JP5433615B2 - 音響用プッシュプル増幅装置 - Google Patents

Description

本発明は、音響用プッシュプル増幅装置に関し、半導体素子を用いた音響用プッシュプル増幅装置の特性改善に関する。

チューナ、ＣＤプレーヤ、携帯メディアプレーヤ等から出力された音響信号を増幅する装置が広く用いられている。このような増幅装置には、それぞれに半導体素子が用いられた複数段の増幅回路を備え、最終段回路から初段回路に至る負帰還経路が設けられたものがある。負帰還経路が設けられた増幅装置では、増幅率（利得）が減少するものの、広い周波数帯域に亘って増幅率が平坦化されると共に、出力信号の歪が低減される。なお、以下の特許文献１には、最終段回路から初段回路に負帰還経路が設けられた増幅装置が記載されている。

特開平６−２７６０３７号公報

負帰還経路が設けられた増幅装置については、負荷が純抵抗であるという条件の下、増幅対象の信号が単一周波数の正弦波信号である場合に上記のような利点が得られることが立証されている。しかしながら、増幅装置の負荷は常に純抵抗であるとは限らない。また、音響信号は、連続的な周波数スペクトラムを有し、各周波数成分の大きさが常時変化する信号である。したがって、負帰還経路が設けられた増幅装置の利点が常に得られるとは限らない。

また、人間の聴覚によって感じられる音質は、増幅率の平坦化や、出力信号の歪の低減のみによって改善することは困難である。さらには、負帰還経路を用いることで、聴覚によって感じられる音質に弊害が生じることがある。例えば、負帰還経路を用いた場合には、負帰還経路を用いない場合よりも、聴覚によって感じられる音質が劣化することが多くのユーザの間で認識されている。

本発明は、このような課題に対してなされたものである。すなわち、負帰還経路を設けずに音響特性を向上させた音響用増幅装置を提供することを目的とする。

本発明は、互いに相補的な電気的特性を有する第１増幅部および第２増幅部を備える、音響用プッシュプル増幅装置において、前記第１増幅部および前記第２増幅部のそれぞれは、第１電極、第２電極、および制御電極を有し、前記制御電極に与えられた信号に応じて前記第１電極と前記第２電極との間に流れる電流が制御される半導体素子と、信号入力端子と電圧基準端子との間に設けられ、直列接続された第１入力抵抗器および第２入力抵抗器と、前記第１入力抵抗器と前記第２入力抵抗器との接続点の電圧と前記第２電極の電圧との関係を一定に保持すると共に、当該接続点の信号を前記制御電極に与える電圧保持回路と、前記第２電極と接地導体との間に設けられる出力電流決定抵抗器と、接地導体との間に出力抵抗器が接続される信号出力端子と、前記電圧基準端子から前記第１電極に第１の電流を流すと共に、前記電圧基準端子から前記出力抵抗器を経て接地導体に至る経路に当該第１の電流に応じた第２の電流を流すカレントミラー回路と、を備え、前記第１増幅部が備える前記電圧基準端子および前記第２増幅部が備える前記電圧基準端子には、互いに極性の異なる直流電圧が接地導体との間に印加され、前記第１増幅部および前記第２増幅部のそれぞれの前記信号入力端子は共通に接続され、前記第１増幅部および前記第２増幅部のそれぞれの前記信号出力端子は共通に接続されている、ことを特徴とする。さらに、本発明に係る音響用プッシュプル増幅装置においては、前記第１増幅部が備える前記電圧基準端子と前記信号出力端子との間に設けられる出力安定用カレントミラー回路と、前記第２増幅部が備える前記電圧基準端子と前記信号出力端子との間に設けられる直流定電流源と、前記出力安定用カレントミラー回路に接続され、前記信号出力端子の電位と基準電位との差異に応じた電流を前記カレントミラー回路に流す比較回路と、を備え、前記出力安定用カレントミラー回路は、前記比較回路の動作によって前記出力安定用カレントミラー回路に流れる電流に応じた電流を、前記信号出力端子に至る経路に流すことを特徴とする。

