JP4315981B2 - チャージポンプ回路の駆動回路および電源装置ならびに発光装置 - Google Patents

Description

本発明は、チャージポンプ回路を駆動するための駆動回路に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）等の情報端末は、例えば液晶のバックライトに用いられる発光ダイオード（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ、以下ＬＥＤという）を備えている。これらの情報端末では、Ｌｉイオン電池が多く用いられるが、その出力電圧は通常３．５Ｖ程度であり、満充電時においても４．２Ｖ程度である。一方、ＬＥＤの駆動に必要な電圧は４Ｖ以上であるため、必要に応じてスイッチングレギュレータ等の電源装置を用いて電池電圧を昇圧し、ＬＥＤに供給する必要がある。

ここで、特許文献１に記載されるような昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路を、ＬＥＤを駆動するための電源装置として用いた場合、電池電圧が十分高いときには、昇圧率を１倍に設定し、電池電圧が低下するにしたがって昇圧率を高くすることにより、ＬＥＤを安定に駆動することができる。

特開平６−７８５２７号公報

ここで、昇圧率を１倍より高く設定し、昇圧動作を行う場合には、チャージポンプ回路のコンデンサの充放電を制御するために１ＭＨｚ程度の周波数でスイッチングトランジスタをオンオフさせる必要があり、チャージポンプ回路の制御回路は、このための発振器を内蔵している。しかしながら、チャージポンプ回路の昇圧率を１倍に設定し、昇圧動作を行わない場合には、チャージポンプ回路の入出力端子をバイパスすればよく、スイッチングトランジスタをオンオフさせる必要がないため、１ＭＨｚの発振器を動作させておくと、無駄に電力を消費することになる。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、消費電流を低減し、効率を改善したチャージポンプ回路の駆動回路の提供にある。

本発明のある態様はチャージポンプ回路の駆動回路に関する。この駆動回路は、複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路の駆動回路であって、チャージポンプ回路を制御する制御部と、第１周期信号を出力する第１発振器と、周波数が第１周期信号より低く設定される時間測定用の第２周期信号を出力する第２発振器と、を備える。制御部は、チャージポンプ回路の昇圧率が１倍より大きいときは第１発振器のみをオンし、第１周期信号にもとづいてチャージポンプ回路の昇圧動作の制御および時間測定を行う一方、チャージポンプ回路の昇圧率が１倍のときは、第２発振器のみをオンし、第２周期信号にもとづいて時間測定を行う。

すなわち、チャージポンプ回路の駆動回路に発振周波数の異なる２つの発振器を設け、チャージポンプ回路のスイッチング動作が不要となる昇圧率が１倍のときには、第１発振器をオフし、時間測定用に設けられた周波数の低い第２発振器のみをオンする。発振器の消費電流は、周波数が低いほど小さくなるため、この態様によれば、昇圧率が１倍のときの消費電流を低減することができ、高効率化を図ることができる。

制御部は、チャージポンプ回路の昇圧率を切り替えるために監視すべき電圧が所定の時間以上にわたり、所定の条件を満たしたとき、チャージポンプ回路の昇圧率を切り替える。制御部は、このときの時間測定を、第１または第２周期信号にもとづいて行ってもよい。
昇圧率が１倍より高いときには、チャージポンプ回路のスイッチング素子のオンオフに使用される周波数の高い第１周期信号を利用して昇圧率切り替えのための時間測定を行い、昇圧率が１倍のときには、周波数の低い第２周期信号を利用して昇圧率切り替えのための時間測定を行うことにより、回路を高効率化することができる。

第２周期信号の周波数は、制御部において所定の時間を計測するために必要とされる最低周波数より高く設定されてもよい。
第２周期信号は、制御部において測定すべき時間の長さに応じて、その時間測定に最低限必要な周波数とすることで、第２発振器の消費電流を低減し、昇圧率１倍時の効率を改善することができる。

