JP2001186789A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents
モータ制御装置及びモータ制御方法Info
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
制御を行う場合に、モータの制御性を向上させる。 【解決手段】モータ31と、各相の電流を発生させ、各
相の電流をモータ31に供給するインバータ40と、モ
ータ31に供給される各相の電流を検出する電流センサ
33、34と、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段
と、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の
位置に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ
出力発生手段と、インバータ出力に従ってインバータ4
0を駆動するインバータ駆動手段とを有する。そして、
インバータ出力発生手段は、インバータ出力が急激に変
化するのを防止するインバータ出力制限手段を備える。
インバータ出力が急激に変化することがなくなるので、
インバータ出力波形に歪(ひず)みが発生するのを抑制
することができる。
Description
びモータ制御方法に関するものである。
及びW相のステータコイルを備えたステータ、及び該ス
テータの内側において回転自在に配設され、磁極対を備
えたロータから成るモータが使用され、モータ制御装置
によってU相、V相及びW相の電流を前記ステータコイ
ルに供給することにより、前記モータが駆動されるよう
になっている。
る。
はモータ、22は電流をモータ21に供給するためのイ
ンバータ、23は制御回路、24は電流指令値を発生さ
せる指令値発生部、25は前記モータ21の図示されな
いロータの磁極の位置、すなわち、磁極位置を検出する
レゾルバである。前記指令値発生部24は、電動車両の
全体の制御を行う図示されない車両制御回路に配設され
る。
制御部は、前記指令値発生部24からの電流指令値を受
けて、該電流指令値に対応したパルス幅を有するU相、
V相及びW相のパルス幅変調信号を発生させ、該パルス
幅変調信号を制御回路23内の図示されないドライブ回
路に送る。
に対応させて駆動信号を発生させ、該駆動信号をインバ
ータ22に送る。該インバータ22は、6個の図示され
ないスイッチング素子としてのトランジスタを有し、前
記駆動信号がオンの間だけトランジスタをオンにして各
相の電流IU 、IV 、IW を発生させ、該各電流IU、
IV 、IW を前記モータ21の図示されないステータコ
イルに供給する。このようにして、モータ制御部を作動
させることによってモータ21を駆動し、電動車両が走
行させられる。
線されているので、各電流IU 、I V 、IW のうちの二
つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の
値も決まる。したがって、各相の電流IU 、IV 、IW
を制御するために、例えば、U相及びV相の電流IU 、
IV が図示されない電流センサによって検出され、検出
された電流IU 、IV の検出信号SGU 、SGV が制御
回路23に送られる。そして、前記モータ21の図示さ
れないロータの磁極対の方向にd軸を、該d軸と直角の
方向にq軸をそれぞれ採ったd−q軸モデル上でベクト
ル制御演算によるフィードバック制御が行われる。
によって検出され、前記モータ制御部において、前記検
出信号SGU 、SGV 及び検出された磁極位置、すなわ
ち、検出磁極位置θに基づいて三相/二相変換が行われ
て、検出信号SGU 、SGV及び検出磁極位置θはd軸
電流及びq軸電流に変換される。そして、d軸電流とd
軸電流指令値とのd軸電流偏差、及びq軸電流とq軸電
流指令値とのq軸電流偏差がそれぞれ算出され、前記d
軸電流偏差及びq軸電流偏差が0になるように、2軸上
のインバータ出力としてのd軸電圧指令値及びq軸電圧
指令値がそれぞれ発生させられる。続いて、d軸電圧指
令値及びq軸電圧指令値は、前記検出磁極位置θに基づ
いて二相/三相変換が行われてU相、V相及びW相の電
圧指令値に変換され、該各相の電圧指令値に基づいてU
相、V相及びW相のパルス幅変調信号が発生させられ
る。
来のモータ制御装置20においては、磁極位置を検出す
るためにレゾルバ25が使用されるので、磁極位置の検
出精度及びモータの制御性は向上するが、モータ制御装
置20のコストが高くなってしまう。
磁極位置検出センサ、例えば、ホール素子を使用するこ
とが考えられる。
検出磁極位置の波形図、図4は従来のインバータの動作
を示すタイムチャートである。
ンサ出力であり、該センサ出力S1〜S3は、それぞれ
