JP4221861B2 - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電動車両においては、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイルを備えたステータ、及び該ステータの内側において回転自在に配設され、磁極対を備えたロータから成るモータが使用され、モータ制御装置によってＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流を前記ステータコイルに供給することにより、前記モータが駆動されるようになっている。
【０００３】
図２は従来のモータ制御装置を示す図である。
【０００４】
図において、２０はモータ制御装置、２１はモータ、２２は電流をモータ２１に供給するためのインバータ、２３は制御回路、２４は電流指令値を発生させる指令値発生部、２５は前記モータ２１の図示されないロータの磁極の位置、すなわち、磁極位置を検出するレゾルバである。前記指令値発生部２４は、電動車両の全体の制御を行う図示されない車両制御回路に配設される。
【０００５】
前記制御回路２３内の図示されないモータ制御部は、前記指令値発生部２４からの電流指令値を受けて、該電流指令値に対応したパルス幅を有するＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号を発生させ、該パルス幅変調信号を制御回路２３内の図示されないドライブ回路に送る。
【０００６】
該ドライブ回路は、前記パルス幅変調信号に対応させて駆動信号を発生させ、該駆動信号をインバータ２２に送る。該インバータ２２は、６個の図示されないスイッチング素子としてのトランジスタを有し、前記駆動信号がオンの間だけトランジスタをオンにして各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生させ、該各電流ＩU 、ＩV 、ＩW を前記モータ２１の図示されないステータコイルに供給する。このようにして、モータ制御部を作動させることによってモータ２１を駆動し、電動車両が走行させられる。
【０００７】
ところで、前記ステータコイルはスター結線されているので、各電流ＩU 、ＩV 、ＩW のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ相の電流ＩU 、ＩV が図示されない電流センサによって検出され、検出された電流ＩU 、ＩV の検出信号ＳＧU 、ＳＧV が制御回路２３に送られる。そして、前記モータ２１の図示されないロータの磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われる。
【０００８】
そのために、前記磁極位置がレゾルバ２５によって検出され、前記モータ制御部において、前記検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び検出された磁極位置、すなわち、検出磁極位置θに基づいて三相／二相変換が行われて、検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び検出磁極位置θはｄ軸電流及びｑ軸電流に変換される。そして、ｄ軸電流とｄ軸電流指令値とのｄ軸電流偏差、及びｑ軸電流とｑ軸電流指令値とのｑ軸電流偏差がそれぞれ算出され、前記ｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差が０になるように、２軸上のインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値がそれぞれ発生させられる。続いて、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値は、前記検出磁極位置θに基づいて二相／三相変換が行われてＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値に変換され、該各相の電圧指令値に基づいてＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号が発生させられる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来のモータ制御装置２０においては、磁極位置を検出するためにレゾルバ２５が使用されるので、磁極位置の検出精度及びモータの制御性は向上するが、モータ制御装置２０のコストが高くなってしまう。
【００１０】
そこで、前記レゾルバ２５に代えて簡易的磁極位置検出センサ、例えば、ホール素子を使用することが考えられる。
【００１１】
図３は従来のホール素子のセンサ出力及び検出磁極位置の波形図、図４は従来のインバータの動作を示すタイムチャートである。
【００１２】
図において、Ｓ１〜Ｓ３はホール素子のセンサ出力であり、該センサ出力Ｓ１〜Ｓ３は、それぞれ電気角で１８０〔°〕ごとに信号レベルが切り換わり、互いに電気角で６０〔°〕ずつ位相をずらして発生させられる。また、θは前記センサ出力Ｓ１〜Ｓ３に基づいて発生させられた検出磁極位置である。この場合、電気角の１周期において、６ステップの分解能で磁極位置を検出することができるので、モータ制御装置２０（図２）のコストを低くすることができる。
【００１３】
ところが、前記ホール素子は、分解能が低いので、磁極位置の検出精度がその分低くなり、検出磁極位置θと実際の磁極位置、すなわち、実磁極位置との間に位置ずれが生じてしまう。また、前記検出磁極位置θが電気角で６０〔°〕ごとにステップ状に変化するので、モータ２１を極低回転で駆動したときに、電流波形に歪（ひず）みが発生したり、インバータ２２の図示されないトランジスタに定格を超える電流が流れたりすることがある。
【００１４】
すなわち、ベクトル制御演算によるフィードバック制御を行う場合、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じたり、検出磁極位置θが急激に変化したりすると、ｄ軸電流及びｑ軸電流を正確に算出することができなくなるので、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を発生させたときに、図４に示されるように、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のインバータ出力波形（図４においては、ｄ軸電圧指令値のインバータ波形だけが示される。）に歪みが発生してしまう。その結果、モータ２１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形（図４においては、一つの相の電流の電流波形だけが示される。）にも歪みが発生してしまうので、モータ２１の制御性が低下してしまう。
【００１５】
また、前記トランジスタに定格を超える電流が流れると、トランジスタの寿命が短くなり、インバータ２２の耐久性が低くなってしまう。
【００１６】
本発明は、前記従来のモータ制御装置の問題点を解決して、簡易的磁極位置検出センサによって検出された磁極位置に基づいてモータの制御を行う場合に、モータの制御性を向上させることができ、インバータの耐久性を高くすることができるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
そのために、本発明のモータ制御装置においては、モータと、スイッチング素子をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流を前記モータに供給するインバータと、前記モータに供給される各相の電流を検出する電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の位置に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ出力発生手段と、前記インバータ出力に従って前記インバータを駆動するインバータ駆動手段とを有する。
【００１８】
そして、前記インバータ出力発生手段は、インバータ出力が急激に変化するのを防止するインバータ出力制限手段を備える。また、該インバータ出力制限手段は、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備える。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２７】
図１は本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置の機能ブロック図である。
【００２８】
図において、３０はモータ制御装置、３１はモータ、３３、３４は該モータ３１に供給される各相の電流を検出する電流センサ、４３は磁極位置を検出する磁極位置検出手段としてのホール素子、４０はスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、該トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流をモータ３１に供給するインバータ、４５は電流指令値、検出された電流及び検出された磁極位置に基づいてインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を発生させるインバータ出力発生手段としてのモータ制御部、５１は前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * に従ってインバータ４０を駆動するインバータ駆動手段としてのドライブ回路である。
【００２９】
そして、前記モータ制御部４５は、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止するインバータ出力制限手段としての磁極位置補正部７２を備える。
【００３０】