本発明においては、半導体素子として、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）等を用いることができる。バイポーラトランジスタを用いた場合、第１電極、第２電極および制御電極は、それぞれ、コレクタ電極、エミッタ電極およびベース電極である。また、ＦＥＴを用いた場合、第１電極、第２電極および制御電極は、それぞれ、ドレイン電極、ソース電極およびゲート電極である。また、半導体素子として、第１電極、第２電極、および制御電極を備え、前記制御電極に与えられた信号に応じて前記第１電極と前記第２電極との間を流れる電流が変化するレギュレータ素子を用いてもよい。

本発明によれば、負帰還経路を設けずに音響特性を向上させた音響用増幅装置を実現することができる。

本発明に係る音響用プッシュプル増幅装置の構成を示す図である。 本発明の応用例に係る電圧安定化・音響用プッシュプル増幅装置の構成を示す図である。 多電流型カレントミラー回路の構成を示す図である。

図１に本発明の実施形態に係る音響用プッシュプル増幅装置の構成を示す。音響用プッシュプル増幅装置は、互いに相補的な電気的特性を有し、信号入力端子ＴＩおよび信号出力端子ＴＯを共有する正電源増幅部１４および負電源増幅部１４Ｎを備える。

信号源１０の一端は接地導体に接続され、他端は結合コンデンサ１２を介して信号入力端子ＴＩに接続されている。この信号源１０は、チューナ、ＣＤプレーヤ、携帯メディアプレーヤ等に相当する。信号源１０は、結合コンデンサ１２を介して信号入力端子ＴＩに音響信号を出力する。音響用プッシュプル増幅装置は信号入力端子ＴＩに入力された音響信号を増幅し、増幅された音響信号を信号出力端子ＴＯに出力する。信号出力端子ＴＯと接地導体との間には、スピーカを駆動する電力増幅装置、イヤホン等の音響機器が接続される。信号出力端子ＴＯに接続された音響機器は、増幅された音響信号に基づく音声の再生等を行う。

正電源増幅部１４の構成について説明する。正電源端子２４と信号入力端子ＴＩとの間には、直列接続された第１入力抵抗器Ｒａおよび第２入力抵抗器Ｒｂが接続されている。第１入力抵抗器Ｒａと第２入力抵抗器Ｒｂとの接続点ＣＰは、差動増幅器１６の正相端子に接続されている。差動増幅器１６の出力端子は、ＮＰＮ型トランジスタ１８のベース電極に接続されている。差動増幅器１６の逆相端子は、ＮＰＮ型トランジスタ１８のエミッタ電極に接続されている。ＮＰＮ型トランジスタ１８のエミッタ電極と接地導体との間には、出力電流決定抵抗器Ｒｅが接続されている。正電源端子２４、ＮＰＮ型トランジスタ１８のコレクタ電極および信号出力端子ＴＯには、カレントミラー回路２０が接続されている。信号出力端子ＴＯと接地導体との間には出力抵抗器ＲＬが接続されている。正電源端子２４と接地導体との間には、正電源端子２４側が正極となるよう直流電圧源２２が接続されている。これによって、正電源端子２４と接地導体との間には、直流電圧源２２によって正の直流電圧Ｅが印加される。

正電源増幅部１４のバイアス電圧およびバイアス電流について説明する。正電源増幅部１４と負電源増幅部１４Ｎとを互いに相補的な電気的特性を有するものとした場合、信号入力端子ＴＩのバイアス電位は０となる。そして、差動増幅器１６の正相端子に流れる電流は、第１入力抵抗器Ｒａおよび第２入力抵抗器Ｒｂのそれぞれに流れる電流に対し微小である。そのため、差動増幅器１６の正相端子のバイアス電圧ＶＩは、次の（数１）のように表される。
（数１）ＶＩ＝Ｅ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）

また、差動増幅器１６の正相端子の電圧と逆相端子の電圧とは等しいものとして扱ってよい。そのため、出力電流決定抵抗器Ｒｅに流れるバイアス電流Ｉｅは、次の（数２）に表されるように、電圧ＶＩを出力電流決定抵抗器Ｒｅの抵抗値で除した値となる。
（数２）Ｉｅ＝ＶＩ／Ｒｅ＝Ｅ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｅ

ＮＰＮ型トランジスタ１８のベース電極からエミッタ電極へと流れる電流は、バイアス電流Ｉｅに対して微小であるため、カレントミラー回路２０からＮＰＮ型トランジスタ１８のコレクタ電極に流れるバイアス電流Ｉｃは、
（数３）Ｉｃ＝Ｉｅ
となる。

