JP2006238621A - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 常時商用給電方式の無停電電源装置の小型化、低コスト化が要求されている。
【解決手段】 交流入力端子１に交流スイッチ２を介して負荷１４及び双方向電力変換器４を接続する。双方向電力変換器４の直流ライン１６に電解コンデンサ１７及び蓄電池１８を接続する。双方向電力変換器４を波形改善できる構成にする。双方向電力変換器４をコンバータ動作させる時のキャリア周波数を非可聴周波数とし、双方向電力変換器４をインバータ動作させる時のキャリア周波数を可聴周波数とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は常時商用給電方式又はこれに類似の無停電電源装置に関する。

代表的な無停電電源方式として常時インバータ給電方式と常時商用給電方式とが知られている。

常時インバータ給電方式では、例えば後記特許文献１に記載されているようにコンバータ（ＡＣ−ＤＣ変換器又は順変換器）と蓄電池とインバータ（ＤＣ−ＡＣ変換器又は逆変換器）とが順次に接続され、商用電源が正常の時にコンバータ及びインバータが共に動作し、停電時にインバータのみが動作する。また、一般的にコンバータのスイッチング周波数（キャリア周波数）とインバータのスイッチング周波数（キャリア周波数）は同一である。この常時インバータ給電方式では、商用電源の正常時にコンバータとインバータとの両方に負荷電流に対応する電流が流れ、それぞれの変換用スイッチの導通損失（静損失）及びスイッチング損失が比較的大きくなり、無停電電源装置全体の効率を高めることが困難であった。
この常時インバータ給電方式において、スイッチング周波数（キャリア周波数）を低く設定すれば、スイッチング損失は低下するが、導通損失（静損失）は低下しないので、無停電電源装置全体の効率を大幅に向上させることはできない。また、スイッチング周波数を可聴周波数帯域まで低く設定すると、無停電電源装置に含まれている交流リアクトル等に基づく騒音の問題が生じる。この騒音の問題を解決するために、後記特許文献１では、停電時又は軽負荷時にコンバータ（順変換器）のキャリア周波数を高い値に切換えている。しかし、商用交流電源が正常の時にはコンバータとインバータとの両方が動作しているので、無停電電源装置全体の効率を高めることは困難である。

他方、常時商用給電方式では、例えば、後記特許文献２に記載されているように商用電源が正常の時に交流スイッチを介して負荷に電力が供給され、同時に双方向電力変換器を介して蓄電池が充電され、停電時に双方向電力変換器がインバータ動作して負荷に電力を供給する。従って、この常時商用給電方式では、商用電源正常時に商用電源と負荷との間にコンバータ及びインバータが介在しないので、無停電電源装置全体の効率が前述した常時インバータ給電方式に比べて大幅に高い。

しかし、従来の常時商用給電方式に従う双方向電力変換器は、コンバータ動作時とインバータ動作時と両方において同一のキャリア周波数で動作する。もし、騒音の低減を目的としてキャリア周波数が可聴周波数よりも高い値に設定されていると、停電時のインバータ動作時に負荷の定格電流に相当する電流が双方向電力変換器に流れ、且つ比較的大きなスイッチング損失が生じる。従って、双方向電力変換器の最大電力及び最大損失はインバータ動作時の最大電力及び最大損失で決まる。また、周知のようにスイッチング損失はスイッチング周波数（キャリア周波数）に比例する。このため、騒音防止を考慮してキャリア周波数を高く設定すると、スイッチング損失が大きくなる。双方向電力変換器の損失が大きい場合には、変換用スイッチの冷却器（放熱フイン、冷却ファン）を大きくしなければならず、双方向電力変換器又は無停電電源装置が必然的に大型且つコスト高になる。また、スイッチング損失の低減を目的として双方向電力変換器のキャリア周波数を下げれば、騒音問題が生じる。
特開平９−２５２５８１号公報 特開２０００−３４１８８１号公報

