JP3922906B2 - 広帯域差動増幅回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、広帯域差動増幅回路に関するもので、特に電源電圧を大きくすることなく入出力信号レベルを大きく確保できる広帯域差動増幅回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、広帯域差動増幅回路として図9に示すような回路が知られている。この図9に示す回路は、「BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN」(ALAN B.GREBENE 著、第 422頁)に記載されている回路である。
【0003】
図9に示す広帯域差動増幅回路は、R1,R2からなる負荷インピーダンス回路101 と、トランジスタQ1,Q2,電流源I1,及び抵抗R7,R8による直列帰還抵抗つまりエミッタ帰還抵抗を用いた電圧電流変換回路102 と、トランジスタQ3,Q4,抵抗R3,R4,電流源I2,電流バッファを構成するトランジスタQ5,Q6と電流源I3,I4,及び抵抗R5,R6による並列帰還抵抗を用いた電流電圧変換回路103 とを備え、図9に示すよう接続して構成されている。そして、この構成により広帯域、高利得の電圧増幅を実現している。
【0004】
次に、図9に示した差動増幅回路の動作について説明する。この回路の電圧利得Gain1は、主に抵抗R7,R8及び抵抗R5,R6によってきまる。すなわち次式(1)で示される。
Gain1≒(R5+R6)/(R7+R8) ・・・・・・・・・・(1)
実際このような回路の各抵抗値及び電流源値の設定は、入力電圧範囲、出力電圧範囲、電源電圧等を考慮して決定し、抵抗R7,R8と電流源I1は、入力電圧の最大振幅レベルVinMAX が次式(2)を満足するように設定される。
VinMAX <(R7×I1)=(R8×I1) ・・・・・・・・・(2)
【0005】
抵抗R1,R2は、入力電圧の最大振幅レベルのピーク値VinPEAKが電源電圧VCC (図中ではVREF2としている)より次式(3)を満足するように設定される。
VinPEAK<VCC −(R1×I1÷2)=VCC −(R2×I1÷2)・・・・・(3)
【0006】
抵抗R3,R4及び電流源I2は、出力電圧の最大振幅レベルVoutMAXが次式(4)を満足するように設定される。
VoutMAX<(R3×I2)=(R4×I2) ・・・・・・・・・(4)
但し、同時に次式(5)を満足させる必要がある。
[VCC−(R3×I2)]−[VCC−(R1×I1÷2)−VBEQ] ≧VCEsatQ3= 0.5V
・・・・・・・・(5)
ここでは、抵抗R5,R6を流れる電流は、電流源I1に比べ小さいものとする。また VBEQ3はトランジスタQ3のベースエミッタ間電圧、VCEsatQ3はトランジスタQ3のコレクタエミッタ間飽和電圧である。
【0007】
例えば、抵抗R1で発生する電圧を電源電圧VCC の1/2と設定した場合、
R1×I1÷2= VCC÷2
となり、VoutMAX は、式(4),式(5)より、
〔 VCC−(R3×I2)〕−〔 VCC−(R1×I1÷2)−VBEQ3 〕−VCEsatQ3
=〔 VCC−(R3×I2)〕−〔 VCC−(VCC ÷2)−VBEQ3 〕−VCEsatQ3
=〔 VCC−(R3×I2)〕−〔(VCC ÷2)−VBEQ3 〕−VCEsatQ3
・・・・・・・・(6)
VoutMAX <(R3×I2)=(VCC ÷2)+VBEQ3 −VCEsatQ3 ・・・・(7)
となる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年パソコン等の電子機器の高速化により、それらに使用されるLSIの広帯域周波数特性への要求が高くなってきている。しかしながら、データ記録装置などは、記録容量の高密度化により再生信号レベルのバラツキも大きくなっている。そのため、メディアの再生信号バラツキを考慮した、入出力信号レベルが大きい信号処理回路が要求されてきている。
【0009】
しかしながら、図9に示す従来の差動増幅回路では、上述した式からわかるように、電源電圧を上げれば入出力信号レベルを大きく出来るが、近年では電源電圧の低電圧化も求められているため、電源電圧を上げることは好ましくない。
【0010】