図５は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の概略図、図６は本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御部の概略図、図７は本発明の第１の実施の形態における検出磁極位置の波形図、図８は本発明の第１の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【００３１】
図において、１０はモータ駆動装置、３１はモータであり、該モータ３１としてＤＣブラシレスモータが使用される。前記モータ３１は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイル１１〜１３を図示されないステータコアに巻装することによって形成された図示されないステータ、及び該ステータの内側において回転自在に配設され、磁極対を備えた図示されないロータから成る。そして、前記モータ３１を駆動して電動車両を走行させるために、バッテリ１４からの直流の電流がインバータ４０によってＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW に変換され、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW はそれぞれ各ステータコイル１１〜１３に供給される。
【００３２】
そのために、前記インバータ４０は、６個のスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を選択的にオン・オフさせることによって、前記各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生させることができるようになっている。
【００３３】
また、前記ロータには、簡易的磁極位置検出センサ、例えば、ホール素子４３が配設され、該ホール素子４３に磁極位置検出回路４４が接続され、ホール素子４３のセンサ出力Ｓ１〜Ｓ３が磁極位置検出回路４４に送られる。そして、該磁極位置検出回路４４は、前記ホール素子４３からのセンサ出力Ｓ１〜Ｓ３を受けて磁極位置を検出し、検出された磁極位置、すなわち、検出磁極位置θをインバータ出力発生手段としてのモータ制御部４５に送る。
【００３４】
したがって、電動車両の全体の制御を行う図示されない車両制御回路の指令値発生部が電流指令値を発生させ、該電流指令値をモータ制御部４５に送ると、該モータ制御部４５は、前記電流指令値及び検出磁極位置θに基づいてパルス幅を計算し、該パルス幅を有する３相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW を発生させ、該パルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW をドライブ回路５１に送る。該ドライブ回路５１は、前記パルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW を受けて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を駆動するための６個の駆動信号をそれぞれ発生させ、該駆動信号をインバータ４０に送る。該インバータ４０は、前記駆動信号がオンの間だけトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオンにして電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生させ、該各電流ＩU 、ＩV 、ＩW を前記各ステータコイル１１〜１３に供給する。このようにして、モータ駆動装置１０を作動させることによってモータ３１を駆動し、電動車両が走行させられる。
【００３５】
ところで、前記ステータコイル１１〜１３はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ相の電流ＩU 、ＩV が電流センサ３３、３４によって検出され、検出信号ＳＧU 、ＳＧV がモータ電流検出回路１５を介してモータ制御部４５に送られるようになっている。なお、１７は平滑用のコンデンサである。また、前記モータ電流検出回路１５、磁極位置検出回路４４、モータ制御部４５及びドライブ回路５１によって制御回路が構成される。
【００３６】
そして、ロータの磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。
【００３７】
そのために、前記モータ制御部４５において、前記電流センサ３３、３４から送られた検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び前記検出磁極位置θがＵＶ−ｄｑ変換器６１に送られる。該ＵＶ−ｄｑ変換器６１は、検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び前記検出磁極位置θに基づいて三相／二相変換を行い、検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び前記検出磁極位置θをｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq に変換する。
【００３８】
そして、ｄ軸電流ｉd は減算器６２に送られ、該減算器６２において前記ｄ軸電流ｉd と前記電流指令値のうちのｄ軸電流指令値ｉdsとのｄ軸電流偏差Δｉd が算出され、該ｄ軸電流偏差Δｉd が電圧指令値発生手段としてのｄ軸電圧指令値発生部６４に送られる。一方、ｑ軸電流ｉq は減算器６３に送られ、該減算器６３において前記ｑ軸電流ｉq と前記電流指令値のうちのｑ軸電流指令値ｉqsとのｑ軸電流偏差Δｉq が算出され、該ｑ軸電流偏差Δｉq が電圧指令値発生手段としてのｑ軸電圧指令値発生部６５に送られる。
【００３９】
そして、前記ｄ軸電圧指令値発生部６４及びｑ軸電圧指令値発生部６５は、パラメータ演算部７１から送られたｑ軸インダクタンスＬq 及びｄ軸インダクタンスＬd 、並びに前記ｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq に基づいて、ｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq が０になるように、２軸上のインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * をそれぞれ発生させ、該ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * をそれぞれｄｑ−ＵＶ変換器６７に送る。
【００４０】
続いて、該ｄｑ−ＵＶ変換器６７は、前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 、ｑ軸電圧指令値Ｖq * 及び検出磁極位置θに基づいて二相／三相変換を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、ＶW * に変換し、該電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、ＶW * をＰＷＭ発生器６８に送る。該ＰＷＭ発生器６８は、前記各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、ＶW * 及び図示されない直流電圧検出回路によって検出された直流の電圧に基づいて各相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW を発生させる。
【００４１】
ところで、前記ホール素子４３においては、分解能が低いので磁極位置の検出精度がその分低くなり、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じてしまう。また、前記検出磁極位置θは電気角で６０〔°〕ごとにステップ状に変化してしまう。
【００４２】
したがって、前記検出磁極位置θをそのままＵＶ−ｄｑ変換器６１に送り、モータ３１を極低回転で駆動すると、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形に歪みが発生してしまう。その結果、モータ３１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生してしまうので、モータ３１の制御性が低下してしまう。また、インバータ４０におけるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れると、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命が短くなり、インバータ４０の耐久性が低くなってしまう。
【００４３】
そこで、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じたり、検出磁極位置θが急激に変化したりしても、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形、並びに電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができるように、前記モータ制御部４５にインバータ出力制限手段としての磁極位置補正部７２が配設され、該磁極位置補正部７２によって検出磁極位置θを補正し、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止する。
【００４４】
そのために、前記磁極位置補正部７２の図示されない変化量算出手段は、検出磁極位置θを読み込み、該検出磁極位置θの単位時間当たりの変化量（傾き）Δθを算出する。そして、前記磁極位置補正部７２の図示されない第１の補正手段としての磁極位置補正手段は、算出された変化量Δθと基準値とを比較し、算出された変化量Δθが基準値を超えたときに、前記検出磁極位置θを補正して変化量Δθが基準値を超えないように制限する。なお、図７において、補正される前の検出磁極位置θは破線で、補正された後の検出磁極位置θは実線で示される。また、補正された後の検出磁極位置θを発生させるに当たり、変化量Δθを所定の値にするために、制御タイミングごとに微小位置が加算される。