カレントミラー回路２０は、正電源端子２４からＮＰＮ型トランジスタ１８のコレクタ電極に流れる電流と等しいバイアス電流ＩＬを、正電源端子２４から出力抵抗器ＲＬを経て接地導体に至る経路に流す。このバイアス電流ＩＬは、次の（数４）のように表される。
（数４）ＩＬ＝Ｉｃ＝Ｉｅ＝Ｅ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｅ

次に、負電源増幅部１４Ｎの構成について説明する。負電源増幅部１４Ｎは、信号入力端子ＴＩ、信号出力端子ＴＯ、出力抵抗器ＲＬおよび接地導体を正電源増幅部１４と共有し、バイアス電圧およびバイアス電流の極性を正電源増幅部１４のバイアス電圧およびバイアス電流の極性に対し逆にしたものである。正電源増幅部１４にＮＰＮ型トランジスタ１８を用いるのに対し、負電源増幅部１４ＮにはＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎを用いる。負電源増幅部１４Ｎに含まれるデバイスについては、正電源増幅部１４に含まれる相補的な関係にあるデバイスに付された符号の末尾に「Ｎ」を付する。

負電源端子２４Ｎと信号入力端子ＴＩとの間には、直列接続された第１入力抵抗器ＲａＮおよび第２入力抵抗器ＲｂＮが接続されている。第１入力抵抗器ＲａＮと第２入力抵抗器ＲｂＮとの接続点ＣＮは、差動増幅器１６Ｎの正相端子に接続されている。差動増幅器１６Ｎの出力端子は、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのベース電極に接続されている。差動増幅器１６Ｎの逆相端子は、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極に接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極と接地導体との間には、出力電流決定抵抗器ＲｅＮが接続されている。負電源端子２４Ｎ、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのコレクタ電極および信号出力端子ＴＯには、カレントミラー回路２０Ｎが接続されている。信号出力端子ＴＯと接地導体との間には出力抵抗器ＲＬが接続されている。負電源端子２４Ｎと接地導体との間には、負電源端子２４Ｎ側が負極となるよう直流電圧源２２Ｎが接続されている。これによって、負電源端子２４Ｎと接地導体との間には、直流電圧源２２Ｎによって負の直流電圧−Ｅが印加される。

ここでは負電源増幅部１４Ｎが備える第１入力抵抗器ＲａＮ、第２入力抵抗器ＲｂＮおよび出力電流決定抵抗器ＲｅＮは、それぞれ、正電源増幅部１４が備える第１入力抵抗器Ｒａ、第２入力抵抗器Ｒｂおよび出力電流決定抵抗器Ｒｅと同一の抵抗値を有するものとする。また、差動増幅器１６と差動増幅器１６Ｎ、カレントミラー回路２０とカレントミラー回路２０Ｎ、そして、ＮＰＮ型トランジスタ１８とＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎとは、互いに相補的な電気的特性を有するものとする。正電源増幅部１４と同様、差動増幅器１６Ｎの正相端子のバイアス電圧ＶＩＮは、次の（数５）のように表される。
（数５）ＶＩＮ＝−Ｅ・ＲｂＮ／（ＲａＮ＋ＲｂＮ）

また、差動増幅器１６Ｎの正相端子の電圧と逆相端子の電圧とは等しいものとして扱ってよい。そのため、出力電流決定抵抗器ＲｅＮに流れるバイアス電流ＩｅＮは、次の（数６）に表されるように、電圧ＶＩＮを出力電流決定抵抗器ＲｅＮの抵抗値で除した値となる。ただし、接地導体からＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極に向かう電流の極性を正としている。
（数６）ＩｅＮ＝−ＶＩＮ／ＲｅＮ
＝Ｅ・ＲｂＮ／（ＲａＮ＋ＲｂＮ）／ＲｅＮ

ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極からベース電極へと流れる電流は、バイアス電流ＩｅＮに対して微小であるため、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのコレクタ電極からカレントミラー回路２０Ｎに流れるバイアス電流ＩｃＮは、
（数７）ＩｃＮ＝ＩｅＮ
となる。