本発明が解決しようとする課題は、常時商用給電方式、又はこれに類似の給電方式の無停電電源装置の低損失化及び小型化が困難なことである。

上記課題を解決するための本発明は、
交流電源を接続するための交流入力端子と、
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、
交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、
前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
前記双方向電力変換器に含まれている変換用スイッチに接続され、且つ前記交流スイッチのオン期間に前記双方向電力変換器をＡＣ−ＤＣ変換動作させるために可聴周波数よりも高い第１の周波数の比較波とＡＣ−ＤＣ変換用パルス幅制御指令信号とを比較してＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給し、前記交流スイッチのオフ期間に前記双方向電力変換器をＤＣ−ＡＣ変換動作させるために可聴周波数である第２の周波数の比較波とＤＣ−ＡＣ変換用パルス幅制御指令信号とを比較してＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給する手段を有している変換器制御回路と
を備えていることを特徴とする無停電電源装置に係わるものである。
なお、本願発明においては、交流電源からの給電と双方向電力変換器からの給電との切換時に、負荷に対して実質的な悪影響を及ぼさない瞬断が生じる場合についても無停電給電と見なす。また、本願発明における比較波は、一般にキャリア波と呼ばれるものであって、変換器制御回路で変換用スイッチの制御パルスを形成するために使用される鋸波又は三角波又はこれ等に類似の波形を意味し、交流電源の交流電圧の周波数より十分に高い周波数を有する。

なお、請求項２に示すように、前記変換器制御回路は、前記ＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスを形成するためのＡＣ−ＤＣ変換制御回路と、前記ＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスを形成するためのＤＣ−ＡＣ変換制御回路と、前記変換用スイッチに前記ＡＣ−ＤＣ変換制御回路と前記ＤＣ−ＡＣ変換制御回路とを選択的に接続するための選択接続手段とを有し、前記ＡＣ−ＤＣ変換制御回路は、前記第１の周波数の比較波を発生する第１の比較波発生手段を含み、前記ＤＣ−ＡＣ変換制御回路は前記第２の周波数の比較波を発生する第２の比較波発生手段を含むことが望ましい。これにより、第１及び第２の周波数による制御を容易に達成できる。
また、請求項３に示すように、前記ＡＣ−ＤＣ変換制御回路は、波形改善及び力率改善可能なように前記ＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスを形成する手段を有していることが望ましい。これにより、高調波の抑制及び効率向上が可能になる。

本発明は次の効果を有する。
（１） 双方向電力変換器をＡＣ−ＤＣ変換動作（以下、コンバータ動作と言う。）させる時に可聴周波数よりも高い第１の周波数の比較波によってＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスを形成し、双方向電力変換器をＤＣ−ＡＣ変換動作（以下、インバータ動作と言う。）させる時に可聴周波数である第２の周波数の比較波によってＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスを形成する。この結果、双方向電力変換器のコンバータ動作時のスイッチング損失を低減することはできないが、インバータ動作時のスイッチング損失は小さくなる。無停電電源装置が接続される交流電源の停電期間は一般に交流電源の正常期間に比べて大幅に短い。従って、交流電源の正常時に双方向電力変換器がコンバータ動作して蓄電手段に電力を供給する時の電流は、停電時に双方向電力変換器がインバータ動作して負荷に電力を供給する時の電流よりも大幅に小さい。このため、双方向電力変換器のコンバータ動作時に比較波の周波数が高いためにスイッチング損失が増加しても、コンバータ動作時の双方向電力変換器の最大電力がインバータ動作時の双方向電力変換器の最大電力よりも大きくならない。従って、コンバータ動作時に比較波の周波数を高めても双方向電力変換器又は無停電電源装置の大型化及びコスト上昇を招かない。一方、双方向電力変換器のインバータ動作時には、比較波の周波数が低くなるので、スイッチング損失が小さくなる。双方向電力変換器の電力容量はインバータ動作時の電力によって決まるので、インバータ動作時のスイッチング損失の低減分に相当する双方向電力変換器又は無停電電源装置の小型化及び低コスト化が達成できる。
（２）コンバータ動作時の第１の周波数は可聴周波数よりも高い周波数であるから、騒音が低減し、また、インバータ動作時の第２の周波数は可聴周波数であるから、スイッチング損失が低減する。なお、停電期間（インバータ動作期間）は、正常期間に比べて大幅に短いので、停電時のインバータ動作時の騒音は、実質的に問題にならない。

次に、本発明の実施形態を図１〜図１０を参照して説明する。

図１に示す本発明の実施例１に係わる常時商用給電方式の交流無停電電源装置は、例えば２００Ｖの３相の商用交流電源に接続される交流入力端子１と、３相の交流スイッチ２と、３相の交流出力端子３と、３相の双方向電力変換器４と、蓄電手段５と、入力スイッチ６と、出力スイッチ７と、バイパススイッチ８と、異常検出回路９と、スイッチ制御回路１０と、変換器制御回路１１と、電流検出器１２と、初期充電回路１３と、インダクタ（交流リアクトル）Ｌと、フィルタ用コンデンサＣとを有している。なお、ブロック表示の図１において全ての交流部分は３相に構成されている。従って、交流スイッチ２、電流検出器１２、初期充電回路１３、インダクタＬ、コンデンサＣ等は３相分設けられている。