第２周期信号の周波数は、第１周期信号の周波数の１／１０以下に設定されてもよい。チャージポンプ回路のスイッチング素子をオンオフするための第１周期信号の周期時間に対して、第２周期信号によって測定すべき時間の長さを一桁以上短く設定することによって、第２発振器の周波数を第１発振器の周波数の１／１０以下に設定することができ、昇圧率が１倍のときの消費電流を低減することができる。

本発明の別の態様は、電源装置である。この電源装置は、複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路を駆動する上述の駆動回路と、を備える。
駆動回路に第１、第２発振器を設け、チャージポンプ回路をスイッチング動作させる必要のない昇圧率１倍時に、周波数の低い第２発振器のみをオンすることによって電源装置の高効率化を図ることができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係るチャージポンプ回路の駆動回路によれば、昇圧率が１倍のときの消費電流を低減し、高効率化を図ることができる。

本発明の実施の形態に係る駆動回路および発光装置全体を示す図である。 図１のチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。 図１の定電流回路および監視回路の構成を示す回路図である。 第１トランジスタであるＦＥＴの電流電圧特性を示す図である。 チャージポンプ回路の入力電圧と、効率の関係を示す図である。

符号の説明

１０ チャージポンプ回路、 ２０ 駆動回路、 ２２ 定電流回路、 ２４ 制御部、 ２６ 第１発振器、 ２８ 第２発振器、 ３０ 監視回路、 ４０ 第１演算増幅器、 ５２ 電圧源、 １００ 電源装置、 １０２ 入力端子、 １０４ 出力端子、 １０６ ＬＥＤ端子、 ３００ 発光ダイオード、 １０００ 発光装置、 Ｍ１ 第１トランジスタ、 Ｒ１ 第１抵抗、 Ｍ２ 第２トランジスタ、 Ｒ２ 第２抵抗。

図１は、本発明の実施の形態に係る発光装置１０００を示す。この発光装置１０００は、発光素子である発光ダイオード３００と、その発光ダイオード３００を駆動するための電源装置１００を含む。発光装置１０００は、電池５００により駆動される情報端末に搭載され、電源装置１００は、電池５００から出力される電池電圧Ｖｂａｔを昇圧して発光ダイオードを駆動するために必要な電圧を生成する。発光装置１０００は、たとえば携帯電話端末やＰＤＡなどの電子機器に搭載されるものである。

電源装置１００は、入出力端子として、電池電圧Ｖｂａｔが入力される入力端子１０２、発光ダイオード３００のアノード端子に接続され、電池電圧Ｖｂａｔを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子１０４、発光ダイオード３００のカソード端子に接続されるＬＥＤ端子１０６を含む。

電源装置１００は、チャージポンプ回路１０およびその駆動回路２０を含む。チャージポンプ回路１０には、入力端子１０２から入力された電池電圧Ｖｂａｔを昇圧し、出力端子１０４から出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。このチャージポンプ回路１０は、複数の昇圧率が切り替え可能に構成されている。本実施の形態において、昇圧率は１倍、１．５倍、２倍の３通りで切り替えられるものとする。

図２は、チャージポンプ回路１０の構成を示す回路図である。チャージポンプ回路１０は、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、およびこれらのコンデンサの接続状態を制御するための第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９を含む。以下、これらのスイッチを特に区別する必要のないときはスイッチＳＷと総称する。第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２は容量値が等しく設定され、集積回路の外部に外付けされている。

第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９は、Ｎ型またはＰ型の電界効果トランジスタＦＥＴによって構成することができ、ゲート端子に印加する電圧によってドレインソース間の導通状態を制御することによりスイッチング素子として動作させることができる。このチャージポンプ回路１０においては、第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９のオンオフの状態が、駆動回路２０から出力される制御信号Ｖｃｎｔによって切り替えられる。なお、制御信号Ｖｃｎｔは、図２には図示していないが、第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９それぞれへ入力されているものとする。