【００４５】
このように、検出磁極位置θを補正して変化量Δθが基準値を超えないようにされるので、ｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq 、並びにｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq のいずれも急激に変化することがなくなる。したがって、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止することができるので、図８に示されるように、インバータ出力波形（図８においては、ｄ軸電圧指令値Ｖd * の波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができる。その結果、モータ３１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形（図８においては、Ｕ相の電流ＩU の電流波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができるので、モータ３１の制御性を向上させることができる。
【００４６】
そして、前記トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を高くすることができる。
【００４７】
しかも、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じても、検出磁極位置θが補正されて徐々に変化するので、位置ずれによって前記電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができる。
【００４８】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００４９】
図９は本発明の第２の実施の形態における検出磁極位置の波形図である。
【００５０】
ところで、モータ３１（図１）が極低回転で駆動され、モータ回転数が設定値より低いと、磁極位置検出手段としてのホール素子４３の検出精度にばらつきが生じるので、連続して検出磁極位置θを得ることができない。これに対して、モータ回転数が前記設定値を超えると、比較的連続して検出磁極位置θを得ることができる。その場合、補間によって検出磁極位置θを推定すると、検出磁極位置θと実磁極位置との間の位置ずれを少なくすることができる。
【００５１】
そこで、モータ３１のモータ回転数が図示されないモータ回転数センサによって検出され、モータ回転数が設定値より低い場合、インバータ出力制限手段としての磁極位置補正部７２は第１の補正モードで検出磁極位置θを補正する。そのために、磁極位置補正部７２の図示されない変化量算出手段は、検出磁極位置θを読み込み、該検出磁極位置θの単位時間当たりの変化量Δθを算出し、磁極位置補正部７２の図示されない第１の補正手段としての磁極位置補正手段は、算出された変化量Δθと基準値とを比較し、算出された変化量Δθが基準値を超えたときに、前記検出磁極位置θを補正して変化量Δθが基準値を超えないように制限する。
【００５２】
そして、モータ回転数が設定値を超えると、磁極位置補正部７２は第２の補正モードで検出磁極位置θを補正する。そのために、磁極位置補正部７２の図示されない補間手段は、第２の補正モードによって補正される前の検出磁極位置θを補間し、検出磁極位置θが急激に変化するのを防止する。本実施の形態において、前記補間として線型補間が行われる。
【００５３】
なお、図９において、補正される前の検出磁極位置θは破線で、第１の補正モードで補正された後の検出磁極位置θは実線で、第２の補正モードで補正された後の検出磁極位置θは一点鎖線で示される。
【００５４】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態と同じ構造を有するものについては、同じ符号を付与することによってその説明を省略する。
【００５５】
図１０は本発明の第３の実施の形態におけるモータ制御部の概略図、図１１は本発明の第３の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【００５６】
この場合、電圧指令値発生手段としてのｄ軸電圧指令値発生部６４とｄｑ−ＵＶ変換器６７との間に第１の軸電圧指令値補正部７３が、電圧指令値発生手段としてのｑ軸電圧指令値発生部６５とｄｑ−ＵＶ変換器６７との間に第２の軸電圧指令値補正部７４が配設され、第１、第２の軸電圧指令値補正部７３、７４は、いずれもリミッタから成り、インバータ出力制限手段を構成する。そして、第１、第２の軸電圧指令値補正部７３、７４の図示されない第２の補正手段としてのインバータ出力補正手段は、ｄ軸電圧指令値発生部６４及びｑ軸電圧指令値発生部６５によってそれぞれ発生させられたインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * がそれぞれ所定量だけ大きく設定された閾値を超えたときに、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を補正して閾値を超えないように制限する。
【００５７】
このように、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を補正して閾値を超えないように制限されるので、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止することができ、図１１に示されるように、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形（図１１においては、ｄ軸電圧指令値Ｖd * の波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができる。その結果、モータ３１（図５）に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形（図１１においては、Ｕ相の電流ＩU の電流波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができるので、モータ３１の制御性を向上させることができる。
【００５８】
なお、図１１において、補正される前のｄ軸電圧指令値Ｖd * は破線で、補正された後のｄ軸電圧指令値Ｖd * は実線で示される。
【００５９】
そして、スイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を高くすることができる。
【００６０】
ところで、前記モータ３１を駆動すると逆起電圧が発生するが、該逆起電圧はモータ回転数が高くなるに従って高くなるので、前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を高くする必要がある。そこで、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * の閾値をモータ回転数に対応させて変化させることが好ましい。なお、この場合、ｄ軸電圧指令植Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が高くなるのに伴ってインバータ出力波形の最大値も高くなる。
【００６１】
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。
【００６２】
図１２は本発明の第４の実施の形態における閾値マップを示す図である。なお、図において、横軸にモータ回転数を、縦軸に閾値Ｖref を採ってある。
【００６３】
図において、ＶR はモータ３１（図５）を駆動したときに発生する逆起電圧、Ｖref はインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * （図１０）及びｑ軸電圧指令値Ｖq * の閾値である。前記逆起電圧ＶR は、モータ回転数に比例し、モータ回転数が高くなるに従って高くなるので、閾値Ｖref はモータ回転数に対応させて、すなわち、逆起電圧ＶR に対応させて変化させられる。
【００６４】
したがって、モータ回転数が変化しても、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができる。その結果、モータ３１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができるので、モータ３１の制御性を一層向上させることができる。
【００６５】
そして、スイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを確実に防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を一層高くすることができる。
【００６６】
ところで、ｄ軸電圧指令値発生部６４は、パラメータ演算部７１から送られたｑ軸インダクタンスＬq 及びｄ軸電流偏差Δｉd に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖd * を発生させ、ｑ軸電圧指令値発生部６５は、パラメータ演算部７１から送られたｄ軸インダクタンスＬd 及びｑ軸電流偏差Δｉq に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖq * を発生させるようになっている。そして、通常、前記ｄ軸インダクタンスＬd 及びｑ軸インダクタンスＬq は、ｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq が０になるように、かつ、モータ回転数が変化しても一定の制限範囲（調整許容範囲）に収まるように設定されている。
【００６７】