交流スイッチ２は 交流入力端子１と交流出力端子３及び双方向電力変換器４との間に接続されている。更に詳細には、交流スイッチ２の入力端は例えば機械的スイッチ構成の入力スイッチ６を介して交流入力端子１に接続され、交流スイッチ２の出力端は例えば機械的スイッチ構成の出力スイッチ７を介して交流出力端子３に接続されている。交流スイッチ２は、図１では第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の逆並列接続回路から成り、電源ラインに直列に接続されている。なお、この交流スイッチ２をＩＧＢＴ、トランジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチ、又は半導体スイッチと機械的スイッチの組み合せ、又は種類の異なる複数の半導体スイッチの組み合せで構成することもできる。

出力スイッチ７は交流スイッチ２と双方向電力変換器４との相互接続点Ｊ１と交流出力端子３との間に接続されている。バイパススイッチ８は入力スイッチ６と交流スイッチ２と出力スイッチ７との直列回路に対して並列に接続され、出力スイッチ７がオフの期間にオン制御され、交流入力端子１から供給される電力を交流出力端子３を介して負荷１４に供給する。

双方向電力変換器４は、交流端子１５と直流端子１６とを有し、且つＡＣ−ＤＣ変換機能即ちコンバータ機能とＤＣ−ＡＣ変換機能即ちインバータ機能とを有している。この双方向電力変換器４の交流端子１５はインダクタＬと初期充電回路１３とを介して交流スイッチ２と出力スイッチ７との相互接続点Ｊ１に接続されている。この双方向電力変換器４の詳細は後述する。

初期充電回路１３は、充電電流制限抵抗Ｒ１と２つのスイッチＳａ、Ｓｂとから成る。伝送ラインに直列に接続された一方のスイッチＳａは蓄電手段５を初期充電する時にオフに保たれ、その後オンになる。一方のスイッチＳａに対して充電電流制限抵抗Ｒ１を介して並列に接続された他方のスイッチＳｂは、初期充電期間のみオンになる。なお、初期充電回路１３で初期充電電流を制限する代りに、導通角制御可能な交流スイッチ２の導通角（位相角）を制御して初期充電電流を制限することもできる。また、蓄電手段５を初期充電するための別の回路、例えば交流端子１に接続された初期充電用整流平滑回路を設けることもできる。

双方向電力変換器４の直流端子１６に接続された蓄電手段５は蓄電装置と呼ぶこともできるものであって、コンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方又はこれ等に類似のものから構成される。図１ではこの蓄電手段５が電解コンデンサ１７と蓄電池１８とスイッチ１９とで構成されている。電解コンデンサ１７は蓄電池１８よりも小さい容量を有し且つ蓄電池１８よりも速い応答性即ち充放電速度を有する。電解コンデンサ１７の代りに別の形式のコンデンサ又は電気二重層等の蓄積器を使用することもできる。電解コンデンサ１７は双方向電力変換器４に直接に接続され、蓄電池１８はスイッチ１９を介して双方向電力変換器４に接続されている。

異常検出回路９は、入力スイッチ６を介して交流入力端子１に接続され、交流電源電圧の低下及び過電圧の異常を検出し、これが検出された時に交流スイッチ２をオフ制御し且つ双方向電力変換器４をインバータ制御する。なお、異常検出回路９は交流電源電圧と基準電圧とを比較器で比較して交流電源電圧の低下又は過電圧を検出し、交流スイッチ２を正常時にオン制御し、異常時にオフ制御する周知の回路である。異常検出回路９はライン２０によってスイッチ制御回路１０に接続され、且つライン２１によって変換器制御回路１１に接続されている。

電流検出器１２は、交流スイッチ２の出力端子と相互接続点Ｊ１との間の交流ラインの電流を検出するように配置された電流トランス又は磁電変換素子であり、この検出信号をライン２２によって変換器制御回路１１に送る。なお、電流検出器１２の代りに、図１で点線で示す第１及び第２の電流検出器１２ａ、１２ｂを設けることができる。第１の電流検出器１２ａは相互接続点Ｊ１と交流出力端子３との間に配置され、負荷１４の電流を検出する。第２の電流検出器１２ｂは相互接続点Ｊ１と双方向電力変換器４との間の交流ラインに配置され、コンバータ動作時の双方向電力変換器４の電流を検出する。コンバータ動作時の第１及び第２の電流検出器１２ａ、１２ｂの出力の和は、電流検出器１２の出力に一致する。また、電流検出器１２の出力を図１で点線で示すライン２３によってスイッチ制御回路１０に供給し、初期充電における交流スイッチ２の導電角制御等に使用することができる。