チャージポンプ回路１０は、上述のように複数の昇圧率が切り替えられるように構成されている。ここで、チャージポンプ回路１０の昇圧率に応じた動作について説明する。

昇圧率が１倍に設定されるときには、駆動回路２０から出力される駆動信号Ｖｃｎｔによって、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３、第７スイッチＳＷ７、第８スイッチＳＷ８が定常的にオンされ、その他のスイッチはすべてオフされる。その結果、入力端子１０２と出力端子１０４がオンされたスイッチによって導通状態となるため、入力端子１０２に印加された電池電圧Ｖｂａｔが出力端子１０４から出力され、昇圧率が１倍に設定されることになる。
したがって、昇圧率が１倍に設定されるときに駆動回路２０から出力される制御信号Ｖｃｎｔは、時間的にオンオフを繰り返すスイッチング信号ではなく、一定電圧となる。

次に、昇圧率が１．５倍に設定されるときの動作について説明する。昇圧率が１より大きいとき、すなわち昇圧動作を行う場合には、チャージポンプ回路１０は、スイッチＳＷの接続状態の異なる第１期間、第２期間を繰り返す。
第１期間においては、第１スイッチＳＷ１、第５スイッチＳＷ５、第６スイッチＳＷ６をオンし、その他のスイッチをすべてオフすることにより、第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２を直列に接続し、電池電圧Ｖｂａｔで充電する。第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２の容量値は等しいため、２つのコンデンサは、それぞれ電池電圧Ｖｂａｔの１／２となるＶｂａｔ／２で充電される。

第２期間では、第２スイッチＳＷ２と第７スイッチＳＷ７、第４スイッチＳＷ４と第８スイッチＳＷ８をオンし、その他のスイッチをすべてオフする。このとき、入力端子１０２と出力端子１０４間には、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２が並列に接続される。その結果、出力端子１０４からは、入力端子１０２に印加された電池電圧Ｖｂａｔと、コンデンサの充電電圧の和が出力されることになる。第１期間において、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２は電圧Ｖｂａｔ／２で充電されているため、結局、出力端子１０４からは、Ｖｂａｔ＋Ｖｂａｔ／２＝１．５×Ｖｂａｔの電圧が出力される。
このように、チャージポンプ回路１０は、第１期間と第２期間を繰り返すことにより電池電圧Ｖｂａｔを１．５倍して出力する。

次に、昇圧率が２倍に設定されるときの動作について説明する。
第１期間においては、第１スイッチＳＷ１と第９スイッチＳＷ９、第３スイッチＳＷ３と第６スイッチＳＷ６をオンし、その他のスイッチをすべてオフする。第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２は、入力端子１０２と接地端子ＧＮＤ間に並列に接続されることになり、それぞれは、電池電圧Ｖｂａｔで充電される。

第２期間においては、第２スイッチＳＷ２と第７スイッチＳＷ７、第４スイッチＳＷ４と第８スイッチＳＷ８がオンし、他のスイッチはすべてオフされる。その結果、入力端子１０２と出力端子１０４間には、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２が並列に接続される。出力端子１０４からは、入力端子１０２に印加された電池電圧Ｖｂａｔと、コンデンサの充電電圧の和が出力されることになる。第１期間において、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２はそれぞれ電池電圧Ｖｂａｔで充電されているため、出力端子１０４からは、Ｖｂａｔ＋Ｖｂａｔ＝２×Ｖｂａｔの電圧が出力される。
このようにチャージポンプ回路１０は、第１期間と第２期間を繰り返すことにより、電池電圧Ｖｂａｔを２倍して出力する。

図１に戻る。駆動回路２０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を設定し、昇圧動作、すなわちチャージポンプ回路１０のスイッチＳＷの接続状態を制御する。この駆動回路２０は、定電流回路２２、制御部２４、第１発振器２６、第２発振器２８、監視回路３０を含む。

定電流回路２２は、ＬＥＤ端子１０６を介して発光ダイオード３００のカソード端子と接続されている。発光ダイオード３００の発光輝度は、発光ダイオード３００に流れる電流Ｉｌｅｄによって決まるため、定電流回路２２は、発光ダイオード３００の発光輝度が所望の値となるように、電流Ｉｌｅｄを制御する。

