JP2005509347A - 歪補償を持つ電力増幅器 - Google Patents

Abstract

本発明は、第１フロントエンド増幅器段（４）及び第１バックエンド増幅器段（５）を有する第１増幅器（２）と、第２フロントエンド増幅器段（６）及び第２バックエンド増幅器段（７）を有する第２増幅器（３）とを有する電力増幅器モジュールに関し、前記第１増幅器及び前記第２増幅器が、負荷に対するフィードバックを持つブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）構成に配置され、前記電力増幅器モジュールは、前記第１及び第２バックエンド増幅器段が、原点に対して点対称な伝達関数を持ち、前記第１バックエンド増幅器段の入力電流i1が、前記第２バックエンド増幅器段の入力電流i2と実質的に等しいことを特徴とする。

Description

本発明は、電力増幅器モジュールに関し、特に、オーディオ又は高周波電力増幅器に関し、特に、増幅器段の歪の減少に関する。

ほとんどのオーディオ増幅器において、歪は、主に非線形クラスＡＢ又はＢバイアス素子から生じる。一般に、バックエンド電力増幅器段が、クラスＡＢ又はＢモードで動作する。

ローカルなフィードバックが、入出力伝達特性の非線形性を最小化するために使用されることができる。更に全体的な線形性を向上するために、利得安定性条件を達成するために使用される全体的な負のフィードバックの技法を使用することが既知である。

フィードフォワードも使用され、米国特許出願公開公報4,379,994は、フィードフォワード回路及び他の増幅器に基づいて、増幅器の幾つかの特性に対して補正するためにエラー生成装置を含めることを提案することに注意すべきである。しかしながら、関連したエラーは、典型的な補償ネットワークがエラー生成器として十分であるような全体のノイズ及び歪成分であり、素子自体の内在する内部の非線形性ではない。

米国特許出願公開公報4,549,146は、電子回路の非線形性に対して補償するシステム及び方法を示す。

信号から生じる個別のアクティブ素子のパラメータ変化と、オーディオ増幅器のような回路の電力供給変化とにより複雑な多周波に導入される歪効果は、前記アクティブ素子のレプリカの使用及び同等な歪を組み込むフィードバック信号の生成によって補償される。比較的歪まされていない入力信号を受信する差動増幅器におけるフィードバック信号の高利得増幅器により、比較信号が、歪成分を含んで得られる。前記比較信号は、導入された歪を相殺することでパラメータ変化に従う回路を含むフィードフォワード経路において使用される。

文献は、更に、ある種のフィードフォワード歪補償を持つ電力増幅器を示す。このような電極増幅器は、“Feedforward Amplifiers Incorporate Parallel Output Summing”,
Danyuk, IEEE transactions on Circuits and Systems I, Vol.41, No.12, Dec. 1994, “Design and Construction of a Feedforward Error-Correction Amplifier”, Takahashi, J. Audio Eng. Soc. Col. 29, No.1/2, Jan/Feb 1981, “Feedforward Error Correction in Power Amplifiers”, Vanderkooy, J. Audio Eng. Soc. Vol.28, No.1/2, Jan./Feb. 1980から既知である。

フィードフォワード歪補償を持つ提案された電力増幅器の共通の不利点は、補償に要する回路の量である。

他の共通の不利点は、前記補償が１種類の負荷のみに対して正確な点である。しかし、例えばオーディオ増幅器について、これらの増幅器が、（単一のチップが、幅広い市場範囲を網羅することができるように）幅広い負荷に対して使用されることができることは重要である。

本発明の目的は、先行技術により特徴付けられる不利点を克服する改善された電力増幅モジュールを提供することである。

本発明の内在する問題の解決は、独立請求項に記載される特徴を応用することにより与えられる。本発明の好ましい実施例は、従属請求項で与えられる。

本発明は、ブリッジ接続負荷（Bridge Tied Load）構成の反対側の出力が、如何なる時でも実質的に同じ電流を導通するという事実を使用する場合に、歪補償を特徴とする電力増幅器モジュールを提供する点で有利である。換言すると、バックエンド増幅器段の制御入力、即ちＭＯＳ電力トランジスタの場合にはゲートが、同じ制御量を必要とする。