スイッチ制御回路１０は、正常時に第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 を連続的にオン制御し、異常検出回路９で異常が検出された時にオフ制御する機能と、蓄電手段５の初期充電期間に初期充電回路１３のスイッチＳｂをオンに制御する機能と、初期充電期間に出力スイッチ７をオフ制御し且つバイパススイッチ８をオン制御する機能とを有する。

変換器制御回路１１は、異常検出回路９の出力が異常を示していない正常時に双方向電力変換器４を波形改善及び力率改善するように交流−直流変換動作即ちコンバータ動作させ、異常検出回路９の出力が異常を示している時に双方向電力変換器４を直流−交流変換動作即ちインバータ動作させるものである。この変換器制御回路１１の出力ライン即ち制御信号伝送路２６は双方向電力変換器４に接続されている。また、変換器制御回路１１と双方向電力変換器４の交流端子１５及び直流端子１６との間がライン２７、２８によって接続されている。この変換器制御回路１１の詳細は追って説明する。

図２は図１の双方向電力変換器４、インダクタＬ及びコンデンサＣを詳しく示す。双方向電力変換器４の第１、第２及び第３の交流端子１５ａ、１５ｂ、１５ｃは第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と図１の初期充電回路１３とを介して各相の相互接続点Ｊ１に接続される。双方向電力変換器４の第１及び第２の直流端子１６ａ、１６ｂは図１の蓄電手段５に接続される。図１の電解コンデンサ１７及び蓄電池１８は図２の第１及び第２の直流端子１６ａ、１６ｂ間に接続される。

双方向電力変換器４は変換スイッチ回路を構成するために、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ6 とを有する。図２では第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。

第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ゲート）は、図１の変換器制御回路１１に接続されている。第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の相互接続点３１、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続点３２、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の相互接続点３３は、第１、第２及び第３の交流端子１５ａ、１５ｂ、１５ｃにそれぞれ接続されている。第１、第３及び第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のカソードは第１の直流端子１６ａに接続され、第２、第４及び第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは第２の直流端子１６ｂに接続されている。

図１のフィルタ用コンデンサＣとして図２には第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3が示されている。第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３は第１、第２及び第３の交流ライン３４、３５、３６の相互間に接続され、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の高周波（例えば１０又は２０kHz ）でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。第１、第２及び第３の交流ライン３４、３５、３６に直列に接続された第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は、交流−直流変換時即ちコンバータ動作時に波形及び力率改善用リアクトルとして機能し、更に昇圧リアクトルとして機能し、また、直流−交流（ＤＣ−ＡＣ）変換時即ちインバータ動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。第１、第２及び第３のインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３に可聴周波数の電流が流れると、騒音が発生する。

図３は図１の変換器制御回路１１の内部を概略的に示す。この図３から明らかなように、変換器制御回路１１はＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１とＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２と選択接続手段４３と駆動回路６２を有する。

ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１は、ＡＣ−ＤＣ変換を実行するための第１相、第２相及び第３相制御パルスを形成し、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２はＤＣ−ＡＣ変換を実行するための第１相、第２相及び第３相制御パルスを形成する。ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２と駆動回路６２との間に接続された選択接続手段４３はライン２１の信号で制御される半導体スイッチで構成され、ライン２１の電源異常検出信号が正常を示している時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１の出力ライン４１ａの信号を駆動回路６２に送り、電源異常検出信号が異常を示している時にＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２の出力ライン４２ａの信号を駆動回路６２に送る。選択接続手段４３に接続された駆動回路６２は、ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１又はＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２から供給された第１相、第２相及び第３相制御パルスに基づいて周知の方法で第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のための制御パルスを形成してライン２６を介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6のゲートに送る。なお、図３のライン４１ａ、４２ａは３本のラインをそれぞれ示し、駆動回路６２の出力ライン２６は６本のラインを示している。