監視回路３０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替えるために監視すべき電圧として定電流回路２２の両端の電圧を監視する。監視回路３０は、定電流回路２２の両端の電圧と、所定の電圧を比較し、比較結果を制御部２４に出力する。本実施の形態においては、定電流回路２２の両端の電圧は、接地端子とＬＥＤ端子１０６間の電圧に相当する。詳細は後述するが、制御部２４は、監視回路３０からの出力にもとづきチャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替える。

図３は、定電流回路２２および監視回路３０の構成を示す回路図である。
定電流回路２２は、第１トランジスタＭ１、第１抵抗Ｒ１、第１演算増幅器４０を含む。第１トランジスタＭ１は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。第１トランジスタＭ１および第１抵抗Ｒ１は、定電流の流れる経路に直列に設けられている。第１演算増幅器４０の反転入力端子には、第１トランジスタＭ１と第１抵抗Ｒ１の接続点が接続され、電圧Ｖｒ１が帰還入力されている。また、非反転入力端子には、発光ダイオード３００の発光輝度を指示する輝度制御電圧Ｖｅが印加されている。また第１演算増幅器４０の出力端子は、第１トランジスタＭ１の制御端子であるゲート端子に接続されている。

第１演算増幅器４０の反転入力端子には、第１抵抗Ｒ１に印加される電圧Ｖｒ１が帰還されており、反転入力端子と非反転入力端子の電圧が等しくなるように帰還がかかるため、第１抵抗Ｒ１に印加される電圧は輝度制御電圧Ｖｅに近づくことになる。
第１抵抗Ｒ１に印加される電圧Ｖｒ１が輝度制御電圧Ｖｅと等しいとき、第１抵抗Ｒ１には、電流Ｉ＝Ｖｅ／Ｒ１が流れることになる。この電流Ｉは、第１トランジスタＭ１およびＬＥＤ端子１０６を介して発光ダイオード３００から流れる電流Ｉｌｅｄに他ならない。
このようにして、定電流回路２２は、輝度制御電圧Ｖｅにもとづく定電流Ｉｌｅｄ＝Ｖｅ／Ｒ１を生成し、発光ダイオード３００に流れる電流Ｉｌｅｄを制御する。

ここで、この定電流回路２２が安定に電流を生成するためには、第１トランジスタＭ１を定電流領域で動作させる必要がある。定電流領域とは、トランジスタが電界効果トランジスタＦＥＴのときには飽和領域を意味し、バイポーラトランジスタのときには活性領域を意味する。

ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄが低下すると、第１トランジスタＭ１の両端間の電位差、すなわちドレインソース間電圧が小さくなり、非飽和領域で動作するようになる。非飽和領域においては、ドレインソース間に流れる電流がドレインソース間電圧に依存してしまうため、定電流回路２２が定電流回路として動作しなくなってしまい、発光ダイオード３００の発光輝度を安定させることができなくなる。

そこで、図３に示すように、監視回路３０は、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄが所定のしきい値電圧Ｖｔｈを下回らないように監視する。このしきい値電圧Ｖｔｈは、第１トランジスタＭ１が定電流領域（飽和領域）で動作する範囲で設定されている。
この監視回路３０は、電圧比較器５０、しきい値電圧Ｖｔｈを出力する電圧源５２を含む。電圧比較器５０には、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄと、しきい値電圧Ｖｔｈが入力されており、Ｖｌｅｄ＞Ｖｔｈのときハイレベルを、Ｖｌｅｄ＜Ｖｔｈのときローレベルを出力する。この電圧比較器５０の出力Ｖｓは、制御部２４へと入力されている。

制御部２４は、監視回路３０から出力される電圧Ｖｓがローレベルになった状態、すなわちＶｌｅｄ＜Ｖｔｈとなる状態が所定の時間持続すると、チャージポンプ回路１０の昇圧率を１段階上昇させる。すなわち、昇圧率が１倍で動作していたときに、監視回路３０から出力される電圧Ｖｓがローレベルとなると、昇圧率を１．５倍に設定する。同様に、１．５倍で動作していたときに監視回路３０から出力される電圧Ｖｓがローレベルとなると、昇圧率を２倍に設定する。

