JP4295109B2 - 電力増幅器モジュール - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅器モジュールに関し、詳細には、オーディオ・電力増幅器に関する。

従来技術は、オーディオ・アプリケーションに用いられ得る様々な電力増幅器を示している。詳細には、米国特許番号第5,216,381号は、特定的には電力素子としてAB級駆動NチャネルMOSトランジスタを使用するモノリシック集積可能な電力増幅器のための単位利得最終段を示している。この電力増幅器は、その反転入力端子が電力増幅器の入力部に接続される高利得フィードバック差動増幅器を有する。この従来技術の増幅器は、静止電流制御(quiescent current control)が不正確であり、安定性が不十分であるという幾つかの重大な不利な点を持つ。

図１は、一対の最終NチャネルMOS電力トランジスタ１及び２を有する対応する単位利得最終段を示している。第１トランジスタ１は、電源電圧３に接続されるドレイン端子と、第２トランジスタ２のドレイン端子に接続されるソース端子とを持つ。第２トランジスタ２のソース端子は接地される。電力増幅器の出力端子４は、第１トランジスタ１のソース端子と第２トランジスタ２のドレイン端子との間に接続される。高利得フィードバック差動増幅器５は、電力増幅器の入力部に接続される反転入力端子を持つ。差動増幅器５の非反転入力端子は増幅器の出力端子４に接続され、前記差動増幅器５の出力端子は第２トランジスタ２のゲート端子に接続される。更に、レベリング回路(leveling circuit)６が第２トランジスタ２のゲート端子に接続される。第３MOSトランジスタ７が設けられ、第３MOSトランジスタ７は、電力増幅器の入力部に接続されるソース端子を持つ。第３MOSトランジスタ７のゲート端子及びドレイン端子は、第１トランジスタ１のゲート端子及び第１電流源８に接続される。

米国特許番号第5,361,041号は、ソースフォロワ出力トランジスタを駆動するドライバ回路を持つプッシュプル増幅器を有する同様の回路装置を示している。ドライバ回路は、ソースフォロワトランジスタの電気特性と実質的に同様の電気特性を持つ複製トランジスタ(replicating transistor)と、バッファ増幅器と、ソースフォロワ出力トランジスタにゲート信号を供給するために複製トランジスタの両端子間の電圧とバッファ出力信号とを合計するために複製トランジスタ及びバッファ増幅器に結合される回路とを含む。クロス電流フィードバック回路は、下側の出力トランジスタを介する検出電流フローに応じて上側のソースフォロワ出力トランジスタに供給されるゲート信号を調節することによって、出力トランジスタを介する静止電流フローを調整する。

米国特許番号第5,973,564号は、電力トランジスタを介する静止電流を制御するための典型的な別法を示している。即ち、最終段の電力トランジスタの各々を介して流れる電流が最小電流選択器(minimum selector)に供給される。このようにして測定された最小電流は比較器によって基準電流と比較される。次いで、比較器の出力部は、通常、必要に応じて静止電流レベルを増減させる。しかしながら、大きな励振に対しては、この静止電流制御ループはもはや信号ループと直交しない。結果として、全体的な安定性は損なわれる。これは、静止電流制御ループの利得を低くすることによって防止され得るが、不正確な静止電流制御をもたらすであろう。

米国特許番号第4,539,529号は、第１及び第２演算増幅器と、各々第１及び第２演算増幅器の出力部の間に接続される第１及び第２分圧器と、基準電位源とを含む半導体増幅回路を示している。第１抵抗器は、第１分圧器の分圧点と第１演算増幅器の反転入力部との間に接続され、第２抵抗器は、第２分圧器の分圧点と第２演算増幅器の反転入力部との間に接続され、実際の負のフィードバック(real negative feedbacks)を形成する。