次に、図３のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１、選択接続手段４３及び駆動回路６２の詳細を図４及び図６を参照して説明する。図４のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１に含まれている交流電圧検出回路５０は、図１のライン２９と入力スイッチ６とを介して交流入力端子１に接続され、交流入力端子１の第１、第２及び第３相電圧に対応する第１、第２及び第３相交流電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc をコンバータ用のライン５１ａ、５１ｂ、５１ｃとインバータ用のライン５２ａ、５２ｂ、５２ｃとに出力する。コンバータ用のライン５１ａ、５１ｂ、５１ｃの第１、第２及び第３相交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは波形改善及び力率改善の目標正弦波を示す。なお、交流電圧検出回路５０をライン２９に接続する代りに図４で点線で示すようにライン２７に接続し、双方向電力変換器４の交流側の電圧を検出し、これに基づいて第１、第２及び第３相交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを得ることもできる。

２つの電圧検出抵抗５３、５４はライン２８を介して図１の直流端子１６に接続され、直流端子１６の電圧の分圧値を誤差増幅器５５の一方の入力端子に与える。誤差増幅器５５は基準電圧源５６の基準電圧と電圧検出抵抗５３、５４で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Ｖd として出力する。

第１、第２及び第３の乗算器５７ａ、５７ｂ、５７ｃは、ライン５１ａ、５１ｂ、５１ｃの第１、第２及び第３相交流電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc に誤差増幅器５５の直流出力電圧指令値Ｖd を乗算し、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′を作成する。第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′は第１、第２及び第３相交流電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の振幅を直流出力電圧指令値Ｖdで変調したものに相当する。なお、乗算器５７ａ、５７ｂ、５７ｃの代りに除算器を設けることもできる。

第１、第２及び第３の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃは、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′、Ｖb ′、Ｖc ′とライン２２ａ，２２ｂ，２２ｃの３相の電流検出信号との差を示す信号を形成する。第１、第２及び第３の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃに接続された第１、第２及び第３の増幅回路５９ａ、５９ｂ、５９ｃは第１〜第３の減算器５８ａ〜５８ｃの出力を増幅又は比例積分又はレベル調整して図６（Ａ）に示す周知の第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3を出力する。なお、第１、第２及び第３の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃと第１、第２及び第３の増幅回路５９ａ、５９ｂ、５９ｃとをそれぞれ一体化して第１、第２及び第３の差信号形成手段又は第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号形成回路とすることができる。また、第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を第１、第２及び第３相コンバータＰＷＭ制御指令信号と呼ぶこともできる。第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3は図４以外の回路によっても勿論形成可能である。

コンバータ用比較波発生手段としての三角波発生器６０は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流入力端子１の交流電圧の周波数、例えば５０Hz、よりも十分に高く且つ可聴周波数よりも高い例えば２０kHz の周波数で図６（Ａ）に概略的に示す三角波電圧Ｖt を発生する。なお、三角波発生器６０を鋸波発生器又はこれに類似の比較波発生器に置き換えることができる。三角波電圧Ｖt の振幅は第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を横切るように設定されている。

第１、第２及び第３のコンバータＰＷＭ用比較器６１ａ、６１ｂ、６１ｃは、第１、第２及び第３の増幅回路５９ａ、５９ｂ、５９ｃから得られた第１、第２及び第３のコンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 とコンバータ用三角波発生器６０の三角波電圧Ｖt とを比較し、図６（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示すＰＷＭ信号から成る第１、第３及び第５のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ1 、Ｇ3 、Ｇ5 に相当する第１、第２及び第３相制御パルスを形成し、選択接続手段４３を介して駆動回路６２に送る。

駆動回路６２は周知の回路であって、第１、第２及び第３相制御パルスに相当する図６（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第１、第３及び第５のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ1 、Ｇ3 、Ｇ5を図２の第１、第３及び第５のスイッチＱ１、Ｑ３、Ｑ５の制御端子に送ると共に、ここに含まれている反転信号形成回路（図示せず）によって第１、第２及び第３相制御パルスの位相反転信号、即ち、図６（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第１、第３及び第５のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ1 、Ｇ2 、Ｇ3 の位相反転信号から成る図６（Ｃ）（Ｅ）（Ｇ）に示す第２、第４及び第６のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ2 、Ｇ4 ，Ｇ6 を形成し、第２、第４及び第６のスイッチＱ２、Ｑ４、Ｑ６の制御端子に送る。第２、第４及び第６のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ2 、Ｇ4 、Ｇ6 を反転信号形成回路で形成する代りに追加して３つの比較器を設け、これ等の正入力端子に三角波電圧Ｖt を入力させ、負入力端子に第１、第２及び第３のコンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を入力させることによって形成してもよい。なお、第１、第３及び第５のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ1 、Ｇ3 、Ｇ5 と第２、第４及び第６のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ2 、Ｇ4 、Ｇ6 との間に周知のデッドタイムを設けることが望ましい。