その結果、電池５００の放電により電池電圧Ｖｂａｔが低下し、それにともなって、発光ダイオード３００のカソード端子の電圧Ｖｌｅｄが低下した場合にも、昇圧率を適切に切り替えることができる。昇圧率が高く設定されると、出力端子１０４から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが上昇することになるため、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄをしきい値電圧Ｖｔｈよりも高くすることができ、定電流回路２２を安定に動作させることができる。

電圧源５２から出力されるしきい値電圧Ｖｔｈは、定電流回路２２が安定に動作することが可能な電圧、すなわち、第１トランジスタＭ１が定電流領域（飽和領域）で動作する範囲に設定される。たとえば、このしきい値電圧Ｖｔｈは０．３Ｖに設定される。

ここで、定電流回路２２を構成する第１トランジスタＭ１、第１抵抗Ｒ１、第１演算増幅器４０の素子特性、回路特性は、半導体製造プロセスのばらつきや温度によって変動する。図４は、第１トランジスタＭ１であるＦＥＴの電流電圧特性（ＩＶ特性）を示す図であり、縦軸はドレインソース電流Ｉｄｓ、横軸がドレインソース電圧Ｖｄｓを示す。
図中、平均的な電流電圧特性ＩＶｍ１では、ドレインソース電圧が電圧Ｖｘ１より高いとき飽和領域であり、電圧Ｖｘ１より低いとき非飽和領域となる。いま、半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によって、電流電圧特性ＩＶが、電流電圧特性ＩＶｍ２に変化したとすると、これにともなって、飽和領域と非飽和領域の境界電圧もＶｘ２にシフトすることになる。

定電流回路２２の両端の電圧は、第１抵抗Ｒ１における電圧降下Ｖｒ１と、第１トランジスタＭ１のドレインソース間電圧の和となる。したがって、第１トランジスタＭ１の電流電圧特性の変動にともなって、定電流回路２２を安定に動作させるために必要な電圧も変化することになる。同様に、第１抵抗Ｒ１の抵抗値のばらつきによってもこの電圧は変化することになる。

第１トランジスタＭ１の電流電圧特性ＩＶｍが、半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によって、図４のＩＶｍ１とＩＶｍ２の間で変動するとするとき、定電流回路２２を安定に動作させるための電圧は、Ｖｔｈ１＝Ｉｃ×Ｒ１＋Ｖｘ１からＶｔｈ２＝Ｉｃ×Ｒ１＋Ｖｘ２の範囲で変動することになる。
監視回路３０の電圧源５２により生成されるしきい値電圧Ｖｔｈを一定値とする場合、第１トランジスタＭ１の電流電圧特性が変動するすべての範囲において定電流回路２２を安定に動作させるためには、マージンを考慮してしきい値電圧Ｖｔｈを、Ｖｔｈ１＝Ｉｃ×Ｒ１＋Ｖｘ１に設定しておく必要がある。

ここで、チャージポンプ回路１０の効率について検討する。図５は、チャージポンプ回路１０の入力電圧となる電池電圧Ｖｂａｔと、効率ηの関係を示す図である。
ここで、電圧源５２により生成されるしきい値電圧Ｖｔｈを電圧Ｖｔｈ１に固定した場合を考える。昇圧率が１倍のとき、電池電圧ＶｂａｔとＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄの関係は、発光ダイオード３００の順方向電圧Ｖｆを用いてＶｂａｔ＝Ｖｌｅｄ＋Ｖｆと表される。いま、電池電圧Ｖｂａｔの低下にともない、Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１（＝Ｖｔｈ１＋Ｖｆ）となると、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄは＜Ｖｔｈ１となるため、昇圧率が１倍から１．５倍へと切り替えられることになる。

このように、しきい値電圧Ｖｔｈを電圧Ｖｔｈ１に固定すると、もし第１トランジスタＭ１の特性がばらつき、定電流回路２２を安定動作させるための電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１より低くなった場合にも、Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１となった状態で昇圧率が１．５倍に切り替えられることになり、効率の面で改善の余地がある。