更に、本発明は、特に、Philips SemiconductorsのＡＢＣＤプロセスのようなＢｉＭｏｓプロセスに応用可能である。このようなプロセスにおいて、ＭＯＳＴ電力トランジスタの低いＲｄｓＯｎの熱力学的ロバストネスは、小さなバイポーラトランジスタの高い相互コンダクタンス及び低ノイズと共に利用されることができる。

本発明の好ましい実施例によると、第１及び第２増幅器は、負荷に対してフィードバックを持つブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）構成に配置される。前記増幅器のバックエンド段は、原点に対して点対称な伝達関数を有する。点対称は、前記バックエンド段の出力の１つを上げるために、同じ出力を同じ量だけ下げるために引き出される必要があるであろう電流と正確に同一の入力電流を必要とするであろうことを意味する。

本発明の意味での点対称に関して、前記バックエンド増幅器の一方の前記伝達関数の第１象限が、他方のバックエンド増幅器段の第４象限と同一であり、逆もまた同様であることで十分である。完全な点対称は、従って、必要条件ではない。

本発明の更に他の好ましい実施例によると、ミラーリング（Millering）が、良い安定性を得るために前記バックエンド段に適用される。前記バックエンド増幅器段内のミラー段（Miller stage）は、電力段と一緒に非線形積分器を形成する。

本発明の更に他の好ましい実施例によると、２つのシングルエンド増幅器が、ブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）構成に配置される。再び、前記バックエンド段の伝達関数は、原点に対して点対称である。前記バックエンド増幅器段の一方の出力電流は、増幅器により２倍にされる。前記２倍にされた出力電流は、入力電流として他方のバックエンド増幅器段に供給される。この実施例において、前記増幅器は、入力信号電流により差動的に駆動される。

本発明は、クラスＡＢ又はＢモードにおける電流増幅により生じる非線形歪を減少させる点で特に有利である。これは、最小の追加回路のみを追加することにより達成される。これは、コスト効率の高い実施の更に他の利点を持つ。

付加的に、本発明は、両方の出力ノードの間にかけられた負荷にかかわらず、正確な補償を提供する。前記負荷が、抵抗性、誘導負荷、若しくはこれらの組み合わせであろうが、又は更に時間若しくは温度によって変化しようが、エラー補償機構の精度は、これに影響されない。先行技術において提案された方法の何れも、この利点を共有しない。更に、従来の増幅器設計は、前記バックエンド段の伝達関数が、本発明の意味で点対称であるという条件で再使用されることができる。

本発明による電力増幅器モジュールの応用例は、電源から給電される応用例、例えばテレビサウンド、ＰＣオーディオ、ポータブルオーディオ、カーオーディオシステム、及び他の全ての種類のオーディオ及びサウンドシステムを含む。しかしながら、本発明は、オーディオ信号の増幅の分野に制限されず、同様に他の種類の信号に対して使用されることができる。例えば、本発明は、高周波の応用分野に対して使用されることができる。

以下に、本発明の好ましい実施例が、図面を参照することにより、より詳細に記述される。

図１は、本発明による増幅器モジュール１の実施例を示す。ここで増幅器１と見なされる好ましい実施例は、単一の集積回路チップ上に実施された集積回路である。

増幅器モジュール１は、増幅器２と増幅器３とを有する。増幅器２は、フロントエンド増幅器段４と、バックエンド増幅器段５とを有する。同様に、増幅器３は、フロントエンド増幅器段６と、バックエンド増幅器段７とを有する。

フロントエンド増幅器段４は、非反転入力端子８と、反転入力端子９とを有する。非反転入力端子８は、標準的には電力供給電圧の半分の値を持つ基準電圧Hvpを印加する。非反転入力端子８と反転入力端子９との間の電圧は、エラー電圧Verr1である。

図１に描かれるフロントエンド増幅器段４は、相互コンダクタンスGmを有する演算相互コンダクタンス増幅器と、電圧制御電流源１０とにより形成される。

電圧制御電流源１０は、バックエンド増幅器段５の入力端子１２に接続された出力端子１１を有する。

更に、電圧制御電流源１０は、出力端子１３を有する。

バックエンド増幅器段５は、出力端子１４を有する。出力端子１４は、抵抗器１５−Rfbによって増幅器２の前記反転入力端子に接続される。

増幅器３は、それぞれ増幅器２の非反転入力端子８及び反転入力９に対応する非反転入力端子１６及び反転入力端子１７を有する。増幅器３のフロントエンド増幅器段６も、Gmの相互コンダクタンスを持つ演算相互コンダクタンス増幅器及び電圧制御電流源１８として形成される。電圧制御電流源１８は、バックエンド増幅器段７の入力端子２０に接続された出力端子１９を有する。