増幅回路の第１信号入力端子は、各々、第１演算増幅器の非反転入力部と第２演算増幅器の非反転入力部とに接続される。第３の共通の分圧器は、基準電位源と供給電位源との間に接続される。共通の中間抵抗器は共通の分圧器の分圧点に接続され、第１及び第２供給抵抗器は中間抵抗器と直列に接続される。第１供給抵抗器は、中間抵抗器と第１演算増幅器の非反転入力部との間に接続され、第２供給抵抗器は、中間抵抗器と第２演算増幅器の非反転入力部との間に接続される。第１抵抗器は、第１供給抵抗器の抵抗と、中間抵抗器の抵抗の２倍との合計と実質的に等しい抵抗を持つ。第２抵抗器は、第２供給抵抗器の抵抗と、中間抵抗器の抵抗の２倍との合計と実質的に等しい抵抗を持つ。この増幅回路の不利な点の１つは、この構成が非対称入力には用いられ得ないことにある。

オーディオ電力増幅器のために、差動出力信号で負荷、例えばスピーカを駆動するために、BTL構成の２つ直列カスケード接続された反転増幅器がしばしば用いられる。このようなオーディオ・電力増幅器は、フィリップスエレクトロニクス社から市販されており、例えばTDA 8941Pオーディオ増幅器である。

本発明の目的は、従来技術によってフィーチャされる不利な点を克服する改善された電力増幅器モジュールを提供することにある。

本発明の根底にある問題の解決策は、独立項において規定されている特徴を適用することによって供給される。本発明の好ましい実施例は従属項において与えられる。

本発明は、正確な静止電流制御及び高められた安定性を特徴とする電力増幅器モジュールを提供する点で有利である。

本発明の他の利点は、前記静止電流制御が、安定性を損なわずに非常に正確になされ得ることにある。別の利点は、本発明が非対称入力に用いられ得る回路構成を可能にすることにある。

更に、本発明は、とりわけ、フィリップスの半導体のABCDプロセス(ABCD process)のようなBiMosプロセスにおいて適用可能である。このようなプロセスにおいては、小さなバイポーラトランジスタの低雑音及び高い相互コンダクタンスに加えてMOST電力トランジスタの低いRdsOnの熱力学的な耐性(thermo-dynamical robustness)が活用され得る。

本発明の好ましい実施例によれば、シングルエンド型増幅器の反転入力部は、高周波まで該反転入力部に結合する抵抗器と比較して低インピーダンスの電流入力部である。このように、両増幅器のフィードバック相互アドミタンスは一定のままである。このように、前記増幅器は互いをほとんど「参照(see)」せず、良好な安定性が維持される。

本発明の他の好ましい実施例によれば、各シングルエンド型増幅器は入力段としてnpnトランジスタを持つ。このように、各シングルエンド型増幅器に対して単一の入力トランジスタを用いる結果として、共通の補償が達せられ得る。両シングルエンド型増幅器の反転入力部に対して補償電流が印加される必要がある。

本発明による電力増幅器モジュールのアプリケーションは、例えば、TVサウンドシステム、PCオーディオシステム、携帯型オーディオシステム、カーオーディオシステム並びにあらゆる他の種類のオーディオ及びサウンドシステムといった電源によって給電されるアプリケーションを含む。しかしながら、本発明は、オーディオ信号の増幅の分野に限られず、同様に他の種類の信号のためにも用いられ得る。例えば、本発明は、モータドライバなどの、量販市場の要求のための低価格及び誘導負荷における高い安定性を必要とする他のアプリケーションのために用いられ得る。

以下に図面を参照することにより本発明の好ましい実施例をより詳細に記載する。

図２は、本発明による電力増幅器モジュールの回路図を示している。電力増幅器モジュールは、シングルエンド型増幅器１０１及びシングルエンド型増幅器１０２を有する。
大まかに言えば、シングルエンド型増幅器は、接地に対して動作する単一の出力端子を持つ増幅器である。入力端子と接地との間の電圧差が増幅される。