このような観点から、本発明は、従来の広帯域差動増幅回路における上記問題点を解消するためになされたもので、従来の電源電圧でも同等以上に入出力信号レベルが大きく確保できる広帯域差動増幅回路を提供することを目的とするものである。
【0011】
【課題を解決するための手段及び作用効果】
上記問題点を解決するため請求項1に係る発明は、差動入力端に入力された一対の入力信号を増幅し、差動出力端から出力する広帯域差動増幅回路であって、前記一対の入力信号の差分に応じ、各前記入力信号を対応する一対の電流信号に変換して出力する電圧電流変換回路と、前記電圧電流変換回路の各出力と第1の電源との間に接続された第1の負荷インピーダンスと、前記電圧電流変換回路の各出力と前記第1の負荷インピーダンスとの各接続点に接続された一対の第1の入力端の各々に一端が接続され他端が一対の第1の出力端の各々に接続されて各前記第1の入力端の電圧レベルに対して各前記第1の出力端の電圧レベルをシフトさせる一対の電圧レベルシフト素子、前記第1の電源に一端が接続され他端が前記電圧レベルシフト素子の一端に接続された一対の第1の電流源、及び第2の電源に一端が接続され他端が前記電圧レベルシフト素子の他端に接続された一対の第2の電流源よりなる電圧レベルシフト回路と、一対の第2の入力端と前記差動出力端の各々に接続された一対の第2の出力端とを有し、各前記第2の入力端は各前記第1の出力端に接続され、前記電圧レベルシフト回路を介して各前記第2の入力端に入力される前記電流信号を増幅し、前記第1の電源の電圧レベルと各前記第2の入力端の電圧レベルとの差分電圧レベルに基づき、前記増幅された電流信号を対応する電圧信号に変換して各第2の出力端より出力する電流電圧変換回路と、前記電圧電流変換回路の各出力と前記第1の負荷インピーダンスとの各接続点に一端が接続され他端が各前記第2の出力端に接続された一対の第2の負荷インピーダンスとを有して広帯域差動増幅回路を構成するものである。
【0012】
このように構成した広帯域差動増幅回路においては、前記電圧電流変換回路の出力と前記電流電圧変換回路との間に前記構成よりなる電圧レベルシフト回路を接続しているので、前記電圧レベルシフト回路から前記電圧電流変換回路及び第1の負荷インピーダンスへの電流の流れ込みが抑えられ、前記電圧電流変換回路の入力信号の最大振幅レベルのピーク値V inPEAKA を大きくすること、及び前記電流電圧変換回路の出力電圧の最大振幅レベルを大きくすることを共に可能としつつ、且つ電圧レベルシフト素子の一端に第1の電流源をその他端に第2の電流源を接続することで電圧レベルシフト回路の入力側における寄生容量の影響が抑えられ、更なる高周波信号領域においても良好な特性を確保することが可能となる。
【0013】
また、請求項2に係る発明は、請求項1に係る広帯域差動増幅回路において、前記電圧レベルシフト素子はダイオードであることを特徴とするものである。
【0014】
このように構成した広帯域差動増幅回路においては、前記電圧レベルシフト素子をダイオードのみで簡単に構成することが可能となる。
【0015】
【発明の実施の形態】
次に、図面を用いて、まず本発明の実施の形態の説明に先立って本発明に関連する参照例について説明する。図1は、本発明に関連する広帯域差動増幅回路の第1の参照例の概要を示す概念図である。この参照例に係る差動増幅回路は、図1に示すように、前段に配置され入力信号Vinを増幅し電流信号を出力する電圧電流変換回路1と、後段に配置され前記電圧電流変換回路1が出力する電流信号を増幅して電圧信号Vout を出力する電流電圧変換回路2と、前記電圧電流変換回路1の出力と電源電圧VREF2との間に接続された第1の負荷インピーダンス回路3と、前記電圧電流変換回路1の出力と前記電流電圧変換回路2の入力との間に接続された電圧レベルシフト回路4と、前記電圧レベルシフト回路4の入力と前記電流電圧変換回路2の出力との間に接続され、前記電圧電流変換回路1の電流を電圧に変換する第2の負荷インピーダンス回路5とで構成されている。
【0016】