更に、電圧制御電流源１８は、アースに接続された入力端子２１を有する。

出力端子１９と入力端子２０との間の電流サミングノード３２は、ワイヤ２３によって増幅器２の電流制御電流源１０の出力端子１３に接続される。

バックエンド増幅器段７は、抵抗器２５−Rfbによって増幅器３の反転入力端子１７に結合された出力部２４を有する。

電流源２６は、非反転入力端子１６と反転入力端子１７との間に加えられ、信号電流Iinを供給する。信号電流Iinは、増幅器モジュール１により増幅されるべき信号を表す。更に、非反転入力端子１６は、増幅器２の反転入力端子９に接続される。このように負荷に対するフィードバックを持つブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）構成が作られる。前記負荷は、出力端子１４と２４との間、即ちVout1とVout2との間に接続されるべきである。

バックエンド増幅器段５及びバックエンド増幅器段７は、両方とも、前記電力段と組み合わせて1/(sC)により表される非線形積分器を形成するミラー段を有する。

バックエンド増幅器段５及びバックエンド増幅器段７は、原点に対して点対称な伝達関数を持つことに注意すべきである。点対称とは、ここでは以下のことを意味する。即ち、出力を上げることは、同じ出力を同じ量だけ下げるために引き出される電流と正確に同じ電流を加える必要があると仮定する。更に、Vout1とVout2との間に負荷があると仮定される。キルヒホフの電流法則によると、増幅器２の出力は、増幅器３の出力が必要とするのと正確に同量の電流をソースにつぎ込まなくてはならないであろうし、逆もまた同様であり、これにより前記バックエンド段のクラスＡＢ又はＢ動作が、仮定される。更に、増幅器２及び３は両方とも同一であり、積分器−電力段バックエンド増幅器段５及び７は、所要の点対称性を持つと仮定される。

動作中に、上側バックエンド増幅器段５に送られる電流i1は、下側バックエンド増幅器段７に送られる電流i2と等しい形状であるが、符号が逆である。もし上側増幅器２の相互コンダクタンス（１０）が、出力電流の符号反転コピーを下側バックエンド増幅器段７に加えるならば、後者は、上側増幅器２と等しい歪を持つ出力信号を与えるのに必要な電流を正確に得る。従って、もし増幅器（３）の相互コンダクタンス（１８）が、電流を生じる必要がないならば（例えば、Gmが０、即ちフィードバック無しが選ばれるならば）、増幅器３の歪は、増幅器２の歪と等しいだろう。負荷に対するフィードバックが使用されているので（即ち、増幅器３のループ利得が０より大きい）、増幅器３の結果として生じる歪は、このループ利得により減少される。

差動出力信号Vout1-Vout2に対して、増幅器３の歪のみが、関連する（増幅器２の歪は、Vout1及びVout2の両方に対して共通なモードである）。従って、上述された機構のために、もし増幅器２及び増幅器３が同一であるならば、前記バックエンドからの非線形歪は、前記ループ利得の２乗で減少される（これは、如何なる周波数においても両方の増幅器に対して同じである）。歪補償を持たない従来の増幅器に対して、歪は前記ループ利得のみにより減少されるであろうことに注意する。しかし、前記歪補償機構が動作するためには、フロントエンド６のGmをフロントエンド４のGmと等しく選択する必要がないことに注意する。

この応用例において、増幅器３は、増幅器２を共通モード基準として使用する。従って、増幅器３のループは、理想的には、増幅器２のループを“見ない”。この理由のため、増幅器２の前記ループから得られ、増幅器３に送られる電流は、フィードフォワード制御量として見られることができる。

実際的な実施において、バックエンド増幅器段５及び７は、通常、ある種のアース基準ローカルフィードバックを持つ。

この理由で、両方の増幅器の前記ループは、両方とも互いに“見る”ことができるだろう（特に非常に低いオーム負荷において）。結果として、前記補償電流は、あまりフィードフォワード特性を持たない。結果として、高周波ポールは、前記補償電流が加えられるので、やや複雑になるだろう。これを防ぐために、前記補償電流は、８０ｋＨｚローパスフィルタによりフィルタリングされる。オーディオ周波数帯域において、前記補償は、等しく効果的なままである。