そこでチャージポンプ回路１０の効率を改善するために、本実施の形態に係る監視回路３０の電圧源５２は、第１トランジスタＭ１および第１抵抗Ｒ１の特性変動に追従したしきい値電圧Ｖｔｈを生成するように構成されている。
図３に戻る。電圧源５２は、第２トランジスタＭ２、第２抵抗Ｒ２、電流源５４を含む。
第２トランジスタＭ２、第２抵抗Ｒ２、電流源５４は直列に接続されており、第２トランジスタＭ２および第２抵抗Ｒ２には、電流源５４により生成される定電圧Ｉｃが流されている。

この電圧源５２は、第２トランジスタＭ２と電流源５４の接続点の電圧をしきい値電圧Ｖｔｈとして出力する。第２トランジスタＭ２のドレインソース間電圧Ｖｄｓ２は、定電流Ｉｃによって決定され、第２抵抗Ｒ２に現れる電圧Ｖｒ２は、Ｖｒ２＝Ｉｃ×Ｒ２で与えられる。その結果、しきい値電圧Ｖｔｈは、Ｖｔｈ＝Ｉｃ×Ｒ２＋Ｖｄｓ２と表すことができる。

このように、電圧源５２は、しきい値電圧Ｖｔｈを生成するための主要部の構成が、定電流回路２２とほぼ同一となっている。半導体集積回路上において、好ましくは、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２は互いに近接して、ペアリングをとって形成することが望ましい。同様に、第１トランジスタＭ１と第２トランジスタＭ２も互いに近接して形成し、ペアリングをとることが望ましい。
このように定電流回路２２と電圧源５２の主要な構成を同一とし、回路を構成する抵抗、トランジスタをペアリングして形成することによって、対応する素子特性の変動量をほぼ等しくすることができる。

その結果、第１トランジスタＭ１の電流電圧特性が変動し、飽和領域と非飽和領域の境界電圧Ｖｘが変動した場合、第２トランジスタＭ２の飽和領域と非飽和領域の境界電圧Ｖｘも変動するため、しきい値電圧Ｖｔｈを、第１トランジスタＭ１の特性変動に追従して変化させることができる。

同様に、第１抵抗Ｒ１の抵抗値が半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によって変動した場合に、第２抵抗Ｒ２の抵抗値も同様に変動するように形成しておけば、しきい値電圧Ｖｔｈは、第２抵抗Ｒ２の特性変動にも追従することになる。

以上のように監視回路３０を構成することにより、プロセスばらつきや温度変化による素子特性の変動によって定電流回路２２を安定に動作させるために必要な電圧が変動した場合にも、その変動に応じてしきい値電圧Ｖｔｈを生成するため、制御部２４において、最適な昇圧率の設定を行うことができる。
この結果、図５に示すように、昇圧率を切り替える電圧をＶｂａｔ１からＶｂａｔ２の範囲で適切に設定できることを意味するため、チャージポンプ回路１０の効率を改善することができる。同様に、１．５倍から２倍への昇圧率の切り替えも、最適な電圧で行われるため、効率を改善することができる。

図１に戻る。制御部２４は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を設定し、設定した昇圧率に応じた制御信号Ｖｃｎｔを生成する。この制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓをモニタしており、出力信号Ｖｓがローレベルとなった状態が所定の時間持続すると昇圧率を上昇させる。本実施の形態においては、制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓが２ｍｓの間、ローレベルとなったときに、チャージポンプ回路１０の昇圧率を１段階上昇させる。

制御部２４が、制御信号Ｖｃｎｔを生成し、時間の計測を行うために必要な周期信号は、第１発振器２６、第２発振器２８から出力される。第１発振器２６および第２発振器２８はそれぞれ図示しないイネーブル端子を備えており、動作を停止することができるよう構成されている。

制御部２４は、チャージポンプ回路１０により昇圧動作を行うとき、すなわち昇圧率を１．５倍、または２倍に設定したときの制御信号Ｖｃｎｔは、第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９をオンオフさせるスイッチング信号となる。第１発振器２６は、このスイッチング信号に必要とされる周波数を有する第１周期信号Ｖｏｓｃ１を生成する。たとえば、この第１周期信号Ｖｏｓｃ１の周波数は１ＭＨｚに設定される。