図１３は通常のモータ制御回路におけるｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。なお、図において、横軸にモータ回転数を、縦軸にｄ軸インダクタンスＬd 及びｑ軸インダクタンスＬq を採ってある。
【００６８】
図において、ＡＲＬd はｄ軸インダクタンスＬd （図１０）の制限範囲、ＡＲＬq はｑ軸インダクタンスＬq の制限範囲である。この場合、モータ回転数が変化しても、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq は一定にされる。
【００６９】
ところが、モータ回転数が高くなると、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が高くなるのでインバータ出力波形に歪みが発生してしまう。
【００７０】
そこで、モータ回転数が高い領域で、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq を狭くするようにした第５の実施の形態について説明する。
【００７１】
図１４は本発明の第５の実施の形態におけるｄ軸インダクタンスの制限範囲を示す図、図１５は本発明の第５の実施の形態におけるｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。なお、図１４において、横軸にモータ回転数を、縦軸にｄ軸インダクタンスＬd を、図１５において、横軸にモータ回転数を、縦軸にｑ軸インダクタンスＬq を採ってある。
【００７２】
図において、ＡＲＬd はｄ軸インダクタンスＬd の制限範囲、ＡＲＬq はｑ軸インダクタンスＬq の制限範囲である。この場合、モータ駆動状態が変化して、例えば、モータ回転数が高くなると、インバータ出力制限手段としてのパラメータ演算部７１（図１０）は、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq の許容最大値を低くする。
【００７３】
したがって、モータ回転数が変化しても、インバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止することができるので、インバータ出力波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができる。その結果、モータ３１（図５）に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができるので、モータ３１の制御性を一層向上させることができる。
【００７４】
そして、スイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを確実に防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を一層高くすることができる。
【００７５】
本実施の形態においては、モータ回転数に対応させて制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq が変更されるようになっているが、力行又は回生に対応させて制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq を変更することもできる。
【００７６】
ところで、モータ３１は一定の制御タイミングで、すなわち、一定の周期ごとに制御されるので、モータ回転数が高くなると、モータ３１の制御が回転に対して追従することができなくなる。その結果、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を正確に算出することができなくなってしまう。そこで、モータ回転数が閾値ＮS を超えたとき、パラメータ演算部７１によって、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq を狭くするようにしている。
【００７７】
したがって、モータ３１を高速で駆動したときのインバータ出力波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができる。
【００７８】
なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除するものではない。
【００７９】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、モータ制御装置においては、モータと、スイッチング素子をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流を前記モータに供給するインバータと、前記モータに供給される各相の電流を検出する電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の位置に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ出力発生手段と、前記インバータ出力に従って前記インバータを駆動するインバータ駆動手段とを有する。
【００８０】
そして、前記インバータ出力発生手段は、インバータ出力が急激に変化するのを防止するインバータ出力制限手段を備える。また、該インバータ出力制限手段は、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備える。
【００８１】
この場合、インバータ出力が急激に変化することがなくなるので、インバータ出力波形に歪みが発生するのを抑制することができる。その結果、モータに供給される電流の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができるので、モータの制御性を向上させることができる。
【００８２】
そして、スイッチング素子に定格を超える電流が流れるのを防止することができるので、スイッチング素子の寿命を長くすることができ、インバータの耐久性を高くすることができる。
【００８４】
さらに、検出された磁極の位置が補正され、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えるのを防止することができる。したがって、インバータ出力が急激に変化するのが防止される。
【００８５】
また、検出された磁極の位置と実磁極位置との間に位置ずれが生じても、検出された磁極の位置が補正されて徐々に変化するので、位置ずれによって前記電流の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置の機能ブロック図である。
【図２】従来のモータ制御装置を示す図である。
【図３】従来のホール素子のセンサ出力及び検出磁極位置の波形図である。
【図４】従来のインバータの動作を示すタイムチャートである。
【図５】本発明の第１の実施の形態におけるモーク駆動装置の概略図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御部の概略図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態における検出磁極位置の波形図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【図９】本発明の第２の実施の形態における検出磁極位置の波形図である。
【図１０】本発明の第３の実施の形態におけるモータ制御部の概略図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【図１２】本発明の第４の実施の形態における閾値マップを示す図である。
【図１３】通常のモータ制御回路におけるｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。
【図１４】本発明の第５の実施の形態におけるｄ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態におけるｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。
【符号の説明】
３０ モータ駆動装置
３１ モータ
３３、３４ 電流センサ
４０ インバータ
４３ ホール素子
４５ モータ制御部
５１ ドライブ回路
７１ パラメータ演算部
７２ 磁極位置補正部
７３、７４ 第１、第２の軸電圧指令値補正部
ＡＲＬd 、ＡＲＬq 制限範囲
ＩU 、ＩV 、ＩW 電流
ｉds、ｉqs ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値
Ｌd 、Ｌq ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス
ＮS 、Ｖref 閾値
Ｔｒ１〜Ｔｒ６ トランジスタ
Ｖd * 、Ｖq * ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値
θ 検出磁極位置
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電動車両においては、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイルを備えたステータ、及び該ステータの内側において回転自在に配設され、磁極対を備えたロータから成るモータが使用され、モータ制御装置によってＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流を前記ステータコイルに供給することにより、前記モータが駆動されるようになっている。
【０００３】
図２は従来のモータ制御装置を示す図である。
【０００４】
図において、２０はモータ制御装置、２１はモータ、２２は電流をモータ２１に供給するためのインバータ、２３は制御回路、２４は電流指令値を発生させる指令値発生部、２５は前記モータ２１の図示されないロータの磁極の位置、すなわち、磁極位置を検出するレゾルバである。前記指令値発生部２４は、電動車両の全体の制御を行う図示されない車両制御回路に配設される。
【０００５】