図２は、本発明の代替応用例のブロック図を示す。図１の同様な要素に対応する図２の要素は、同じ参照番号により示される。

図１の回路構成と対照的に、図２の増幅器２及び３は、負荷に対するフィードバックを持たないブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）構成に配置されたシングルエンド増幅器である。これは、それぞれ増幅器２と増幅器３との反転入力端子９と反転入力端子１７との間に電流源２６を接続することにより達成される。基準電圧Hvpが、それぞれ増幅器２及び３の非反転入力端子８及び１６に印加される。

更に、電流増幅器２７が、ワイヤ２３に存在する。電流増幅器２７は、電流サミングノード３２に２倍の電流2*i1を供給する。このように、補償電流は、２倍に増幅される。結果として、増幅器３は、１００％過度に補償される。

結果として、増幅器３の残差は、増幅器２の残差と同一になる。歪は、従って、共通モードになる。従って、一次において、差動的に前記歪が除去される。従って、増幅器２及び３のフィードバックループは両方とも、大幅に減少された歪で開始する。事実、減少機構は、図１を参照して説明された前記機構と非常に似ている。

再び、もし両方の増幅器が同等であれば、前記負荷を越えて感知可能であるバックエンドの非線形歪の一部は、増幅器２及び３のそれぞれのループ利得の２乗だけ減少されることができる。再び、従来の増幅器（即ち、ワイヤ２３及び電流増幅器２７を持たない）に対して、前記バックエンドの非線形歪は、前記ループ利得のみにより減少されたであろうことに注意する。

代替応用例において、電流源２６は、取り外され、増幅器２及び３は、独立なチャネルに対して使用される。この場合に、前記負荷は、対応する前記出力端子とアースとの間に接続される。このように、様々な応用例に対する付加的な順応性が与えられる。もちろん、この場合、電流増幅器２７の電流増幅率はゼロにスイッチされ、両方のチャネルの間のクロストークを防ぐ。

図３は、それぞれバックエンド増幅器段５及び７の好ましい実施例の回路図を示す。キャパシタCm1は、前記バックエンド増幅器段の入力端子に接続される。キャパシタCm1の他の端子は、電力トランジスタM2のゲートに接続される。更に、トランジスタM3のゲートは、入力端子１２（増幅器２の場合について。もし増幅器３が考慮される場合には２０）に接続される。電流源２８は、トランジスタM2の前記ゲート及びトランジスタM3のドレインに結合される。トランジスタM3のソースは、電流シンク２９に結合される。電流源２８は、電流Iを供給し、電流シンク２９は、電流I+2xIqをつぎ込む。

更に、トランジスタM3の前記ゲートは、トランジスタM4のドレインに接続される。トランジスタM4のゲートは、基準電圧Vrefに接続される。トランジスタM4のソースは、キャパシタCm2に接続される。トランジスタM4は、ミラーキャパシタCm2をカスコード接続する。

キャパシタCm2は、電力トランジスタM2のソース及び電力トランジスタM1のドレインに接続される。このポテンシャルにおいて、出力電圧Voutが供給される。

更に、バックエンドモジュールは、クランプ部３０及び３１を有する。静止電流制御は、クランプ部３０及び３１を使用することにより実施される。電流Iqは、ミラーＭＯＳトランジスタM2bに送られる。このように得られたクランプ電圧は、クランプトランジスタT1及びT3を介してM2の前記ゲートに印加される。これらのトランジスタに対してＮＰＮ型を使用することは、前記クランプ電圧のエラーを低く保ち、これは、正確な静止電流を得ることができるために重要であり、静止状態において、M2及びM1は、弱い反転で動作する傾向がある。

静止状態の間、前記負荷の電圧低下はない。従って、電流は前記増幅器を出ない。結果として、M1及びM2を通る電流は、等しくなければならず、従って、Vgs電圧も同様である。これは、T1及びT2を通る等しいクランプ電流を結果として生じる。

キルヒホフの電流法則によると、T1、T2、T3、T4、M1b及びM2bは、全てIqに等しい電流を導通するだろう。従って、M1及びM2を通る静止電流は、それぞれIq掛けるM1bとM1との間の面積の比、及びIq掛けるM2bとM2との間の面積の比になる。

図３に描かれた回路は、バックエンド増幅器段５及びバックエンド増幅器７の両方に対して使用されることができる（図１及び図２を参照）。この回路は、電圧伝達に対する（動的）点対称電流、及び正確な静止電流制御を特徴とする。