カレントミラー回路２０Ｎは、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのコレクタ電極から負電源端子２４Ｎに流れる電流と等しいバイアス電流ＩＬＮを、接地導体から出力抵抗器ＲＬおよびカレントミラー回路２０Ｎを経て負電源端子２４Ｎに至る経路に流す。このバイアス電流ＩＬＮは、次の（数８）のように表される。
（数８）ＩＬＮ＝ＩｃＮ
＝ＩｅＮ＝Ｅ・ＲｂＮ／（ＲａＮ＋ＲｂＮ）／ＲｅＮ

このように、正電源増幅部１４および負電源増幅部１４Ｎが相補的な電気的特性を有するという条件の下、負電源増幅部１４Ｎによって出力抵抗器ＲＬに流れるバイアス電流ＩＬＮは、正電源増幅部１４によって出力抵抗器ＲＬに流れるバイアス電流ＩＬと同一の大きさであり、バイアス電流ＩＬに対し逆向きの電流となる。これによって、信号出力端子ＴＯのバイアス電位を０にすることができる。

本実施形態においては、Ｒａ＝ＲａＮ、およびＲｂ＝ＲｂＮが成立するため、信号入力端子ＴＩのバイアス電位は理論的には０となる。しかしながら、第１入力抵抗器ＲａおよびＲａＮ、ならびに、第２入力抵抗器ＲｂおよびＲｂＮの実際の抵抗値にはばらつきが生じ、信号入力端子ＴＩのバイアス電位は厳密には０とならないことがある。そこで、信号源１０と信号入力端子ＴＩとの間には結合コンデンサ１２を接続することが好ましい。なお、実際の抵抗値のばらつきが十分小さいものであり、信号入力端子ＴＩのバイアス電位の０からのずれが十分小さい場合には、結合コンデンサ１２を用いずに信号源１０と信号入力端子ＴＩとを直接接続することができる。

さらに、差動増幅器１６および１６Ｎ、カレントミラー回路２０および２０Ｎ、そして、ＮＰＮ型トランジスタ１８およびＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎを互いに相補的な電気的特性とすることで、正電源増幅部１４および負電源増幅部１４Ｎを相補的な電気的特性を有するものとし、信号出力端子ＴＯのバイアス電位を０とすることができる。この場合、電力増幅装置、イヤホン等の音響機器を、結合コンデンサを介さずに直接信号出力端子ＴＯに接続することができる。

次に、本実施形態に係る音響用プッシュプル増幅装置が音響信号を増幅する動作について説明する。信号源１０から結合コンデンサ１２を介して信号入力端子ＴＩに音響信号Ｓ１が出力されると、上記（数１）〜（数８）で表されるバイアス電圧およびバイアス電流を信号のゼロ値として、各箇所の電圧および電流が音響信号Ｓ１に応じて変化する。以下の説明では、バイアス電圧およびバイアス電流を除いた電圧および電流の変化分に着目して説明を行う。

まず、正電源増幅部１４の動作について説明する。第１入力抵抗器Ｒａと第２入力抵抗器Ｒｂとの接続点ＣＰには、音響信号Ｓ１に応じた信号電圧Ｓ２が現れる。信号電圧Ｓ２は次の（数９）のように表される。
（数９）Ｓ２＝Ｓ１・Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）

差動増幅器１６は接続点ＣＰに現れる信号電圧Ｓ２に応じた信号電圧をＮＰＮ型トランジスタ１８のベース電極に出力すると共に、ＮＰＮ型トランジスタ１８のエミッタ電極の信号電圧をＳ２とする。これによって、ＮＰＮ型トランジスタ１８のコレクタ電極およびエミッタ電極には、次の（数１０）で表されるように、信号電圧Ｓ２を出力電流決定抵抗器Ｒｅの抵抗値で除した信号電流Ｓｉ１が流れる。
（数１０）Ｓｉ１＝Ｓ２／Ｒｅ＝Ｓ１・Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｅ

また、カレントミラー回路２０は、正電源端子２４からＮＰＮ型トランジスタ１８のコレクタ電極およびエミッタ電極に流れる信号電流Ｓｉ１と等しい出力信号電流Ｓｉ２を、正電源端子２４から出力抵抗器ＲＬを経て接地導体に至る経路に流す。この出力信号電流Ｓｉ２は、次の（数１１）のように表される。
（数１１）Ｓｉ２＝Ｓｉ１＝Ｓ１・Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｅ

次に、負電源増幅部１４Ｎの動作について説明する。信号源１０から結合コンデンサ１２を介して信号入力端子ＴＩに音響信号Ｓ１が出力されると、第１入力抵抗器ＲａＮと第２入力抵抗器ＲｂＮとの接続点ＣＮには、音響信号Ｓ１に応じた信号電圧Ｓ３が現れる。Ｓ３は次の（数１２）のように表される。
（数１２）Ｓ３＝Ｓ１・ＲａＮ／（ＲａＮ＋ＲｂＮ）

差動増幅器１６Ｎは接続点ＣＮに現れる信号電圧Ｓ３に応じた信号電圧をＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのベース電極に出力すると共に、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極の信号電圧をＳ３とする。これによって、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極およびコレクタ電極には、次の（数１３）で表されるように、信号電圧Ｓ３を出力電流決定抵抗器ＲｅＮの抵抗値で除した信号電流Ｓｉ３が流れる。
（数１３）Ｓｉ３＝Ｓ３／ＲｅＮ
＝Ｓ１・ＲａＮ／（ＲａＮ＋ＲｂＮ）／ＲｅＮ
ただし、信号電流Ｓｉ３は、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極から出力電流決定抵抗器Ｒｅを経て接地導体に向かう電流の極性を正としている。

カレントミラー回路２０Ｎは、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのエミッタ電極およびコレクタ電極に流れる信号電流Ｓｉ３と等しい出力信号電流Ｓｉ４を、負電源端子２４Ｎから出力抵抗器ＲＬを経て接地導体に至る経路に流す。この出力信号電流Ｓｉ４は、次の（数１４）のように表される。
（数１４）Ｓｉ４＝Ｓｉ３＝Ｓ１・ＲａＮ／（ＲａＮ＋ＲｂＮ）／ＲｅＮ
ただし、信号電流Ｓｉ４は、負電源端子２４Ｎから出力抵抗器ＲＬを経て接地導体に向かう電流の極性を正としている。

このような正電源増幅部１４および負電源増幅部１４Ｎの動作により、出力抵抗器ＲＬには次の（数１５）によって表される出力信号電流ＩＯが流れる。
（数１５）ＩＯ＝Ｓｉ２＋Ｓｉ４

ここでは、Ｒａ＝ＲａＮ、Ｒｂ＝ＲｂＮ、およびＲｅ＝ＲｅＮが成立するため、出力信号電流ＩＯは、次の（数１６）のように表される。
（数１６）ＩＯ＝２・Ｓｉ２＝２・Ｓ１・Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｅ

信号出力端子ＴＯには、出力信号電流ＩＯに出力抵抗器ＲＬの抵抗値を乗じた出力信号電圧ＳＯが現れる。
（数１７）ＳＯ＝ＲＬ・ＩＯ＝２・Ｓ１・Ｒａ・ＲＬ／（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｅ

電圧増幅率Ａは、出力信号電圧ＳＯを音響信号Ｓ１で除した値として定義され、次の（数１８）のように表される。
（数１８）Ａ＝ＳＯ／Ｓ１＝２・Ｒａ・ＲＬ／（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｅ

このような構成によれば、次のような作用効果により、音響用プッシュプル増幅装置に負帰還経路を設けることなく、信号出力端子ＴＯから出力される信号の歪を低減することができる。すなわち、正電源増幅部１４については、信号源１０から出力された音響信号Ｓ１に応じた電圧が正電源増幅部１４の接続点ＣＰに現れる。そして、差動増幅器１６によって、接続点ＣＰの電圧とＮＰＮ型トランジスタ１８のエミッタ電極の電圧とが同一に保持される。これによって、出力電流決定抵抗器Ｒｅおよび出力抵抗器ＲＬには音響信号Ｓ１に応じた電流が流れ、音響出力端子ＴＯから音響信号Ｓ１に応じた信号電圧が出力される。