電気角で180〔°〕ごとに信号レベルが切り換わり、
互いに電気角で60〔°〕ずつ位相をずらして発生させ
られる。また、θは前記センサ出力S1〜S3に基づい
て発生させられた検出磁極位置である。この場合、電気
角の1周期において、6ステップの分解能で磁極位置を
検出することができるので、モータ制御装置20(図
2)のコストを低くすることができる。
いので、磁極位置の検出精度がその分低くなり、検出磁
極位置θと実際の磁極位置、すなわち、実磁極位置との
間に位置ずれが生じてしまう。また、前記検出磁極位置
θが電気角で60〔°〕ごとにステップ状に変化するの
で、モータ21を極低回転で駆動したときに、電流波形
に歪(ひず)みが発生したり、インバータ22の図示さ
れないトランジスタに定格を超える電流が流れたりする
ことがある。
ドバック制御を行う場合、検出磁極位置θと実磁極位置
との間に位置ずれが生じたり、検出磁極位置θが急激に
変化したりすると、d軸電流及びq軸電流を正確に算出
することができなくなるので、d軸電圧指令値及びq軸
電圧指令値を発生させたときに、図4に示されるよう
に、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値のインバータ出
力波形(図4においては、d軸電圧指令値のインバータ
波形だけが示される。)に歪みが発生してしまう。その
結果、モータ21に供給される電流IU 、IV 、IW の
電流波形(図4においては、一つの相の電流の電流波形
だけが示される。)にも歪みが発生してしまうので、モ
ータ21の制御性が低下してしまう。
流が流れると、トランジスタの寿命が短くなり、インバ
ータ22の耐久性が低くなってしまう。
題点を解決して、簡易的磁極位置検出センサによって検
出された磁極位置に基づいてモータの制御を行う場合
に、モータの制御性を向上させることができ、インバー
タの耐久性を高くすることができるモータ制御装置及び
モータ制御方法を提供することを目的とする。
ータ制御装置においては、モータと、スイッチング素子
をオン・オフさせることによって各相の電流を発生さ
せ、該各相の電流を前記モータに供給するインバータ
と、前記モータに供給される各相の電流を検出する電流
センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段と、
電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の位置
に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ出力
発生手段と、前記インバータ出力に従って前記インバー
タを駆動するインバータ駆動手段とを有する。
インバータ出力が急激に変化するのを防止するインバー
タ出力制限手段を備える。
さらに、前記インバータ出力制限手段は、検出された磁
極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された
磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備える。
は、さらに、前記インバータ出力制限手段は前記磁極位
置補正手段及び補間手段を備え、モータ回転数が設定値
以下である場合、前記磁極位置補正手段によって、検出
された磁極の位置を補正し、モータ回転数が前記設定値
を超えた場合、前記補間手段によって、検出された磁極
の位置を補間する。
は、さらに、前記インバータ出力制限手段は、インバー
タ出力が所定量だけ大きく設定された閾(しきい)値を
超えたときに、インバータ出力を補正するインバータ出
力補正手段を備える。
は、さらに、前記インバータ出力制限手段は、モータの
駆動状態に対応させて、d軸インダクタンス及びq軸イ
ンダクタンスの制限範囲を変更する。
は、さらに、前記モータ回転数が閾値を超えた場合、前
記制限範囲は狭くされる。
ッチング素子をオン・オフさせることによって各相の電
流を発生させ、該各相の電流をモータに供給し、該モー
タに供給される各相の電流を検出し、磁極の位置を検出
し、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の
位置に基づいてインバータ出力を発生させ、該インバー
タ出力に従ってインバータを駆動する。
するのを防止する。
て図面を参照しながら詳細に説明する。
モータ制御装置の機能ブロック図である。
はモータ、33、34は該モータ31に供給される各相
の電流を検出する電流センサ、43は磁極位置を検出す
る磁極位置検出手段としてのホール素子、40はスイッ
チング素子としてのトランジスタTr1〜Tr6を備
え、該トランジスタTr1〜Tr6をオン・オフさせる
ことによって各相の電流を発生させ、該各相の電流をモ
ータ31に供給するインバータ、45は電流指令値、検