本発明の第１実施例の概略的な回路図である。 本発明の第２実施例の概略的な回路図である。 図１及び２の実施例で用いるバックエンド増幅器段の実施例の概略的な回路図である。

符号の説明

１：増幅器モジュール
２：増幅器
３：増幅器
４：フロントエンド増幅器段
５：バックエンド増幅器段
６：フロントエンド増幅器段
７：バックエンド増幅器段
８：非反転入力端子
９：反転入力端子
１０：電圧制御電流源
１１：出力端子
１２：入力端子
１３：出力端子
１４：出力端子
１５：抵抗器
１６：非反転入力端子
１７：反転入力端子
１８：電圧制御電流源
１９：出力端子
２０：入力端子
２１：入力端子
２２：ノード
２３：ワイヤ
２４：出力部
２５：抵抗器
２６：電流源
２７：増幅器
２８：電流源
２９：電流シンク
３０：クランプ部
３１：クランプ部
３２：電流サミングノード

Claims (10)

1. 第１フロントエンド増幅器段及び第１バックエンド増幅器段を有する第１増幅器と、第２フロントエンド増幅器段及び第２バックエンド増幅器段を有する第２増幅器とを有する電力増幅器モジュールであり、前記第１増幅器及び前記第２増幅器が、負荷に対するフィードバックを持つブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）構成に配置される電力増幅器モジュールであって、
   前記第１及び第２バックエンド増幅器段が、原点に対して点対称な伝達関数を持ち、
   前記第１バックエンド増幅器段の入力電流が、前記第２バックエンド増幅器段の入力電流と実質的に等しい、
   ことを特徴とする電力増幅器モジュール。
2. 少なくとも前記第１フロントエンド増幅器段が、電圧制御電流源と、前記第１バックエンド増幅器段に前記入力電流を供給する前記電圧制御電流源の出力端子と、前記第２バックエンド増幅器段の入力端子に接続された前記電圧制御電流源の出力端子とを有する、請求項１に記載の電力増幅器モジュール。
3. 前記フロントエンド増幅器段の非反転入力端子が、電力供給電圧に接続されるように構成される、請求項１又は２に記載の電力増幅器モジュール。
4. 前記第２フロントエンド増幅器段の前記非反転入力端子及び反転入力端子に入力信号電流を供給する入力装置を有する、請求項１、２又は３の一項に記載の電力増幅器モジュール。
5. 第１フロントエンド増幅器段及び第１バックエンド増幅器段を有する第１シングルエンド増幅器と、第２フロントエンド増幅器段及び第２バックエンド増幅器段を有する第２シングルエンド増幅器とを有する電力増幅器モジュールであり、前記第１増幅器及び前記第２増幅器が、ブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）構成に配置される電力増幅器モジュールであって、
   前記第１及び第２バックエンド増幅器段が、原点に対して点対称な伝達関数を持ち、
   前記第１バックエンド増幅器段の入力電流が、前記第２バックエンド増幅器段の２倍の反転入力電流と実質的に等しい、
   ことを特徴とする電力増幅器モジュール。
6. 前記第１フロントエンド増幅器段が、電圧制御電流源を有し、前記電圧制御電流源が、前記第１バックエンド増幅器段の入力端子に接続された出力端子と、前記第２バックエンド増幅器段の２倍の反転入力電流を供給する増幅器に接続された出力端子とを有する、請求項５に記載の電力増幅器モジュール。
7. 前記第１及び前記第２シングルエンド増幅器が、差動的に駆動されるように構成される、請求項５又は６に記載の電力増幅器モジュール。
8. 前記第１及び前記第２バックエンド増幅器段が、実質的に同一の回路によって実施される、前述の請求項１乃至７の何れか一項に記載の電力増幅器モジュール。
9. 前記第１及び前記第２バックエンド増幅器段が、それぞれカスコード接続された出力キャパシタを有する、前述の請求項１乃至８の何れか一項に記載の電力増幅器モジュール。
10. ＣＤプレーヤ、ＤＶＤプレーヤ、テレビ受像機、カーラジオ又は他のオーディオシステムのようなオーディオシステムであって、オーディオ信号の電力増幅の目的で前述の請求項１乃至９の何れか一項に記載の電力増幅器モジュールを有するオーディオシステム。

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