接続点ＣＰの電圧とＮＰＮ型トランジスタ１８のエミッタ電極の電圧とは同一に保持されているため、ＮＰＮ型トランジスタ１８のベース・エミッタ間の非線形特性に関わらず、出力電流決定抵抗器Ｒｅの抵抗値に応じた出力信号電流Ｓｉ２が決定される。ここで、ベース・エミッタ間の非線形特性とは、ベース・エミッタ間の電圧の変化に対し、ベース電極およびコレクタ電極に流れる電流が非線形に変化する特性をいう。

また、負電源増幅部１４Ｎについても、正電源増幅部１４と同様の原理により、ＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎの非線形特性に関わらず、出力電流決定抵抗器ＲｅＮの抵抗値に応じた出力信号電流Ｓｉ４が決定される。

したがって、本発明の実施形態に係る音響用プッシュプル増幅装置によれば、出力信号電流ＩＯ＝Ｓｉ２＋Ｓｉ４、および出力信号電圧ＳＯの歪成分を低減することができる。

次に、応用例に係る音響用プッシュプル増幅装置について説明する。図２には、電圧安定化・音響用プッシュプル増幅装置の構成が示されている。この装置は、図１に示される音響用プッシュプル増幅装置に、信号出力端子ＴＯのバイアス電位を０に維持する回路を付加したものである。図１に示される構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付してその説明を省略する。

上記のように、正電源増幅部１４および負電源増幅部１４Ｎを互いに相補的な電気的特性とすることで、信号出力端子ＴＯのバイアス電位を０とすることができる。しかしながら、一般に半導体素子は、温度変化に応じて電気的特性が変動する。また、半導体素子ごとに電気的特性のばらつきがある。そのため、正電源増幅部１４および負電源増幅部１４Ｎの電気的特性を完全に相補的とすることは困難であり、信号出力端子ＴＯのバイアス電位は０とはならず、ゆらぐことがある。そこで、電圧安定化・音響用プッシュプル増幅装置は、出力安定用カレントミラー回路２６、比較回路２８、および直流定電流源３０の動作によって、信号出力端子ＴＯのバイアス電位を０に維持する。

出力安定用カレントミラー回路２６は、正電源端子２４、信号出力端子ＴＯおよび比較回路２８に接続されている。比較回路２８は、信号出力端子ＴＯ、出力安定用カレントミラー回路２６、および接地導体に接続されている。直流定電流源３０は、信号出力端子ＴＯと接地導体との間に接続されている。

比較回路２８は、検出端子Ｄに与えられた信号出力端子ＴＯの電圧に対しローパスフィルタ処理を施し、直流出力電位を検出する。比較回路２８は、接地導体に接続されたリファレンス端子Ｒｅｆの電位よりも直流出力電位が高いときは、出力安定用カレントミラー回路２６から電流入力端子Ｆに流入し、電流出力端子Ｇから接地導体へと流れる電流Ｉαを減少させる。他方、リファレンス端子Ｒｅｆの電位よりも直流出力電位が低いときは電流Ｉαを増加させる。そして、リファレンス端子Ｒｅｆの電位と直流出力電位とが等しいときは、電流Ｉαの値を保持する。比較回路２８は、トランジスタ、ＦＥＴ等を用いたアナログ回路によって構成することができる。

出力安定用カレントミラー回路２６は、正電源端子２４から比較回路２８に至る経路に流れる電流Ｉαと同一値の電流Ｉβを、正電源端子２４から出力抵抗器ＲＬと信号出力端子ＴＯとの接続点Ｏに至る経路に流す。

直流定電流源３０は、接続点Ｏから接地導体に一定の電流Ｉγを流す。これによって、接続点Ｏから出力抵抗器ＲＬを経て接地導体に至る経路には電流Ｉδが流れる。電流Ｉδ、ＩβおよびＩγの間には、Ｉδ＝Ｉβ−Ｉγの関係がある。ここで、電流Ｉγは一定であるため、電流Ｉβが増加したときは電流Ｉδもまた増加し、電流Ｉβが減少したときは電流Ｉδもまた減少する。

このような構成および動作によれば、信号出力端子ＴＯのバイアス電位が０より大きくなった場合には、電流ＩαおよびＩβが減少し、さらに、電流Ｉδが減少する。これによって、出力抵抗器ＲＬにおける電流Ｉδに基づく電圧降下分が減少し、信号出力端子ＴＯのバイアス電位が０に近づけられる。他方、信号出力端子ＴＯのバイアス電位が０より小さくなった場合には、電流ＩαおよびＩβが増加し、さらに、電流Ｉδが増加する。これによって、出力抵抗器ＲＬにおける電流Ｉδに基づく電圧降下分が増加し、信号出力端子ＴＯのバイアス電位が０に近づけられる。したがって、信号出力端子ＴＯのバイアス電位を０に維持することができる。