また、制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓをモニタする際に時間２ｍｓを計測するために必要とされる周波数を有する第２周期信号Ｖｏｓｃ２を生成する。２ｍｓ程度の時間は、数十ｋＨｚ程度の周波数で測定することができるため、本実施の形態では、この第２周期信号Ｖｏｓｃ２の周波数は６４ｋＨｚに設定されているものとする。

駆動回路２０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率に応じて、第１発振器２６および第２発振器２８のいずれかを切り替えて使用する。そのため、制御部２４は、チャージポンプ回路１０の昇圧率に応じて第１発振器２６、第２発振器２８のイネーブル端子に対してオンオフを制御するイネーブル信号を出力する。

以下、駆動回路２０において、チャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替える際の動作について説明する。
電池５００から出力される電池電圧Ｖｂａｔが十分高いときには、昇圧率は１倍に設定されている。いま、電力消費により電池電圧Ｖｂａｔが低下してくると、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄも低下する。監視回路３０においては、電圧源５２から出力されるしきい値電圧Ｖｔｈと、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄを比較し、Ｖｌｅｄ＜Ｖｔｈとなると出力信号Ｖｓとしてローレベルを出力する。

チャージポンプ回路１０の昇圧率が１倍に設定されるとき、チャージポンプ回路１０において、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３、第７スイッチＳＷ７、第８スイッチＳＷ８を定常的にオンすればよいため、周波数１ＭＨｚの第１周期信号Ｖｏｓｃ１は必要とされない。このため、昇圧率が１倍のとき、制御部２４は、第１発振器２６をオフしておき、第２発振器２８のみを動作させ、第２周期信号Ｖｏｓｃ２を利用して時間測定を行う。

監視回路３０の出力信号Ｖｓが２ｍｓローレベルとなると、制御部２４は、昇圧率を１．５倍に切り替える。昇圧率が１倍より高いとき、上述のようにチャージポンプ回路１０へ出力すべき制御信号Ｖｃｎｔとしてオンオフを繰り返すスイッチング信号を生成する必要がある。このとき、制御部２４は第１周期信号Ｖｏｓｃ１を必要とするため、第１発振器２６をオンする。昇圧率が１．５倍のとき、制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓの状態のモニタのための時間測定を、第１周期信号Ｖｏｓｃ１を用いて行う。このとき、第２周期信号Ｖｏｓｃ２は必要とされないため、制御部２４は第２発振器２８をオフする。

さらに、電池電圧Ｖｂａｔが低下し、昇圧率が２倍に設定されるときにも、制御部２４は第１発振器２６のみをオンしておき、第１周期信号Ｖｏｓｃ１にもとづいて、制御信号Ｖｃｎｔの生成および２ｍｓの時間測定を行う。

発振器の消費電流は、周波数に依存し、周波数が高いほど消費電流は増加する。すなわち、第１発振器２６の消費電流は第２発振器２８の消費電流よりも大きい。そのため、本実施の形態に係る駆動回路２０によれば、昇圧動作を行う場合には、１ＭＨｚで発振する第１発振器２６をオンしておき、制御信号Ｖｃｎｔを生成するとともに、昇圧率を設定するための時間測定を行う。一方、昇圧率が１倍のとき、制御信号Ｖｃｎｔとして周波数の高い信号を生成する必要がないため、消費電流の小さい第２発振器２８に切り替えることにより回路の消費電流を低減し、高効率化を図ることができる。

