去する。また、N相アーム3の出力回路にはリアクトル4nが接続され、その二次側はフィルタコンデンサ5の中性点に接続され、N相として三相4線負荷6に電力を供給する。
図2は、図1の三相4線式電力変換装置の半導体スイッチング素子に与えるゲート駆動信号を生成するためのPWM回路の構成を示した図であり、電圧利用率を向上させるために三相3線式の電力変換装置に広く用いられる第3次の高調波を重畳するPWM方式を使用した場合の構成図である。
図2において、三相の電圧指令であるU相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*に対し、この電圧指令と同期した第3次の高調波電圧であるdV*を加算器100で加算する。ここで、第3次の高調波電圧dV*の電圧振幅は、電圧指令の変調率a(搬送波波高値Vcに対する比)の1/6程度が最も電圧利用率を向上させることができる。
次に、第三次の高調波電圧dV*を加算した三相の電圧指令と、搬送波発生器101からの搬送波(三角波)vcを比較器102で比較し、この比較器102の出力信号に対して、短絡防止時間生成回路TDにより、上下アームの短絡防止時間(Td)を付与して、三相各上下アームの半導体スイッチング素子のゲート駆動信号を生成する。
図3はU相を例として、各部の信号波形を示した図であって、Vu*はU相電圧指令、dV*は第3次の高調波電圧、Vu*+dV*は重畳電圧、vcは搬送波(三角波)の各波形を示す。なお、Vcは搬送波の波高値を示している。
成された三相アームを具備した三相電力変換器と、2組の半導体スイッチング素子を直列
接続してなる中性相アームを備えた三相4線式の電力変換装置において、三相電力変換器
の各相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に対して、該電圧指令と同期した第3次の高調波信号
dV*を重畳し、この重畳された相電圧指令値から三相アームの半導体スイッチング素子に
対するゲート駆動信号を生成して三相アームをPWM制御する手段と、第3次高調波信号
dV*から中性相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して中
性相アームをPWM制御する制御手段を備え、中性相アームの出力が三相電力変換器の出
力相電圧に重畳される第3次高調波をキャンセルするように、中性相アームをPWM制御
するようにしたので、電力変換装置の線間電圧は、三相3線式と同様に電圧利用率を約1
5%高くすることが出来るとともに、相電圧はN相アームによって第三次の高調波成分は
キャンセルすることができ、相電圧も正弦波とすることが可能となる。
図4はこの発明の実施の形態2による電力変換装置の主回路接続図である。
なお、図中、図1との同一符号は、同一または相当部分を示し、説明は省略する。
この図4の実施の形態2が実施の形態1と異なる点は、N相アーム3の出力回路のリア
クトル4nの中性線と三相のフィルタコンデンサ5(5u、5v、5w)の中性点との間
にフィルタコンデンサ5nを設け、N相アーム3に対してもL−Cフィルタを構成すると
ともに、フィルタコンデンサ5の中性点を直流回路の負側端子である端子Ndcに接続し
たことである。
PWM制御を適用することで、実施の形態1と同様の効果を得ることができると共に、半
導体スイッチング素子のスイッチングに伴なう高調波漏れ電流を低くすることができる。
接続した例で示したが、直流回路の正側である端子Pdcに接続しても同様の効果を得る
ことができる。
正弦波でなくても例えば三角波などでも良く、電圧利用率を向上させるための手段として、
各三相の電圧指令に対して重畳した第三次の高調波電圧をキャンセルするようにN相アー
ムをPWMスイッチングすることで同様の効果を得る事が出来る。
図5、図6は実施の形態3の電力変換装置を示すもので、図5は電力変換装置の主回路
接続図、図6はゲート駆動信号を生成するためのPWM回路の構成を示した図である。
なお、図中、図1〜図4との同一符号は、同一または相当部分を示し、説明は省略する。
前記実施の形態1および2においては、半導体スイッチング素子の駆動方法は、三角波
比較方式のPWM方式を用いた例で示したが、実施の形態3は、電流追従制御方式のPW
Mであるヒステリシスコンパレータ方式にこの発明を適用した一例を示すものである。
ヒステリシスコンパレータ方式の原理図は、例えば、社団法人電気学会発行の半導体電
力変換回路の143、144頁に記載されている。この方式は、電流指令と電流フィード
バックの誤差が、任意に指定される誤差電流内に収まるようにスイッチングする方式であ
り、高い電流応答性を得られる特徴がある。
中性相アームの出力電流を検出する電流センサ10(10u、10v、10w、10n)
と、各相アームの出力電圧を検出する電圧センサ11(11u、11v、11w、11n)
を設けている点である。
図6のゲート駆動信号生成回路は、N相を含めた各相の出力電圧が、出力すべき電圧基準となるように電圧制御器600で電圧フィードバック制御を行い、電圧制御器600の出力を各アームが流すべき電流基準として、電流追従制御を行うものである。