ここでは、比較回路２８のリファレンス端子Ｒｅｆが接地導体に接続された構成について説明した。このような構成の代わりに、リファレンス端子Ｒｅｆと接地導体との間に出力電圧がＶである直流定電圧源を接続した構成としてもよい。この場合、信号出力端子ＴＯのバイアス電位はＶに近づけられる。これによって、信号出力端子ＴＯに接続される音響機器に応じたバイアス電位を設定することができる。

なお、上記では、音響用プッシュプル増幅装置、および電圧安定化・音響用プッシュプル増幅装置について、差動増幅器を用いてトランジスタのベース・エミッタ間の非線形特性を回避する構成について説明した。このような差動増幅器を用いる代わりに、信号入力端子ＴＩとエミッタ電極との間の電圧を一定に維持し、信号入力端子ＴＩの電圧に応じた電圧をベース電極に出力する一般的な回路（電圧保持回路）を用いてもよい。

また、半導体素子としては、トランジスタの代わりにＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いてもよい。この場合、トランジスタのベース電極、コレクタ電極およびエミッタ電極が接続される箇所には、それぞれ、ＦＥＴのゲート電極、ドレイン電極およびソース電極が接続される。

次に、カレントミラー回路２０および２０Ｎの応用例について説明する。図３（ａ）には正電源・多電流型カレントミラー回路が示されている。このカレントミラー回路は、３個以上のトランジスタを用い、出力される電流を増大させるものである。

正電源・多電流型カレントミラー回路は、ＮＰＮ型の入力側トランジスタ３２、およびＮＰＮ型の出力側トランジスタ３４−１〜３４−３を備える。これらのトランジスタのコレクタ電極は共通に接続され正電源端子２４に接続されている。また、これらのトランジスタのベース電極は共通に接続されている。そして、入力側トランジスタ３２のベース電極はエミッタ電極に接続されている。入力側トランジスタ３２のエミッタ電極は、図１および図２に示されるＮＰＮ型トランジスタ１８のコレクタ電極に接続されている。出力側トランジスタ３４−１〜３４−３のエミッタ電極は共通に接続され、図１および図２に示される信号出力端子ＴＯおよび出力抵抗器ＲＬの一端に接続されている。

正電源・多電流カレントミラー回路では、入力側トランジスタ３２のコレクタ電極およびエミッタ電極を流れる電流と同一値の電流が、出力側トランジスタ３４−１〜３４−３のそれぞれのコレクタ電極およびエミッタ電極に流れる。

図３（ｂ）には負電源・多電流型カレントミラー回路が示されている。負電源・多電流型カレントミラー回路は、正電源・カレントミラー回路に対し相補的な電気的特性を有する。負電源・多電流型カレントミラー回路は、ＰＮＰ型の入力側トランジスタ３２Ｎ、およびＰＮＰ型の出力側トランジスタ３４Ｎ−１〜３４Ｎ−３を備える。これらのトランジスタのコレクタ電極は共通に接続され負電源端子２４Ｎに接続されている。また、これらのトランジスタのベース電極は共通に接続されている。そして、入力側トランジスタ３２Ｎのベース電極はエミッタ電極に接続されている。入力側トランジスタ３２Ｎのエミッタ電極は、図１および図２に示されるＰＮＰ型トランジスタ１８Ｎのコレクタ電極に接続されている。出力側トランジスタ３４Ｎ−１〜３４Ｎ−３のエミッタ電極は共通に接続され、図１および図２に示される信号出力端子ＴＯおよび出力抵抗器ＲＬの一端に接続されている。

負電源・多電流カレントミラー回路では、入力側トランジスタ３２Ｎのエミッタ電極およびコレクタ電極を流れる電流と同一値の電流が、出力側トランジスタ３４Ｎ−１〜３４Ｎ−３のそれぞれのエミッタ電極およびコレクタ電極に流れる。