出された電流及び検出された磁極位置に基づいてインバ
ータ出力としてのd軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指
令値Vq * を発生させるインバータ出力発生手段として
のモータ制御部、51は前記d軸電圧指令値Vd * 及び
q軸電圧指令値Vq * に従ってインバータ40を駆動す
るインバータ駆動手段としてのドライブ回路である。
圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令値Vq * が急激に変化
するのを防止するインバータ出力制限手段としての磁極
位置補正部72を備える。
モータ駆動装置の概略図、図6は本発明の第1の実施の
形態におけるモータ制御部の概略図、図7は本発明の第
1の実施の形態における検出磁極位置の波形図、図8は
本発明の第1の実施の形態におけるインバータの動作を
示すタイムチャートである。
はモータであり、該モータ31としてDCブラシレスモ
ータが使用される。前記モータ31は、U相、V相及び
W相のステータコイル11〜13を図示されないステー
タコアに巻装することによって形成された図示されない
ステータ、及び該ステータの内側において回転自在に配
設され、磁極対を備えた図示されないロータから成る。
そして、前記モータ31を駆動して電動車両を走行させ
るために、バッテリ14からの直流の電流がインバータ
40によってU相、V相及びW相の電流IU 、IV 、I
W に変換され、各相の電流IU 、IV 、IW はそれぞれ
各ステータコイル11〜13に供給される。
のスイッチング素子としてのトランジスタTr1〜Tr
6を備え、各トランジスタTr1〜Tr6を選択的にオ
ン・オフさせることによって、前記各相の電流IU 、I
V 、IW を発生させることができるようになっている。
出センサ、例えば、ホール素子43が配設され、該ホー
ル素子43に磁極位置検出回路44が接続され、ホール
素子43のセンサ出力S1〜S3が磁極位置検出回路4
4に送られる。そして、該磁極位置検出回路44は、前
記ホール素子43からのセンサ出力S1〜S3を受けて
磁極位置を検出し、検出された磁極位置、すなわち、検
出磁極位置θをインバータ出力発生手段としてのモータ
制御部45に送る。
図示されない車両制御回路の指令値発生部が電流指令値
を発生させ、該電流指令値をモータ制御部45に送る
と、該モータ制御部45は、前記電流指令値及び検出磁
極位置θに基づいてパルス幅を計算し、該パルス幅を有
する3相のパルス幅変調信号SU 、SV 、SW を発生さ
せ、該パルス幅変調信号SU 、SV 、SW をドライブ回
路51に送る。該ドライブ回路51は、前記パルス幅変
調信号SU 、SV 、SW を受けて、トランジスタTr1
〜Tr6を駆動するための6個の駆動信号をそれぞれ発
生させ、該駆動信号をインバータ40に送る。該インバ
ータ40は、前記駆動信号がオンの間だけトランジスタ
Tr1〜Tr6をオンにして電流IU 、IV 、IW を発
生させ、該各電流IU 、IV 、IW を前記各ステータコ
イル11〜13に供給する。このようにして、モータ駆
動装置10を作動させることによってモータ31を駆動
し、電動車両が走行させられる。
はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の
電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決ま
る。したがって、各相の電流IU 、IV 、IW を制御す
るために、例えば、U相及びV相の電流IU 、IV が電
流センサ33、34によって検出され、検出信号S
G U 、SGV がモータ電流検出回路15を介してモータ
制御部45に送られるようになっている。なお、17は
平滑用のコンデンサである。また、前記モータ電流検出
回路15、磁極位置検出回路44、モータ制御部45及
びドライブ回路51によって制御回路が構成される。
該d軸と直角の方向にq軸をそれぞれ採ったd−q軸モ
デル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が
行われるようになっている。
て、前記電流センサ33、34から送られた検出信号S
GU 、SGV 及び前記検出磁極位置θがUV−dq変換
器61に送られる。該UV−dq変換器61は、検出信
号SGU 、SGV 及び前記検出磁極位置θに基づいて三
相/二相変換を行い、検出信号SGU 、SGV 及び前記
検出磁極位置θをd軸電流id 及びq軸電流iq に変換
する。
れ、該減算器62において前記d軸電流id と前記電流
指令値のうちのd軸電流指令値idsとのd軸電流偏差Δ
idが算出され、該d軸電流偏差Δid が電圧指令値発
生手段としてのd軸電圧指令値発生部64に送られる。