以上、本実施の形態に係る電源装置１００の構成および動作について説明した。
本実施の形態に係る電源装置１００によれば、チャージポンプ回路の駆動回路において、チャージポンプ動作を制御する制御信号の生成に加えて、時間測定する必要がある場合に、異なる周波数で発振する２つの発振器を設けた。昇圧率が１倍の時には、消費電流の大きな周波数の高い発振器はオフしておき、時間測定に必要な周波数の低い発振器を使用することによって、１倍モード時の消費電流を低減することができ、負荷回路に流れる出力電流の小さな軽負荷時の電力変換効率を改善することができる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態では、第１発振器２６、第２発振器２８を別々に構成する場合について説明したが、周波数が第１周期信号と、第２周期信号の２通りに切り替え可能な１つの発振器として一体に構成してもよい。この場合においても、チャージポンプ回路１０の昇圧率に応じて、発振器の周波数を切り換えることにより、実施の形態で説明した場合と同様の効果を得ることができる。さらに、２つの発振器を一体に構成することにより、回路面積を削減することができる。

本発明は、昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路１０の駆動回路に広く適用することができる。
たとえば、本実施の形態では、チャージポンプ回路１０を電源装置１００によって、負荷回路として発光ダイオード３００を駆動する場合について説明したがこれには限定されず、その他の負荷回路を駆動する電源装置にも適用することができる。このとき、負荷回路は発光ダイオード３００のように必ずしも定電流駆動される必要はない。

昇圧率の設定は、チャージポンプ回路１０の入力電圧である電池電圧Ｖｂａｔあるいは、チャージポンプ回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔにもとづいて行ってもよい。このとき、監視回路３０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替えるために監視すべき電圧として電池電圧Ｖｂａｔあるいは出力電圧Ｖｏｕｔを監視し、制御部２４は電池電圧Ｖｂａｔあるいは出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧を所定の時間下回ったときに、チャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替える。

本実施の形態においては、使用するトランジスタはＦＥＴとしたがバイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよく、これらの選択は、電源装置に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。

本実施の形態において、電源装置を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、その一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。

本発明に係るチャージポンプ回路の駆動回路によれば、昇圧率が１倍のときの消費電流を低減し、高効率化を図ることができる。

Claims (6)

1. 複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路の駆動回路であって、
   前記チャージポンプ回路を制御する制御部と、
   第１周期信号を出力する第１発振器と、
   周波数が前記第１周期信号より低く設定される時間測定用の第２周期信号を出力する第２発振器と、を備え、
   前記制御部は、前記チャージポンプ回路の昇圧率が１倍より大きいときは前記第１発振器のみをオンし、前記第１周期信号にもとづいて前記チャージポンプ回路の昇圧動作の制御および時間測定を行う一方、前記チャージポンプ回路の昇圧率が１倍のときは、前記第２発振器のみをオンし、前記第２周期信号にもとづいて時間測定を行い、
   前記制御部は、前記チャージポンプ回路の昇圧率を切り替えるために監視すべき電圧が所定の時間以上所定の条件を満たしたとき、前記チャージポンプ回路の昇圧率を切り替え、このときの時間測定を、前記第１または第２周期信号にもとづいて行うことを特徴とする駆動回路。
2. 複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路の駆動回路であって、
   前記チャージポンプ回路を制御する制御部と、
   第１周期信号または周波数が前記第１周期信号より低く設定される第２周期信号のいずれかを切り換えて出力する周波数可変の発振器と、を備え、
   前記制御部は、前記チャージポンプ回路の昇圧率が１倍より大きいときは、前記第１周期信号にもとづいて前記チャージポンプ回路の昇圧動作の制御および時間測定を行う一方、前記チャージポンプ回路の昇圧率が１倍のときは、前記第２周期信号にもとづいて時間測定を行い、
   前記制御部は、前記チャージポンプ回路の昇圧率を切り替えるために監視すべき電圧が所定の時間以上所定の条件を満たしたとき、前記チャージポンプ回路の昇圧率を切り替え、このときの時間測定を、前記第１または第２周期信号にもとづいて行うことを特徴とする駆動回路。
3. 前記第２周期信号の周波数は、前記制御部において、前記所定の時間を計測するために必要とされる最低周波数より高く設定されることを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
4. １つの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
5. 複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路と、
   前記チャージポンプ回路を駆動する請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
6. 発光ダイオードと、
   電池と、
   前記電池の電圧を昇圧して前記発光ダイオードを駆動する請求項５に記載の電源装置と、
   を備えることを特徴とする発光装置。

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