前記制御回路２３内の図示されないモータ制御部は、前記指令値発生部２４からの電流指令値を受けて、該電流指令値に対応したパルス幅を有するＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号を発生させ、該パルス幅変調信号を制御回路２３内の図示されないドライブ回路に送る。
【０００６】
該ドライブ回路は、前記パルス幅変調信号に対応させて駆動信号を発生させ、該駆動信号をインバータ２２に送る。該インバータ２２は、６個の図示されないスイッチング素子としてのトランジスタを有し、前記駆動信号がオンの間だけトランジスタをオンにして各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生させ、該各電流ＩU 、ＩV 、ＩW を前記モータ２１の図示されないステータコイルに供給する。このようにして、モータ制御部を作動させることによってモータ２１を駆動し、電動車両が走行させられる。
【０００７】
ところで、前記ステータコイルはスター結線されているので、各電流ＩU 、ＩV 、ＩW のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ相の電流ＩU 、ＩV が図示されない電流センサによって検出され、検出された電流ＩU 、ＩV の検出信号ＳＧU 、ＳＧV が制御回路２３に送られる。そして、前記モータ２１の図示されないロータの磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われる。
【０００８】
そのために、前記磁極位置がレゾルバ２５によって検出され、前記モータ制御部において、前記検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び検出された磁極位置、すなわち、検出磁極位置θに基づいて三相／二相変換が行われて、検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び検出磁極位置θはｄ軸電流及びｑ軸電流に変換される。そして、ｄ軸電流とｄ軸電流指令値とのｄ軸電流偏差、及びｑ軸電流とｑ軸電流指令値とのｑ軸電流偏差がそれぞれ算出され、前記ｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差が０になるように、２軸上のインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値がそれぞれ発生させられる。続いて、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値は、前記検出磁極位置θに基づいて二相／三相変換が行われてＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値に変換され、該各相の電圧指令値に基づいてＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号が発生させられる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来のモータ制御装置２０においては、磁極位置を検出するためにレゾルバ２５が使用されるので、磁極位置の検出精度及びモータの制御性は向上するが、モータ制御装置２０のコストが高くなってしまう。
【００１０】
そこで、前記レゾルバ２５に代えて簡易的磁極位置検出センサ、例えば、ホール素子を使用することが考えられる。
【００１１】
図３は従来のホール素子のセンサ出力及び検出磁極位置の波形図、図４は従来のインバータの動作を示すタイムチャートである。
【００１２】
図において、Ｓ１〜Ｓ３はホール素子のセンサ出力であり、該センサ出力Ｓ１〜Ｓ３は、それぞれ電気角で１８０〔°〕ごとに信号レベルが切り換わり、互いに電気角で６０〔°〕ずつ位相をずらして発生させられる。また、θは前記センサ出力Ｓ１〜Ｓ３に基づいて発生させられた検出磁極位置である。この場合、電気角の１周期において、６ステップの分解能で磁極位置を検出することができるので、モータ制御装置２０（図２）のコストを低くすることができる。
【００１３】
ところが、前記ホール素子は、分解能が低いので、磁極位置の検出精度がその分低くなり、検出磁極位置θと実際の磁極位置、すなわち、実磁極位置との間に位置ずれが生じてしまう。また、前記検出磁極位置θが電気角で６０〔°〕ごとにステップ状に変化するので、モータ２１を極低回転で駆動したときに、電流波形に歪（ひず）みが発生したり、インバータ２２の図示されないトランジスタに定格を超える電流が流れたりすることがある。
【００１４】
すなわち、ベクトル制御演算によるフィードバック制御を行う場合、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じたり、検出磁極位置θが急激に変化したりすると、ｄ軸電流及びｑ軸電流を正確に算出することができなくなるので、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を発生させたときに、図４に示されるように、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のインバータ出力波形（図４においては、ｄ軸電圧指令値のインバータ波形だけが示される。）に歪みが発生してしまう。その結果、モータ２１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形（図４においては、一つの相の電流の電流波形だけが示される。）にも歪みが発生してしまうので、モータ２１の制御性が低下してしまう。
【００１５】
また、前記トランジスタに定格を超える電流が流れると、トランジスタの寿命が短くなり、インバータ２２の耐久性が低くなってしまう。
【００１６】
本発明は、前記従来のモータ制御装置の問題点を解決して、簡易的磁極位置検出センサによって検出された磁極位置に基づいてモータの制御を行う場合に、モータの制御性を向上させることができ、インバータの耐久性を高くすることができるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
そのために、本発明のモータ制御装置においては、モータと、スイッチング素子をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流を前記モータに供給するインバータと、前記モータに供給される各相の電流を検出する電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の位置に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ出力発生手段と、前記インバータ出力に従って前記インバータを駆動するインバータ駆動手段とを有する。
【００１８】
そして、前記インバータ出力発生手段は、インバータ出力が急激に変化するのを防止するインバータ出力制限手段を備える。また、該インバータ出力制限手段は、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備える。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２７】
図１は本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置の機能ブロック図である。
【００２８】
図において、３０はモータ制御装置、３１はモータ、３３、３４は該モータ３１に供給される各相の電流を検出する電流センサ、４３は磁極位置を検出する磁極位置検出手段としてのホール素子、４０はスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、該トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流をモータ３１に供給するインバータ、４５は電流指令値、検出された電流及び検出された磁極位置に基づいてインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を発生させるインバータ出力発生手段としてのモータ制御部、５１は前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * に従ってインバータ４０を駆動するインバータ駆動手段としてのドライブ回路である。
【００２９】
そして、前記モータ制御部４５は、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止するインバータ出力制限手段としての磁極位置補正部７２を備える。
【００３０】
図５は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の概略図、図６は本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御部の概略図、図７は本発明の第１の実施の形態における検出磁極位置の波形図、図８は本発明の第１の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【００３１】
図において、１０はモータ駆動装置、３１はモータであり、該モータ３１としてＤＣブラシレスモータが使用される。前記モータ３１は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のステータコイル１１〜１３を図示されないステータコアに巻装することによって形成された図示されないステータ、及び該ステータの内側において回転自在に配設され、磁極対を備えた図示されないロータから成る。そして、前記モータ３１を駆動して電動車両を走行させるために、バッテリ１４からの直流の電流がインバータ４０によってＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW に変換され、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW はそれぞれ各ステータコイル１１〜１３に供給される。