図５は図３のＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２を詳しく示す。このＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２は周知の回路であって、交流電圧検出回路７０と第１、第２及び第３相回路７１、７２、７３を有する。交流電圧検出回路７０は、ライン２７を介して図１の双方向電力変換器４の交流側ラインに接続され、インバータ動作時の第１、第２及び第３相出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２、Ｖｏ３を検出する。第１相回路７１は、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に供給するＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスＧ1 ′、Ｇ2 ′を形成するために、第１相基準電圧発生器７４、減算器７５、増幅回路７６、インバータ用三角波発生器７７、及びインバータＰＷＭ用比較器７８を有する。

第１相基準電圧発生器７４は、例えば正弦波データが格納されたメモリから成り、図７に示す正弦波から成る第１相基準電圧Ｖaｒを発生する。第２及び第３相回路７２、７３に含まれる第２及び第３相基準電圧発生器は、図７に示す第２及び第３相基準電圧Ｖｂｒ、Ｖcｒを発生する。図７の第１、第２及び第３相基準電圧Ｖaｒ、Ｖbｒ、Ｖcｒは順次に１２０度の位相差を有する例えば５０又は６０Hzの正弦波交流電圧であり、図１の交流入力端子１の交流電圧と同一の周波数を有する。第１相基準電圧発生器７４から正弦波を交流入力端子１の交流電圧に同期させて発生させるために、第１相基準電圧発生器７４はライン５２ａによって図４の交流電圧検出回路５０に接続されている。また、第２相及び第３相回路７２、７３もライン５２ｂ、５２ｃによって図４の交流電圧検出回路５０に接続されている。勿論、ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１の交流電圧検出回路５０を兼用しないでＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２のために交流電圧検出回路５０と同様の回路を独立に設けることもできる。

減算器７５の正入力端子は第１相基準電圧発生器７４に接続され、負入力端子は交流電圧検出回路７０の第１相出力ライン７０ａに接続されている。従って、減算器７５は第１相基準電圧Ｖarからライン７０ａの第１相出力電圧Ｖｏ１を減算した値を出力する。減算器７５に接続された増幅回路７６は減算器７５の出力を増幅又はレベル調整して交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とを含むインバータ用パルス幅制御指令信号Vinvを出力する。

インバータ用比較波発生手段としての三角波発生器７７は、入力端子１の交流電圧及び第１、第２及び第３相基準電圧Ｖaｒ、Ｖbｒ、Ｖcｒの周波数よりも十分に高く且つコンバータ用三角波電圧Ｖｔの周波数よりも低い可聴周波数（例えば１０kHz）の繰返し周波数で三角波電圧Ｖｔ´を発生する。第１相回路７１のインバータ用三角波発生器７７は、同期信号を与えるために第２及び第３相回路７２、７３に接続されている。なお、インバータ用三角波発生器７７の代りに鋸波又はこれに類似の比較波を発生する回路を設けることができる。

インバータＰＷＭ用比較器７８の一方即ち負入力端子は増幅回路７６に接続され、他方即ち正の入力端子はインバータ用三角波発生器７７に接続されている。従って、インバータＰＷＭ用比較器７８は三角波電圧Ｖｔ´とインバータ用パルス幅制御指令信号Vinvとを比較して周知のＰＷＭ信号から成る第１相ＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスＧａ´を出力する。

第２相回路７２及び第３相回路７３は第１相回路７１と同様に形成されており、第２及び第３相ＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスＧｂ′、Ｇｃ′を送出する。なお、第２相回路７２及び第３相回路７３に対してライン７０ｂ、７０ｃを介して交流電圧検出回路７０が接続されている。

図５の第１、第２及び第３相ＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスＧａ′、Ｇｂ´、Ｇｃ′は図４の選択接続手段４３を介して駆動回路６２に送られる。

図１の交流無停電電源装置の動作を説明する。負荷１４に対する電力供給の開始時、即ち電解コンデンサ１７及び蓄電池１８が未充電又は不完全な充電状態において、交流入力端子１に交流電圧を供給し且つ入力スイッチ６をオンにすると、スイッチ制御回路１０に含まれている初期充電期間信号形成回路から所定時間幅を有する初期充電期間を示すパルスが発生し、この期間のみ初期充電回路１３のスイッチＳｂがオンになり、スイッチＳａがオフになる。これにより、抵抗Ｒ１が接続され、双方向電力変換器４を介して蓄電手段５に供給される電流が所定値に制限され、電解コンデンサ１７に過大な突入電流が流れない。なお、この実施例では初期充電期間に出力スイッチ７がオフ制御され、バイパススイッチ８がオン制御されているので、初期充電期間中であっても負荷１４に対してバイパススイッチ８を介して電力を供給することが可能である。