このように構成されている広帯域差動増幅回路においては、入力信号は電圧電流変換回路1の入力に印加することにより電流に変換される。変換された電流は、第1の負荷インピーダンス回路3と電圧レベルシフト回路4の入力及び第2の負荷インピーダンス回路5へ夫々出力されが、前記第2の負荷インピーダンス回路5は電流電圧変換回路2の出力信号を前記電圧レベルシフト回路4の入力へ帰還させるように接続しているので、前記電圧電流変換回路1からの電流は殆ど前記第2の負荷インピーダンス回路5へ流れ、該第2の負荷インピーダンス回路5で発生する電圧が、本回路の出力電圧Vout となる。ここで電圧電流変換回路1の出力と電流電圧変換回路2の入力との間に前記電圧レベルシフト回路4を接続し、電圧レベルシフト回路4の入力である前記電圧電流変換回路1の出力電圧と、電圧レベルシフト回路4の出力である前記電流電圧変換回路2の入力電圧に電圧差を設けることにより、前記電圧電流変換回路1の入力電圧Vinの最大振幅レベルと前記電流電圧変換回路2の出力電圧Vout の最大振幅レベルを、夫々大きくすることが可能となる。
【0017】
図2は、図1に示した第1の参照例における具体的な構成例を示す図である。図2において、R1,R2は第1の負荷インピーダンス回路3を構成しており、トランジスタQ1,Q2,電流源I1,I2,及びトランジスタQ1,Q2のエミッタ帰還抵抗抵抗R7を用いて電圧電流変換回路1を構成している。また、トランジスタQ3,Q4,抵抗R3,R4,電流源I3及び、電流バッファを構成するトランジスタQ5,Q6,電流源I4,I5とで電流電圧変換回路2を構成している。また前記電圧電流変換回路1の出力と前記電流電圧変換回路2の入力との間に接続した、ダイオードD1,D2と、電流源I6,I7とで電圧レベルシフト回路4を構成している。但し、この電圧レベルシフト回路4において、電流源I6,I7は低周波領域で使用する場合は無くても構わない。また、電圧レベルシフト回路4の入力と電流電圧変換回路2の出力の間に接続した抵抗R5,R6による並列帰還抵抗で第2の負荷インピーダンス回路5を構成している。なお、図2において、VREF1は電源電圧の最低電位を、VREF2は電源電圧の最高電位を、VREF3は電圧電流変換回路1の入力バイアス電圧を示している。
【0018】
このように構成した広帯域差動増幅回路の電圧利得GainAは、主に抵抗R5,R6及び抵抗R7によって決まり、次式(1A)で示される。
GainA≒(R5+R6)/(R7) ・・・・・・・・・・・・(1A)
電圧電流変換回路1の入力電圧の最大振幅レベルVinMAXAは、次式(2A)で表され、
VinMAXA<(R7×I1)=(R7×I2) ・・・・・・・・・(2A)
入力電圧の最大振幅レベルのピーク値VinPEAKA は、次式(3A)で表され、
VinPEAKA <VREF2 −(R1×I1)=VREF2 −(R2×I2) ・・・・・・(3A)
電流電圧変換回路2の出力電圧の最大振幅レベルVoutMAXA は、次式(4A)で表され、
VoutMAXA <(R3×I3)=(R4×I3)・・・・・・・・・(4A)
但し、同時に次式(5A)を満足させる必要がある。
[VREF2−(R3×I3)]−[VREF2−(R1×I1)−VBEQ3 −VD2]≧VCEsatQ3=0.5V
・・・・・・・・ (5A)
ここでは、第2の負荷インピーダンス回路5を構成する抵抗R5,R6を流れる電流は、電流源I1,I2の電流に比べ小さいものとする。また、VBEQ3 はトランジスタQ3のベースエミッタ間電圧、VCEsatQ3はトランジスタQ3のコレクタエミッタ間飽和電圧、VD2 はダイオードD2の両端子間の電圧を示している。
【0019】
例えば、従来技術の説明と同様にR1で発生する電圧を電源電圧VREFの1/2と設定した場合、次式が成立する。
R1×I1=VCC ÷2(但し、電源電圧VCC は、VCC =VREF2−VREF1とする)
出力電圧の最大振幅レベルVoutMAXA は、式(4A),式(5A)より、
[VCC−(R3×I3)]−[VCC−(R1×I1)−VBEQ3 −VD2]−VCEsatQ3
=[VCC−(R3×I3)]−[VCC−(VCC ÷2)−VBEQ3 −VD2]−VCEsatQ3
=[VCC−(R3×I3)]−[(VCC ÷2)−VBEQ3 −VD2]−VCEsatQ3
・・・・・・・・(6A)
VoutMAXA <(R3×I3)=(VCC ÷2)+VBEQ3 +VD2 −VCEsatQ3
・・・・・・・・(7A)
となる。
【0020】
上記(7A)式と(7)式の差より、次式(8)が成立する。
(VCC ÷2)+VBEQ3 +VD2 −VCEsatQ3−[(VCC ÷2)+VBEQ3 −VCEsatQ3] =VD2
・・・・・・・・・・・・・・・・・・(8)
よって、電圧レベルシフト回路4で生じる電圧レベル(図2に示した構成例ではダイオードD1,D2の電圧)の大きさだけ、電流電圧変換回路2の最大出力電圧レベルを大きくすることが可能となる。