【００３２】
そのために、前記インバータ４０は、６個のスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を選択的にオン・オフさせることによって、前記各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生させることができるようになっている。
【００３３】
また、前記ロータには、簡易的磁極位置検出センサ、例えば、ホール素子４３が配設され、該ホール素子４３に磁極位置検出回路４４が接続され、ホール素子４３のセンサ出力Ｓ１〜Ｓ３が磁極位置検出回路４４に送られる。そして、該磁極位置検出回路４４は、前記ホール素子４３からのセンサ出力Ｓ１〜Ｓ３を受けて磁極位置を検出し、検出された磁極位置、すなわち、検出磁極位置θをインバータ出力発生手段としてのモータ制御部４５に送る。
【００３４】
したがって、電動車両の全体の制御を行う図示されない車両制御回路の指令値発生部が電流指令値を発生させ、該電流指令値をモータ制御部４５に送ると、該モータ制御部４５は、前記電流指令値及び検出磁極位置θに基づいてパルス幅を計算し、該パルス幅を有する３相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW を発生させ、該パルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW をドライブ回路５１に送る。該ドライブ回路５１は、前記パルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW を受けて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を駆動するための６個の駆動信号をそれぞれ発生させ、該駆動信号をインバータ４０に送る。該インバータ４０は、前記駆動信号がオンの間だけトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオンにして電流ＩU 、ＩV 、ＩW を発生させ、該各電流ＩU 、ＩV 、ＩW を前記各ステータコイル１１〜１３に供給する。このようにして、モータ駆動装置１０を作動させることによってモータ３１を駆動し、電動車両が走行させられる。
【００３５】
ところで、前記ステータコイル１１〜１３はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流ＩU 、ＩV 、ＩW を制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ相の電流ＩU 、ＩV が電流センサ３３、３４によって検出され、検出信号ＳＧU 、ＳＧV がモータ電流検出回路１５を介してモータ制御部４５に送られるようになっている。なお、１７は平滑用のコンデンサである。また、前記モータ電流検出回路１５、磁極位置検出回路４４、モータ制御部４５及びドライブ回路５１によって制御回路が構成される。
【００３６】
そして、ロータの磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。
【００３７】
そのために、前記モータ制御部４５において、前記電流センサ３３、３４から送られた検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び前記検出磁極位置θがＵＶ−ｄｑ変換器６１に送られる。該ＵＶ−ｄｑ変換器６１は、検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び前記検出磁極位置θに基づいて三相／二相変換を行い、検出信号ＳＧU 、ＳＧV 及び前記検出磁極位置θをｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq に変換する。
【００３８】
そして、ｄ軸電流ｉd は減算器６２に送られ、該減算器６２において前記ｄ軸電流ｉd と前記電流指令値のうちのｄ軸電流指令値ｉdsとのｄ軸電流偏差Δｉd が算出され、該ｄ軸電流偏差Δｉd が電圧指令値発生手段としてのｄ軸電圧指令値発生部６４に送られる。一方、ｑ軸電流ｉq は減算器６３に送られ、該減算器６３において前記ｑ軸電流ｉq と前記電流指令値のうちのｑ軸電流指令値ｉqsとのｑ軸電流偏差Δｉq が算出され、該ｑ軸電流偏差Δｉq が電圧指令値発生手段としてのｑ軸電圧指令値発生部６５に送られる。
【００３９】
そして、前記ｄ軸電圧指令値発生部６４及びｑ軸電圧指令値発生部６５は、パラメータ演算部７１から送られたｑ軸インダクタンスＬq 及びｄ軸インダクタンスＬd 、並びに前記ｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq に基づいて、ｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq が０になるように、２軸上のインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * をそれぞれ発生させ、該ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * をそれぞれｄｑ−ＵＶ変換器６７に送る。
【００４０】
続いて、該ｄｑ−ＵＶ変換器６７は、前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 、ｑ軸電圧指令値Ｖq * 及び検出磁極位置θに基づいて二相／三相変換を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、ＶW * に変換し、該電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、ＶW * をＰＷＭ発生器６８に送る。該ＰＷＭ発生器６８は、前記各相の電圧指令値ＶU * 、ＶV * 、ＶW * 及び図示されない直流電圧検出回路によって検出された直流の電圧に基づいて各相のパルス幅変調信号ＳU 、ＳV 、ＳW を発生させる。
【００４１】
ところで、前記ホール素子４３においては、分解能が低いので磁極位置の検出精度がその分低くなり、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じてしまう。また、前記検出磁極位置θは電気角で６０〔°〕ごとにステップ状に変化してしまう。
【００４２】
したがって、前記検出磁極位置θをそのままＵＶ−ｄｑ変換器６１に送り、モータ３１を極低回転で駆動すると、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形に歪みが発生してしまう。その結果、モータ３１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生してしまうので、モータ３１の制御性が低下してしまう。また、インバータ４０におけるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れると、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命が短くなり、インバータ４０の耐久性が低くなってしまう。
【００４３】
そこで、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じたり、検出磁極位置θが急激に変化したりしても、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形、並びに電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができるように、前記モータ制御部４５にインバータ出力制限手段としての磁極位置補正部７２が配設され、該磁極位置補正部７２によって検出磁極位置θを補正し、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止する。
【００４４】
そのために、前記磁極位置補正部７２の図示されない変化量算出手段は、検出磁極位置θを読み込み、該検出磁極位置θの単位時間当たりの変化量（傾き）Δθを算出する。そして、前記磁極位置補正部７２の図示されない第１の補正手段としての磁極位置補正手段は、算出された変化量Δθと基準値とを比較し、算出された変化量Δθが基準値を超えたときに、前記検出磁極位置θを補正して変化量Δθが基準値を超えないように制限する。なお、図７において、補正される前の検出磁極位置θは破線で、補正された後の検出磁極位置θは実線で示される。また、補正された後の検出磁極位置θを発生させるに当たり、変化量Δθを所定の値にするために、制御タイミングごとに微小位置が加算される。
【００４５】
このように、検出磁極位置θを補正して変化量Δθが基準値を超えないようにされるので、ｄ軸電流ｉd 及びｑ軸電流ｉq 、並びにｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq のいずれも急激に変化することがなくなる。したがって、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止することができるので、図８に示されるように、インバータ出力波形（図８においては、ｄ軸電圧指令値Ｖd * の波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができる。その結果、モータ３１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形（図８においては、Ｕ相の電流ＩU の電流波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができるので、モータ３１の制御性を向上させることができる。
【００４６】
そして、前記トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を高くすることができる。