シングルエンド型増幅器１０１は、npnトランジスタ１０３及びバックエンドモジュール１０４を有する。トランジスタ１０３のベース端子はシングルエンド型増幅器１０１の非反転端子１０５に接続され、トランジスタ１０３のエミッタはシングルエンド型増幅器１０１の反転端子１０６に接続される。トランジスタ１０３のコレクタは、バックエンドモジュール１０４の入力部に接続される。バックエンドモジュール１０４の出力部は、シングルエンド型増幅器１０１の出力端子１０７に接続される。

シングルエンド型増幅器１０２は、対応するnpnトランジスタ１０８及びバックエンドモジュール１０９を持つ。トランジスタ１０８のベースはシングルエンド型増幅器１０２の非反転端子１１０に接続され、トランジスタ１０８のエミッタはシングルエンド型増幅器１０２の反転端子１１１に接続される。トランジスタ１０８のコレクタは、バックエンドモジュール１０９の入力部に接続される。バックエンドモジュール１０９の出力部は、シングルエンド型増幅器１０２の出力端子１１２に接続される。

本質的に、バックエンドモジュール１０４及び１０９は、各々、積分IVコンバータ(integrating IV onverter)を実装する。

抵抗器R1は、シングルエンド型増幅器１０１の端子１０６とシングルエンド型増幅器１０２の端子１１１との間に結合される。更に、抵抗器R2は端子１０６と端子１０７との間に接続され、抵抗器R3は端子１１１と端子１１２とを接続する。抵抗器R2及びR3によって、各々の出力端子１０７及び１１２からのフィードバック成分が供給される。

動作中、入力電圧Vinが端子１０５に印加され、電源基準電圧Hvpが端子１１０に印加される。クリッピングのない最大出力スイングを得るために、その値は、通常、電源電圧(Vp)の半分となるように選ばれる。これは、端子１０７において電圧Vout1をもたらし、端子１１２において電圧Vout2をもたらす。 電圧Vout1及びVout2は、BTL構成において負荷を駆動するのに用いられる。

シングルエンド型増幅器１０１の反転入力端子１０６及びシングルエンド型増幅器１０２の反転入力端子１１１は、高周波までR1と比較して低インピーダンスの電流入力部である。斯くして、フィードバックループの伝達関数は、増幅器１０１に対して (1/R2)の相互アドミタンス係数及び増幅器１０２に対して(1/R3)の相互アドミタンス係数を保持する。結果として、両シングルエンド型増幅器１０１及び１０２は互いをほとんど「参照(see)」しない。斯くして、高周波においても、増幅器１０１のループ利得は、増幅器１０２のループ利得によって悪化されず、逆もまた同様である。このように、安定性は最適のように保たれる。

各シングルエンド型増幅器に対して単一の入力トランジスタを、即ち、シングルエンド型増幅器１０１に対してトランジスタ１０３を、シングルエンド型増幅器１０２に対してトランジスタ１０８を用いる結果として、出力電圧はHvpより低い。これは、反転入力端子１０６にVd/R2という値を持つ補償電流を印加し、反転入力端子１１１にVd/R3という値を持つ補償電流を印加することによって、又は他の例においてはHvpをVdだけ増大させることによって補償されることができ、ここで、Vdは順方向にバイアスされたダイオードの電圧である。

ここで考慮に入れられているような符号を付けられた非対称入力の場合は、抵抗器R2及びR3は、好ましくは、クリップされない差動出力電圧スイングを最大化するために最大で0.5％のクリッピング歪みの出力電力を保つために、同相出力電圧が一定のままであるような異なる値を持つように選ばれるべきである。良好な選択はR3=R1+R2である。この場合には、利得は2×R3/R1になる。