【0021】
また、出力電圧Vout の最大振幅レベルVoutMAXA を従来技術と同じ値に設定した場合は、電圧電流変換回路1の入力電圧Vinの最大振幅レベルのピーク値VinPEAKA は、電圧レベルシフト回路4で生じる電圧レベル(図2に示した構成例ではダイオードD1,D2の電圧)の大きさだけ、大きくすることが可能となる。
【0022】
図3は、本発明に関連する第1の参照例の他の具体的な構成例を示す図である。図3に示す構成例においては、上述の図1に示した第1の参照例における電圧レベルシフト回路4を、複数ダイオード(D1,D2,D3,D4)の直列構成にしたものである。このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に図2に示した構成例と効果は同じであるが、電圧レベルシフト回路4で生じる電圧レベルを、ダイオードの数だけ大きく設定できる。なお、この構成は、後述する第2の参照例及び本発明の実施の形態における電圧レベルシフト回路4にも適用可能である。
【0023】
図4は、本発明に関連する第1の参照例の更に他の具体的な構成例を示す図である。図4に示す構成例においては、上述の図1に示した第1の参照例における電圧レベルシフト回路4を、コレクタ・ベース間に抵抗R8を、ベース・エミッタ間に抵抗R9を接続したトランジスタQ7と、コレクタ・ベース間に抵抗R10を、ベース・エミッタ間に抵抗R11を接続したトランジスタQ8とで構成するようにしたものである。なお、この構成は、後述する第2の参照例及び本発明の実施の形態における電圧レベルシフト回路4にも適用可能である。
【0024】
このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に図2に示した構成例と効果は同じであるが、電圧レベルシフト回路4で生じる電圧レベルVSを、以下の式(9)に従い、R8とR9(R10とR11)との抵抗比により大きく設定できる。
VS= VBEQ7÷R9×R8+VBEQ7 =VBEQ8 ÷R11 ×R10 +VBEQ8 ・・・・(9)
【0025】
図5は、本発明に関連する第2の参照例の概要を示す概念図である。この第2の参照例は、図1に示した第1の参照例における第2の負荷インピーダンス回路5の接続を、電流電圧変換回路2の出力信号から電圧レベルシフト回路4の出力へ負帰還させる構成としたものである。基本的な効果は第1の参照例と同じであるが、前段の電圧電流変換回路1の出力信号と、前記の電流電圧変換回路2の出力信号との電位差が大きい場合、前記第2の負荷インピーダンス回路5に流れる電流を小さくすることができ、電圧電流変換回路1の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値VinPEAKA を大きくすることが可能となる。
【0026】
図6は、第2の参照例における具体的な構成例を示す図である。図6においては、図2に示した上述の第1の参照例の具体的な構成例における、並列帰還抵抗である抵抗R5,R6による第2の負荷インピーダンス回路5を、電流電圧変換回路2の出力と電圧レベルシフト回路4の出力側に接続した構成としたものである。このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に第1の参照例の構成例と効果は同じであるが、前段の電圧電流変換回路1の出力端と、後段の電流電圧変換回路2の出力端の電位差が大きい場合、並列帰還抵抗R5,R6に流れる電流を小さくすることができ、電圧電流変換回路1の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値VinPEAKA を、大きくすることが可能となる。
【0027】
図7は、本発明に係る広帯域差動増幅回路の実施の形態の概要を示す概念図である。図7においては、図1及び図5に示した第1及び第2の参照例における電圧電流変換回路1の出力と電源電圧VREF2 間に、電流源6を接続したものである。この電流源6の値を、電圧レベルシフト回路4に流れる電流値に設定することにより、前記電圧電流変換回路1の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値VinPEAKA を、大きくすることが可能となる。
【0028】