【００４７】
しかも、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが生じても、検出磁極位置θが補正されて徐々に変化するので、位置ずれによって前記電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができる。
【００４８】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００４９】
図９は本発明の第２の実施の形態における検出磁極位置の波形図である。
【００５０】
ところで、モータ３１（図１）が極低回転で駆動され、モータ回転数が設定値より低いと、磁極位置検出手段としてのホール素子４３の検出精度にばらつきが生じるので、連続して検出磁極位置θを得ることができない。これに対して、モータ回転数が前記設定値を超えると、比較的連続して検出磁極位置θを得ることができる。その場合、補間によって検出磁極位置θを推定すると、検出磁極位置θと実磁極位置との間の位置ずれを少なくすることができる。
【００５１】
そこで、モータ３１のモータ回転数が図示されないモータ回転数センサによって検出され、モータ回転数が設定値より低い場合、インバータ出力制限手段としての磁極位置補正部７２は第１の補正モードで検出磁極位置θを補正する。そのために、磁極位置補正部７２の図示されない変化量算出手段は、検出磁極位置θを読み込み、該検出磁極位置θの単位時間当たりの変化量Δθを算出し、磁極位置補正部７２の図示されない第１の補正手段としての磁極位置補正手段は、算出された変化量Δθと基準値とを比較し、算出された変化量Δθが基準値を超えたときに、前記検出磁極位置θを補正して変化量Δθが基準値を超えないように制限する。
【００５２】
そして、モータ回転数が設定値を超えると、磁極位置補正部７２は第２の補正モードで検出磁極位置θを補正する。そのために、磁極位置補正部７２の図示されない補間手段は、第２の補正モードによって補正される前の検出磁極位置θを補間し、検出磁極位置θが急激に変化するのを防止する。本実施の形態において、前記補間として線型補間が行われる。
【００５３】
なお、図９において、補正される前の検出磁極位置θは破線で、第１の補正モードで補正された後の検出磁極位置θは実線で、第２の補正モードで補正された後の検出磁極位置θは一点鎖線で示される。
【００５４】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態と同じ構造を有するものについては、同じ符号を付与することによってその説明を省略する。
【００５５】
図１０は本発明の第３の実施の形態におけるモータ制御部の概略図、図１１は本発明の第３の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【００５６】
この場合、電圧指令値発生手段としてのｄ軸電圧指令値発生部６４とｄｑ−ＵＶ変換器６７との間に第１の軸電圧指令値補正部７３が、電圧指令値発生手段としてのｑ軸電圧指令値発生部６５とｄｑ−ＵＶ変換器６７との間に第２の軸電圧指令値補正部７４が配設され、第１、第２の軸電圧指令値補正部７３、７４は、いずれもリミッタから成り、インバータ出力制限手段を構成する。そして、第１、第２の軸電圧指令値補正部７３、７４の図示されない第２の補正手段としてのインバータ出力補正手段は、ｄ軸電圧指令値発生部６４及びｑ軸電圧指令値発生部６５によってそれぞれ発生させられたインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * がそれぞれ所定量だけ大きく設定された閾値を超えたときに、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を補正して閾値を超えないように制限する。
【００５７】
このように、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を補正して閾値を超えないように制限されるので、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止することができ、図１１に示されるように、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形（図１１においては、ｄ軸電圧指令値Ｖd * の波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができる。その結果、モータ３１（図５）に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形（図１１においては、Ｕ相の電流ＩU の電流波形だけが示される。）に歪みが発生するのを抑制することができるので、モータ３１の制御性を向上させることができる。
【００５８】
なお、図１１において、補正される前のｄ軸電圧指令値Ｖd * は破線で、補正された後のｄ軸電圧指令値Ｖd * は実線で示される。
【００５９】
そして、スイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を高くすることができる。
【００６０】
ところで、前記モータ３１を駆動すると逆起電圧が発生するが、該逆起電圧はモータ回転数が高くなるに従って高くなるので、前記ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を高くする必要がある。そこで、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * の閾値をモータ回転数に対応させて変化させることが好ましい。なお、この場合、ｄ軸電圧指令植Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が高くなるのに伴ってインバータ出力波形の最大値も高くなる。
【００６１】
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。
【００６２】
図１２は本発明の第４の実施の形態における閾値マップを示す図である。なお、図において、横軸にモータ回転数を、縦軸に閾値Ｖref を採ってある。
【００６３】
図において、ＶR はモータ３１（図５）を駆動したときに発生する逆起電圧、Ｖref はインバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * （図１０）及びｑ軸電圧指令値Ｖq * の閾値である。前記逆起電圧ＶR は、モータ回転数に比例し、モータ回転数が高くなるに従って高くなるので、閾値Ｖref はモータ回転数に対応させて、すなわち、逆起電圧ＶR に対応させて変化させられる。
【００６４】
したがって、モータ回転数が変化しても、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * のインバータ出力波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができる。その結果、モータ３１に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができるので、モータ３１の制御性を一層向上させることができる。
【００６５】
そして、スイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを確実に防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を一層高くすることができる。
【００６６】
ところで、ｄ軸電圧指令値発生部６４は、パラメータ演算部７１から送られたｑ軸インダクタンスＬq 及びｄ軸電流偏差Δｉd に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖd * を発生させ、ｑ軸電圧指令値発生部６５は、パラメータ演算部７１から送られたｄ軸インダクタンスＬd 及びｑ軸電流偏差Δｉq に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖq * を発生させるようになっている。そして、通常、前記ｄ軸インダクタンスＬd 及びｑ軸インダクタンスＬq は、ｄ軸電流偏差Δｉd 及びｑ軸電流偏差Δｉq が０になるように、かつ、モータ回転数が変化しても一定の制限範囲（調整許容範囲）に収まるように設定されている。
【００６７】
図１３は通常のモータ制御回路におけるｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。なお、図において、横軸にモータ回転数を、縦軸にｄ軸インダクタンスＬd 及びｑ軸インダクタンスＬq を採ってある。
【００６８】
図において、ＡＲＬd はｄ軸インダクタンスＬd （図１０）の制限範囲、ＡＲＬq はｑ軸インダクタンスＬq の制限範囲である。この場合、モータ回転数が変化しても、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq は一定にされる。
【００６９】
ところが、モータ回転数が高くなると、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が高くなるのでインバータ出力波形に歪みが発生してしまう。
【００７０】
そこで、モータ回転数が高い領域で、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq を狭くするようにした第５の実施の形態について説明する。
【００７１】
図１４は本発明の第５の実施の形態におけるｄ軸インダクタンスの制限範囲を示す図、図１５は本発明の第５の実施の形態におけるｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。なお、図１４において、横軸にモータ回転数を、縦軸にｄ軸インダクタンスＬd を、図１５において、横軸にモータ回転数を、縦軸にｑ軸インダクタンスＬq を採ってある。
【００７２】