入力信号が非対称であることに注意されたい。必要に応じて、対称入力信号が同様に用いられることができ、この場合には、端子１０６はHvp+Vinという電圧を持ち、端子１１０は Hvp-Vinという電圧を持つ。カーラジオにおいては、経済的な理由で、チャンネルを組み合わせる際の多数のコンデンサ及び接地線の共用のコスト削減効果のために、大抵、非対称入力信号が用いられる。出力電力を最大化するためには、対称（差動）出力信号が負荷に印加される。

図３は、図２の電力増幅器モジュールのための入力部の構成を表わす回路図を示している。電圧e_inは、増幅される必要があるオーディオ信号、例えばCDプレイヤの出力信号である。この信号は、端子１０５（図２参照）において印加される電圧を供給するためにコンデンサCxによってフィルタをかけられる。この電圧はVinである。

更に、基準電圧e_hvpが供給される。この電圧は、接地と２つの抵抗器Rx及びRyの接続部との間に印加される。抵抗器Rxの他方の端子は、Vinに接続され、抵抗器Ryの他方の端子は、端子１１０（図２参照）に印加される電圧Hvpを供給している。更に、抵抗器Ryと接地との間に接続されるフィルタコンデンサCyがある。Hvpは定電圧である。Vinは、Hvpあたりでスイングする信号である。

即ち、一方の入力が、他方の入力が減少するにつれて増大する対称入力とは異なり、ここでは、片方が固定され、他方が動く非対称入力を持つ。結果として、(R3=R2)が選ばれる場合には、同相出力電圧 (Vout1+Vout2)/2はHvpにおいて固定されないであろう。結果として、出力信号はより早く電源電圧にクリップし、（差動）クリッピング歪みをもたらすであろう。この理由のため、R3=R1+R2が選ばれている。そうすれば、同相出力電圧は、Vinの各値に対してちょうどHvpと等しいままであろう。斯くして、クリッピングなしに生成され得る差動出力信号が最大化され得る。集積オーディオ増幅器の歪みは典型的には0.05%未満であるので、クリッピング検出回路は、通常、約0.5%の測定歪みにおいて「点弧(fire)」する。

図４は、バックエンドモジュール１０４及び１０９各々の好ましい実施例の回路図を示している。コンデンサCm1は、バックエンドモジュールの入力端子に接続される。コンデンサCm1の他方の端子は、電力トランジスタM2のゲートに接続される。更に、トランジスタM3のゲートが、バックエンドモジュールの入力端子１１３に接続される。電流源１１４は、トランジスタM2のゲートとトランジスタM3のドレインとに結合される。トランジスタM3のソースは電流シンク１１５に結合される。電流源１１４は電流Iを供給し、電流シンク１１５は電流I＋2×Iqをシンクする。

更に、トランジスタM3のソースは、電力トランジスタM1のゲートに接続される。コンデンサCm2は、トランジスタM3のゲートと、電力トランジスタM2のソースと、電力トランジスタM1のドレインとに接続される。この箇所で出力電力Voutが供給される。

更に、バックエンドモジュールはクランプ１１６及び１１７を持つ。静止電流制御はクランプ１１６及び１１７を用いることによって実施される。電流IqはミラーMOST（mirror-most）M2bに供給される。このようにして得られるクランプ電圧は、クランプトランジスタT1及びT3を介してM2のゲートに印加される。これらのトランジスタのためにnpn形のものを用いることは、クランプ電圧の誤差を低く維持する。静止状態(quiescent conditions)において、M2及びM1は低い反転において動作する傾向にあるので、このことは重要である。

静止状態の間、負荷の両端子間の電圧降下はない。それ故、電流は増幅器を通り過ぎない。結果として、M1における電流とM2における電流とは等しくなければならず、M1及びM2の電圧Vgsも等しくなければならない。これは、同等のT1を介するクランプ電流及びT2を介するクランプ電流をもたらす。キルヒホッフの電流則によれば、T1、T2、T3、T4、M1b及びM2bは、全て、Iqと等しい電流を伝導するはずである。 斯くして、M1を介する静止電流は、M1bとM1との面積の比のIq倍になり、M2を介する静止電流は、M2bとM2との面積の比のIq倍になる。