図8は、本実施の形態における具体的な構成例を示す図である。図8においては、図2に示した上述の第1の参照例の具体的な構成例における、電圧電流変換回路1の出力端と電源電圧VREF2 間に、電流源I8,I9を接続した構成とするものである。このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に第1の参照例の構成例と効果は同じであるが、電流源I6,I7と電流源I8,I9の値を同じにすることにより、電流源I6,I7の電流が第1の負荷インピーダンス回路3を構成する抵抗R1,R2へ流れなくなるため、電圧電流変換回路1の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値VinPEAKA を、大きくすることが可能となる。
【0029】
【発明の効果】
以上実施の形態に基づいて詳細に説明したように、本発明によれば、電圧電流変換回路の出力と電流電圧変換回路との間に上記構成よりなる電圧レベルシフト回路を接続しているので、前記電圧レベルシフト回路から前記電圧電流変換回路及び第1の負荷インピーダンスへの電流の流れ込みが抑えられ、前記電圧電流変換回路の入力信号の最大振幅レベルのピーク値V in PEAKAを大きくすること、及び前記電流電圧変換回路の出力電圧の最大振幅レベルを大きくすることを共に可能としつつ、且つ電圧レベルシフト素子の一端に第1の電流源をその他端に第2の電流源を接続することで電圧レベルシフト回路の入力側における寄生容量の影響が抑えられ、更なる高周波信号領域においても良好な特性を確保することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明に係る広帯域差動増幅回路に関連する第1の参照例を示す概念図である。
【図2】 図1に示した第1の参照例の具体的な構成例を示す回路構成図である。
【図3】 図1に示した第1の参照例の具体的な他の構成例を示す回路構成図である。
【図4】 図1に示した第1の参照例の具体的な更に他の構成例を示す回路構成図である。
【図5】 本発明に関連する第2の参照例を示す概念図である。
【図6】 図5に示した第2の参照例の具体的な構成例を示す回路構成図である。
【図7】 本発明に係る広帯域差動増幅回路の実施の形態を示す概念図である。
【図8】 図7に示した本発明の実施の形態の具体的な構成例を示す回路構成図である。
【図9】 従来の広帯域差動増幅回路の構成例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
1 電圧電流変換回路
2 電流電圧変換回路
3 第1の負荷インピーダンス回路
4 電圧レベルシフト回路
5 第2の負荷インピーダンス回路
6 電流源
Claims (2)
- 差動入力端に入力された一対の入力信号を増幅し、差動出力端から出力する広帯域差動増幅回路であって、
前記一対の入力信号の差分に応じ、各前記入力信号を対応する一対の電流信号に変換して出力する電圧電流変換回路と、
前記電圧電流変換回路の各出力と第1の電源との間に接続された第1の負荷インピーダンスと、
前記電圧電流変換回路の各出力と前記第1の負荷インピーダンスとの各接続点に接続された一対の第1の入力端の各々に一端が接続され他端が一対の第1の出力端の各々に接続されて各前記第1の入力端の電圧レベルに対して各前記第1の出力端の電圧レベルをシフトさせる一対の電圧レベルシフト素子、前記第1の電源に一端が接続され他端が前記電圧レベルシフト素子の一端に接続された一対の第1の電流源、及び第2の電源に一端が接続され他端が前記電圧レベルシフト素子の他端に接続された一対の第2の電流源よりなる電圧レベルシフト回路と、
一対の第2の入力端と前記差動出力端の各々に接続された一対の第2の出力端とを有し、各前記第2の入力端は各前記第1の出力端に接続され、前記電圧レベルシフト回路を介して各前記第2の入力端に入力される前記電流信号を増幅し、前記第1の電源の電圧レベルと各前記第2の入力端の電圧レベルとの差分電圧レベルに基づき、前記増幅された電流信号を対応する電圧信号に変換して各第2の出力端より出力する電流電圧変換回路と、
前記電圧電流変換回路の各出力と前記第1の負荷インピーダンスとの各接続点に一端が接続され他端が各前記第2の出力端に接続された一対の第2の負荷インピーダンスとを有する広帯域差動増幅回路。 - 前記電圧レベルシフト素子はダイオードであることを特徴とする請求項1に係る広帯域差動増幅回路。
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