図１および図２のカレントミラー回路２０および２０Ｎとして、それぞれ、正電源・多電流型カレントミラー回路および負電源・多電流型カレントミラー回路を用いた場合、信号電流Ｓｉ１に対して３倍の値を有する信号電流Ｓｉ２が流れ、信号電流Ｓｉ３に対して３倍の値を有する信号電流Ｓｉ４が流れる。これによって、通常のカレントミラー回路を用いた場合に比べて、音響用プッシュプル増幅装置の電圧増幅率を３倍にすることができる。

なお、ここでは、３個の出力側トランジスタを用いたカレントミラー回路について説明した。より一般的には、ベース電極、コレクタ電極およびエミッタ電極が共通に接続されたｎ個（ｎ＞２）の出力側トランジスタを用いた場合には、通常のカレントミラー回路を用いた場合に比べて、出力抵抗器ＲＬに流れる電流をｎ倍とし、音響用プッシュプル増幅装置および電圧安定化・音響用プッシュプル増幅装置の電圧増幅率をｎ倍にすることができる。

１０ 信号源、１２ 結合コンデンサ、１４ 正電源増幅部、１４Ｎ 負電源増幅部、１６，１６Ｎ 差動増幅器、１８ ＮＰＮ型トランジスタ、１８Ｎ ＰＮＰ型トランジスタ、２０，２０Ｎ カレントミラー回路、２２，２２Ｎ 直流電圧源、２４ 正電源端子、２４Ｎ 負電源端子、２６ 出力安定用カレントミラー回路、２８ 比較回路、３０ 直流定電流源、３２，３２Ｎ 入力側トランジスタ、３４−１〜３４−３，３４Ｎ−１〜３４Ｎ−３ 出力側トランジスタ、Ｒａ，ＲａＮ 第１入力抵抗器、Ｒｂ，ＲｂＮ 第２入力抵抗器、Ｒｅ，ＲｅＮ 出力電流決定抵抗器、ＲＬ 出力抵抗器、ＴＩ 信号入力端子、ＴＯ 信号出力端子。

Claims (1)

1. 互いに相補的な電気的特性を有する第１増幅部および第２増幅部を備える、音響用プッシュプル増幅装置において、
   前記第１増幅部および前記第２増幅部のそれぞれは、
   第１電極、第２電極、および制御電極を有し、前記制御電極に与えられた信号に応じて前記第１電極と前記第２電極との間に流れる電流が制御される半導体素子と、
   信号入力端子と電圧基準端子との間に設けられ、直列接続された第１入力抵抗器および第２入力抵抗器と、
   前記第１入力抵抗器と前記第２入力抵抗器との接続点の電圧と前記第２電極の電圧との関係を一定に保持すると共に、当該接続点の信号を前記制御電極に与える電圧保持回路と、
   前記第２電極と接地導体との間に設けられる出力電流決定抵抗器と、
   接地導体との間に出力抵抗器が接続される信号出力端子と、
   前記電圧基準端子から前記第１電極に第１の電流を流すと共に、前記電圧基準端子から前記出力抵抗器を経て接地導体に至る経路に当該第１の電流に応じた第２の電流を流すカレントミラー回路と、を備え、
   前記第１増幅部が備える前記電圧基準端子および前記第２増幅部が備える前記電圧基準端子には、互いに極性の異なる直流電圧が接地導体との間に印加され、
   前記第１増幅部および前記第２増幅部のそれぞれの前記信号入力端子は共通に接続され、前記第１増幅部および前記第２増幅部のそれぞれの前記信号出力端子は共通に接続され、
   前記音響用プッシュプル増幅装置は、
   前記第１増幅部が備える前記電圧基準端子と前記信号出力端子との間に設けられる出力安定用カレントミラー回路と、
   前記第２増幅部が備える前記電圧基準端子と前記信号出力端子との間に設けられる直流定電流源と、
   前記出力安定用カレントミラー回路に接続され、前記信号出力端子の電位と基準電位との差異に応じた電流を前記カレントミラー回路に流す比較回路と、
   を備え、
   前記出力安定用カレントミラー回路は、前記比較回路の動作によって前記出力安定用カレントミラー回路に流れる電流に応じた電流を、前記信号出力端子に至る経路に流す、
   ことを特徴とする音響用プッシュプル増幅装置。

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