この静止電流制御には付加的な利点がある。クランプのエミッタが、電力トランジスタのゲートにおけるインピーダンスを低下させるのに役立つ。このように、対応する（サブ・ドミナント）ポール((sub-dominant-) poles)は高周波の方へ動かされ、増幅器の安定性を向上させる。

好ましい実施例によれば、M3のドレインは、M2のゲートに直接的に接続されず、折り返しカスコード(folded cascode)を介して接続される。このカスコードはまた、出力電圧がM3をチョークしない rail to railであることを確実にするために電流源１１４とカスコード接続する。

図５は、バックエンドモジュールの他の好ましい実施例を示している。図４の実施例と比較すると、電力トランジスタM1及びM2がオーディオ品質の向上のために相補型である。この実施例においては、ミラートランジスタ(miller transistor)M3のドレインがカレントミラー１１８に接続される。

従来技術の単位利得最終段の回路図である。 本発明による電力増幅器モジュールの好ましい実施例の回路図である。 図２の電力増幅器モジュールのための入力部の構成の回路図である。 図２の電力増幅器モジュールのバックエンドモジュールの第１実施例の回路図である。 図２の電力増幅器モジュールのバックエンドモジュールの第２の好ましい実施例である。

符号の説明

1 トランジスタ
2 トランジスタ
3 電源電圧
4 出力端子
5 増幅器
6 レベリング回路
7 トランジスタ
8 電流源
101 シングルエンド型増幅器
102 シングルエンド型増幅器
103 トランジスタ
104 バックエンドモジュール
105 端子
106 端子
107 端子
108 トランジスタ
109 バックエンドモジュール
110 端子
111 端子
112 端子
113 入力端子
114 電流源
115 電流シンク
116 クランプ
117 クランプ
118 カレントミラー

Claims (7)

1. BTL構成で配設される第１シングルエンド型増幅器及び第２シングルエンド型増幅器を有し、前記第１シングルエンド型増幅器と前記第２シングルエンド型増幅器とが、各々、第１抵抗性素子によって結合される第１の低インピーダンスの反転入力部と第２の低インピーダンスの反転入力部とを持つ電力増幅器モジュールであって、
   前記第１シングルエンド型増幅器と前記第２シングルエンド型増幅器との各々が、静止電流制御を備えるバックエンドモジュールを有する、前記電力増幅器モジュール。
2. 前記第１シングルエンド型増幅器が、入力電圧を受け取る第１非反転入力端子を持ち、前記第２シングルエンド型増幅器が、電源電圧又は完全差動入力信号の場合には反転された前記入力電圧を受け取る第２非反転入力端子を持つことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器モジュール。
3. 前記第１シングルエンド型増幅器と前記第２シングルエンド型増幅器とが、各々、入力段としてNPNトランジスタを持ち、前記NPNトランジスタのエミッタが、各々、前記第１の低インピーダンスの反転入力部と前記第２の低インピーダンスの反転入力部とに結合されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力増幅器モジュール。
4. 前記第１シングルエンド型増幅器が、第１フィードバック成分を供給するために第２抵抗性素子を持ち、前記第２シングルエンド型増幅器が、第２フィードバック成分を供給するために第３抵抗性素子を持ち、前記第１抵抗性素子及び前記第２抵抗性素子の総抵抗が前記第３抵抗性素子の抵抗と等しいことを特徴とする請求項１、２又は３に記載の電力増幅器モジュール。
5. 前記バックエンドモジュールの各々が第１クランプ及び第２クランプを有することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器モジュール。
6. 前記バックエンドモジュールの各々が相補型の一対の電力トランジスタを有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力増幅器モジュール。
7. 前記バックエンドモジュールの各々がカレントミラーを有することを特徴とする請求項１乃至６に記載の電力増幅器モジュール。

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