初期充電期間が終了すると、初期充電回路１３のスイッチＳｂがオフ、スイッチＳａがオンになる。また、初期充電終了後は出力スイッチ７がオンになり、バイパススイッチ８がオフになるので、交流スイッチ２及び出力スイッチ７を通して負荷１４に電力が供給される。また、初期充電期間終了後においては、双方向電力変換器４がコンバータ動作して蓄電手段５の初期充電後の充電を行う。初期充電後の充電電流は負荷１４の電流よりも小さい。

異常検出回路９が停電又は電圧低下等の異常を検出すると、交流スイッチ２がオフ制御され、且つ双方向電力変換器４がインバータ動作に切替わり、蓄電手段５の直流電圧が交流電圧に変換されて負荷１４に供給される。なお、この時交流スイッチ２がオフ状態にあるので、蓄電手段５のエネルギーが交流入力端子１側で消費されない。

本実施例は次の効果を有する。
（１） インバータ動作時のインバータ用三角波電圧（キャリア）Ｖｔ´の周波数がコンバータ用三角波電圧Ｖｔの周波数よりも低い値（可聴周波数である１０ｋＨｚ）に設定されているので、インバータ動作時に従来の双方向電圧変換器４をコンバータ動作時と同じキャリア周波数で駆動する場合に比べて第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、スイッチング損失が低減する。また、双方向電力変換器４の最大電力容量はインバータ動作時の最大電力で決定される。従って、インバータ動作時のスイッチング損失が低減すると、この分だけ双方向電力変換器４の最大電力容量を低減することが可能になり、双方向電力変換器４又は無停電電源装置等の変換用スイッチの容量低下、及び冷却器の小型化、及び低コスト化が可能になる。
（２） 一般に停電期間即ちインバータ動作期間よりも長い定常期間即ちコンバータ動作期間において、双方向電力変換器４は可聴周波数よりも高いキャリア周波数即ちスイッチング周波数で動作するので、インダクタＬ１〜Ｌ３等で発生する騒音のレベルが比較的小さい。
（３） 入力スイッチ６、出力スイッチ７、及びバイパススイッチ８を有するので、図示が省略されている操作手段によってバイパススイッチ８をオン、入力スイッチ６及び出力スイッチ７をオフにして双方向電力変換器４又は蓄電手段５のメンテナンスを容易に達成することができる。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 図１で点線で示すように第１及び第２の電流検出器１２ａ、１２ｂを設けた時には、図４の各相の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃと増幅回路５９ａ、５９ｂ、５９ｃの代りに、各相に図８に示す第１の減算器８１、増幅回路８２、第２の減算器８３、増幅回路８４を順次に設け、第１及び第２の減算器８１、８３に第１及び第２の電流検出器１２ａ、１２ｂの出力を入力させることができる。また、図８の回路の代りに各相において第１及び第２の電流検出器１２ａ、１２ｂの出力を加算する回路を設け、この出力を図４の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃに供給することもできる。
（２） 図５に示す三角波発生器７７の代りに図９に示すようにコンバータ用三角波発生器６０に分周器７７ａを接続し、この分周器７７ａから例えば１０ｋＨｚのインバータ用三角波電圧Ｖｔ´を得ることができる。
（３） 図５の交流電圧検出回路７０及び減算器７５の代りに、図１０に示すようにライン２７の交流電圧を直流に変換して検出する交流電圧検出回路７０ａを設け、この出力と基準電圧源９１の基準電圧との差を誤差増幅器９０で求め、これを乗算器９２に入力させて第１相基準電圧Ｖａに乗算することができる。なお、誤差増幅器９０の出力は第２相及び第３相回路７２、７３にも供給する。
（４） 図４では、選択接続手段４３を駆動回路６２の前段に設けたが、ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２にそれぞれ駆動回路を内蔵させ、各駆動回路の出力段に選択接続手段４３を配置することができる。この場合には各駆動回路から６本の制御ラインが導出されるので、選択接続手段４３はＡＣ−ＤＣ変換制御回路４１側の６本の制御ラインとＤＣ−ＡＣ変換制御回路４２側の６本の制御ラインとの切換を行う。
（５） 図４で点線で示すように交流電圧検出回路５０にライン２９の代りにライン２７を接続し、双方向電力変換器４の交流端子１５側の交流電圧を検出することができる。
（６） 第2の電流検出器１２ｂに過電流検出回路を設け、ここから得られる過電流検出信号で駆動回路６２をオフ状態に制御して双方向電力変換器４を保護することができる。
（７） コンバータ用三角波電圧Ｖｔの周波数がインバータ用三角波電圧Ｖｔ´の周波数よりも高い条件を保ってそれぞれの周波数を任意に変えることができる。
（８） 双方向電力変換器４は図２の回路に限定されるものでなく、ＡＣ−ＤＣ変換とＤＣ−ＡＣ変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。また、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を図６に示すように入力電圧の正弦波の１周期の全期間において高周波でオン・オフせずに、特定された期間においてのみオン・オフするように変形することができる。
（９） 変換器制御回路１１の一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（１０） 交流電源、双方向電力変換器４及び負荷１４を単相とすることができる。
（１１） 初期充電の開始指令を手動操作のスイッチに基づいて与えることができる。
（１２） 異常検出回路９の入力端子を交流スイッチ２の出力端子に接続することができる。
（１３） 図１の入力スイッチ６、出力スイッチ７、及びバイパススイッチ８の内の１つ又は複数又は全部を設けない構成とすることができる。
（１４） 交流スイッチ２から負荷１４への電力供給の開始時に負荷１４に供給する電圧を、交流スイッチ２の位相制御によって徐々に高くすることができる。