図において、ＡＲＬd はｄ軸インダクタンスＬd の制限範囲、ＡＲＬq はｑ軸インダクタンスＬq の制限範囲である。この場合、モータ駆動状態が変化して、例えば、モータ回転数が高くなると、インバータ出力制限手段としてのパラメータ演算部７１（図１０）は、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq の許容最大値を低くする。
【００７３】
したがって、モータ回転数が変化しても、インバータ出力としてのｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * が急激に変化するのを防止することができるので、インバータ出力波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができる。その結果、モータ３１（図５）に供給される電流ＩU 、ＩV 、ＩW の電流波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができるので、モータ３１の制御性を一層向上させることができる。
【００７４】
そして、スイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に定格を超える電流が流れるのを確実に防止することができるので、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の寿命を長くすることができ、インバータ４０の耐久性を一層高くすることができる。
【００７５】
本実施の形態においては、モータ回転数に対応させて制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq が変更されるようになっているが、力行又は回生に対応させて制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq を変更することもできる。
【００７６】
ところで、モータ３１は一定の制御タイミングで、すなわち、一定の周期ごとに制御されるので、モータ回転数が高くなると、モータ３１の制御が回転に対して追従することができなくなる。その結果、ｄ軸電圧指令値Ｖd * 及びｑ軸電圧指令値Ｖq * を正確に算出することができなくなってしまう。そこで、モータ回転数が閾値ＮS を超えたとき、パラメータ演算部７１によって、制限範囲ＡＲＬd 、ＡＲＬq を狭くするようにしている。
【００７７】
したがって、モータ３１を高速で駆動したときのインバータ出力波形に歪みが発生するのを確実に抑制することができる。
【００７８】
なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除するものではない。
【００７９】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、モータ制御装置においては、モータと、スイッチング素子をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流を前記モータに供給するインバータと、前記モータに供給される各相の電流を検出する電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の位置に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ出力発生手段と、前記インバータ出力に従って前記インバータを駆動するインバータ駆動手段とを有する。
【００８０】
そして、前記インバータ出力発生手段は、インバータ出力が急激に変化するのを防止するインバータ出力制限手段を備える。また、該インバータ出力制限手段は、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備える。
【００８１】
この場合、インバータ出力が急激に変化することがなくなるので、インバータ出力波形に歪みが発生するのを抑制することができる。その結果、モータに供給される電流の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができるので、モータの制御性を向上させることができる。
【００８２】
そして、スイッチング素子に定格を超える電流が流れるのを防止することができるので、スイッチング素子の寿命を長くすることができ、インバータの耐久性を高くすることができる。
【００８４】
さらに、検出された磁極の位置が補正され、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えるのを防止することができる。したがって、インバータ出力が急激に変化するのが防止される。
【００８５】
また、検出された磁極の位置と実磁極位置との間に位置ずれが生じても、検出された磁極の位置が補正されて徐々に変化するので、位置ずれによって前記電流の電流波形に歪みが発生するのを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置の機能ブロック図である。
【図２】従来のモータ制御装置を示す図である。
【図３】従来のホール素子のセンサ出力及び検出磁極位置の波形図である。
【図４】従来のインバータの動作を示すタイムチャートである。
【図５】本発明の第１の実施の形態におけるモーク駆動装置の概略図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御部の概略図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態における検出磁極位置の波形図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【図９】本発明の第２の実施の形態における検出磁極位置の波形図である。
【図１０】本発明の第３の実施の形態におけるモータ制御部の概略図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャートである。
【図１２】本発明の第４の実施の形態における閾値マップを示す図である。
【図１３】通常のモータ制御回路におけるｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。
【図１４】本発明の第５の実施の形態におけるｄ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態におけるｑ軸インダクタンスの制限範囲を示す図である。
【符号の説明】
３０ モータ駆動装置
３１ モータ
３３、３４ 電流センサ
４０ インバータ
４３ ホール素子
４５ モータ制御部
５１ ドライブ回路
７１ パラメータ演算部
７２ 磁極位置補正部
７３、７４ 第１、第２の軸電圧指令値補正部
ＡＲＬd 、ＡＲＬq 制限範囲
ＩU 、ＩV 、ＩW 電流
ｉds、ｉqs ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値
Ｌd 、Ｌq ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス
ＮS 、Ｖref 閾値
Ｔｒ１〜Ｔｒ６ トランジスタ
Ｖd * 、Ｖq * ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値
θ 検出磁極位置
Claims (6)
- モータと、スイッチング素子をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流を前記モータに供給するインバータと、前記モータに供給される各相の電流を検出する電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の位置に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ出力発生手段と、前記インバータ出力に従って前記インバータを駆動するインバータ駆動手段とを有するとともに、前記インバータ出力発生手段は、インバータ出力が急激に変化するのを防止するインバータ出力制限手段を備え、該インバータ出力制限手段は、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備えることを特徴とするモータ制御装置。
- 前記インバータ出力制限手段は、補間手段を備え、モータ回転数が設定値以下である場合、前記磁極位置補正手段によって検出された磁極の位置を補正し、モータ回転数が前記設定値を超えた場合、前記補間手段によって検出された磁極の位置を補間する請求項１に記載のモータ制御装置。
- 前記インバータ出力制限手段は、インバータ出力が所定量だけ大きく設定された閾値を超えたときに、インバータ出力を補正するインバータ出力補正手段を備える請求項１に記載のモータ制御装置。
- 前記インバータ出力制限手段は、モータの駆動状態に対応させて、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの制限範囲を変更する請求項１に記載のモータ制御装置。
- 前記モータ回転数が閾値を超えた場合、前記制限範囲は狭くされる請求項４に記載のモータ制御装置。
- スイッチング素子をオン・オフさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の電流をモータに供給し、該モータに供給される各相の電流を検出し、磁極の位置を検出し、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の位置に基づいてインバータ出力を発生させ、該インバータ出力に従ってインバータを駆動するとともに、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された磁極の位置を補正することによって前記インバータ出力が急激に変化するのを防止することを特徴とするモータ制御方法。
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