図6において、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に対して第三次の高調波電圧dV*を加算器100で加算し、この加算された信号を電圧基準として、各電圧センサ11で検出された電圧Vu−、Vv−、Vw−がこの電圧基準と比較され、電圧Vu−、Vv−、Vw−が電圧基準に追従するように電圧制御器600でフィードバック制御される。この電圧制御器600の出力を三相アームが出力すべき電流基準Iu*、Iv*、Iw*とし、各電流センサ10で検出された電流値Iu−、Iv−、Iw−とこの電流基準との偏差が、任意に設定される誤差電流Ith内に入るようにヒステリシスコンパレータ700で比較され、三相アームの半導体スイッチング素子に対するPWM信号を生成する。
続いて、この電流基準In*と電流センサ10nで検出された電流値In−との偏差が、
ヒステリシスコンパレータ700に入力され、N相アーム3の半導体スイッチング素子に対するゲート信号を生成する。
説明したが、この発明はこれに限らず、交流を直流に変換するコンバータ回路に適用して
も同様の効果を得ることが出来る。
素子 2 三相電力変換器(三相インバータ回路) 3 中性相((N相)アーム
4 リアクトル 5 コンデンサ 6 三相4線負荷 Pdc、Ndc 直流端子
Vu* U相電圧指令 Vv* V相電圧指令 Vw* 、W相電圧指令
dV* 第3次高調波電圧 vc 搬送波 10 電流センサ 11 電圧センサ
ー 100 加算器 101 搬送波(三角波)発生器 102 比較器
600 電圧制御器 700 ヒステリシスコンパレータ
Claims (2)
- PWM信号によって駆動制御される半導体スイッチング素子によって構成された三相アームを具備し、直流回路の直流端子間に接続されて直流入力を三相交流出力に変換する三相電力変換器と、PWM信号によって駆動制御される2組の半導体スイッチング素子を直列接続してなり、前記直流端子間に接続される中性相アームと、一端が前記中性相アームの中間点に接続され、他端が中性線として取り出され負荷に接続されるリアクトルを備えた三相4線式の電力変換装置であって、
前記三相アームの交流出力回路に三相のリアクトルとコンデンサからなる交流フィルタを接続し、且つ該交流フィルタの三相コンデンサの一端を共通接続して中性点とすると共に、前記中性相アームに一端が接続されたリアクトルの他端側中性線と前記三相コンデンサの中性点との間にフィルタコンデンサを接続し、前記三相コンデンサの中性点を直流回路の一方の端子に接続すると共に、
前記三相電力変換器の各相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に対して、該電圧指令と同期した第3次高調波信号dV*を重畳し、この重畳信号から前記三相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して三相アームをPWM制御する手段と、前記第3次高調波信号dV*から前記中性相アームの半導体スイッチング素子に対するゲート駆動信号を生成して中性相アームをPWM制御する制御手段を備え、前記中性相アームの出力が前記三相電力変換器の出力相電圧に重畳される第3次高調波をキャンセルするように、中性相アームをPWM制御することを特徴とする電力変換装置。 - PWM信号によって駆動制御される半導体スイッチング素子によって構成された三相出力アームを具備し、直流回路の直流端子間に接続されて直流入力を三相交流出力に変換する三相電力変換器と、PWM信号によって駆動制御される2組の半導体スイッチング素子を直列接続してなり、前記直流端子間に接続される中性相アームを備えた三相4線式の電力変換装置において、前記三相アームおよび中性相アームの交流出力回路にリアクトルとコンデンサからなる交流フィルタを接続し、前記コンデンサの一端を共通接続して中性点とし、該中性点を直流回路の一方の端子に接続すると共に、前記三相アームおよび中性相アームの出力電流を検出する電流センサと、各アームの出力相電圧を検出する電圧センサを設け、前記三相アームの半導体スイッチング素子には、三相の電圧指令にこれと同期した第三次高調波電圧を加算した重畳信号を電圧基準とし、この電圧基準と前記電圧センサで検出された三相アームの出力電圧とを比較して、三相アームが出力すべき電流基準を生成し、この電流基準と前記電流センサで検出された三相アームの出力電流との偏差から生成されるゲート駆動信号を供給して、電流追従制御形の制御を行うと共に、前記中性相
アームの半導体スイッチング素子には、前記第三次高調波電圧を電圧基準とし、この電圧基準と前記電圧センサで検出された中性相アームの出力電圧とを比較して、中性相アームが出力すべき電流基準を生成し、この電流基準と前記電流センサで検出された中性相アームの出力電流との偏差から生成されるゲート駆動信号を供給して、前記中性相アームの出力が前記三相電力変換器の出力相電圧に重畳される第3次高調波をキャンセルするように、中性相アームをPWM制御することを特徴とする電力変換装置。
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