本発明は通信機器の電源等のための交流無停電電源装置に利用可能である。

本発明の実施例１の交流無停電電源装置を示すブロック図である。 図１の双方向電力変換器、フィルタ用コンデンサ、インダクタを詳しく示す回路図である。 図１の変換器制御回路を詳しく示すブロック図である。 図３のＡＣ−ＤＣ変換制御回路、選択接続手段及び駆動回路を詳しく示す回路図である。 図３のＤＣ−ＡＣ変換制御回路を詳しく示す回路図である。 図４の各部の状態を示す波形図である。 図５の第１〜第３相基準電圧を示す波形図である。 変形例のＡＣ−ＤＣ変換制御回路の一部を示す回路図である。 変形例の三角波電圧発生手段を示す回路図である。 変形側のＤＣ−ＡＣ変換制御回路の一部を示す回路図である。

符号の説明

１ 交流入力端子
２ 交流スイッチ
３ 交流出力端子
４ 双方向電力変換器
５ 蓄電手段
９ 異常検出回路
１０ スイッチ制御回路
１１ 変換器制御回路
１４ 負荷
１７ 電解コンデンサ
４１ ＡＣ−ＤＣ変換制御回路
４２ ＤＣ−ＡＣ変換制御回路
５０ 交流電圧検出回路
６０ コンバータ用三角波発生器
６２ 駆動回路
７１ 第１相回路
７２ 第２相回路
７３ 第３相回路
７４ 第１相基準電圧発生器
７７ インバータ用三角波発生器

Claims (3)

1. 交流電源を接続するための交流入力端子と、
   負荷を接続するための交流出力端子と、
   前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、
   交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、
   前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
   前記双方向電力変換器に含まれている変換用スイッチに接続され、且つ前記交流スイッチのオン期間に前記双方向電力変換器をＡＣ−ＤＣ変換動作させるために可聴周波数よりも高い第１の周波数の比較波とＡＣ−ＤＣ変換用パルス幅制御指令信号とを比較してＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給し、前記交流スイッチのオフ期間に前記双方向電力変換器をＤＣ−ＡＣ変換動作させるために可聴周波数である第２の周波数の比較波とＤＣ−ＡＣ変換用パルス幅制御指令信号とを比較してＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給する手段を有している変換器制御回路と
   を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
2. 前記変換器制御回路は、前記ＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスを形成するためのＡＣ−ＤＣ変換制御回路と、前記ＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスを形成するためのＤＣ−ＡＣ変換制御回路と、前記変換用スイッチに前記ＡＣ−ＤＣ変換制御回路と前記ＤＣ−ＡＣ変換制御回路とを選択的に接続するための選択接続手段とを有し、
   前記ＡＣ−ＤＣ変換制御回路は、前記第１の周波数の比較波を発生する第１の比較波発生手段を含み、
   前記ＤＣ−ＡＣ変換制御回路は、前記第２の周波数の比較波を発生する第２の比較波発生手段を含むことを特徴とする請求項１記載の無停電電源装置。
3. 前記ＡＣ−ＤＣ変換制御回路は、波形改善及び力率改善可能なように前記ＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスを形成する手段を有していることを特徴とする請求項１又は２記載の無停電電源装置。

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