一方、q軸電流iq は減算器63に送られ、該減算器6
3において前記q軸電流iq と前記電流指令値のうちの
q軸電流指令値iqsとのq軸電流偏差Δiq が算出さ
れ、該q軸電流偏差Δiq が電圧指令値発生手段として
のq軸電圧指令値発生部65に送られる。
びq軸電圧指令値発生部65は、パラメータ演算部71
から送られたq軸インダクタンスLq 及びd軸インダク
タンスLd 、並びに前記d軸電流偏差Δid 及びq軸電
流偏差Δiq に基づいて、d軸電流偏差Δid 及びq軸
電流偏差Δiq が0になるように、2軸上のインバータ
出力としてのd軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令値
Vq * をそれぞれ発生させ、該d軸電圧指令値Vd * 及
びq軸電圧指令値Vq * をそれぞれdq−UV変換器6
7に送る。
d軸電圧指令値Vd * 、q軸電圧指令値Vq * 及び検出
磁極位置θに基づいて二相/三相変換を行い、d軸電圧
指令値Vd * 及びq軸電圧指令値Vq * を各相の電圧指
令値VU * 、VV * 、VW *に変換し、該電圧指令値V
U * 、VV * 、VW * をPWM発生器68に送る。該P
WM発生器68は、前記各相の電圧指令値VU * 、VV
* 、VW * 及び図示されない直流電圧検出回路によって
検出された直流の電圧に基づいて各相のパルス幅変調信
号SU 、SV 、SW を発生させる。
は、分解能が低いので磁極位置の検出精度がその分低く
なり、検出磁極位置θと実磁極位置との間に位置ずれが
生じてしまう。また、前記検出磁極位置θは電気角で6
0〔°〕ごとにステップ状に変化してしまう。
まUV−dq変換器61に送り、モータ31を極低回転
で駆動すると、d軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令
値V q * のインバータ出力波形に歪みが発生してしま
う。その結果、モータ31に供給される電流IU 、
IV 、IW の電流波形に歪みが発生してしまうので、モ
ータ31の制御性が低下してしまう。また、インバータ
40におけるトランジスタTr1〜Tr6に定格を超え
る電流が流れると、トランジスタTr1〜Tr6の寿命
が短くなり、インバータ40の耐久性が低くなってしま
う。
間に位置ずれが生じたり、検出磁極位置θが急激に変化
したりしても、d軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令
値V q * のインバータ出力波形、並びに電流IU 、
IV 、IW の電流波形に歪みが発生するのを抑制するこ
とができるように、前記モータ制御部45にインバータ
出力制限手段としての磁極位置補正部72が配設され、
該磁極位置補正部72によって検出磁極位置θを補正
し、d軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令値Vq *が
急激に変化するのを防止する。
示されない変化量算出手段は、検出磁極位置θを読み込
み、該検出磁極位置θの単位時間当たりの変化量(傾
き)Δθを算出する。そして、前記磁極位置補正部72
の図示されない第1の補正手段としての磁極位置補正手
段は、算出された変化量Δθと基準値とを比較し、算出
された変化量Δθが基準値を超えたときに、前記検出磁
極位置θを補正して変化量Δθが基準値を超えないよう
に制限する。なお、図7において、補正される前の検出
磁極位置θは破線で、補正された後の検出磁極位置θは
実線で示される。また、補正された後の検出磁極位置θ
を発生させるに当たり、変化量Δθを所定の値にするた
めに、制御タイミングごとに微小位置が加算される。
化量Δθが基準値を超えないようにされるので、d軸電
流id 及びq軸電流iq 、並びにd軸電流偏差Δid 及
びq軸電流偏差Δiq のいずれも急激に変化することが
なくなる。したがって、d軸電圧指令値Vd * 及びq軸
電圧指令値Vq * が急激に変化するのを防止することが
できるので、図8に示されるように、インバータ出力波
形(図8においては、d軸電圧指令値Vd * の波形だけ
が示される。)に歪みが発生するのを抑制することがで
きる。その結果、モータ31に供給される電流IU 、I
V 、IW の電流波形(図8においては、U相の電流IU
の電流波形だけが示される。)に歪みが発生するのを抑
制することができるので、モータ31の制御性を向上さ
せることができる。
に定格を超える電流が流れるのを防止することができる
ので、トランジスタTr1〜Tr6の寿命を長くするこ
とができ、インバータ40の耐久性を高くすることがで
きる。
間に位置ずれが生じても、検出磁極位置θが補正されて
徐々に変化するので、位置ずれによって前記電流IU 、
IV、IW の電流波形に歪みが発生するのを抑制するこ
とができる。
説明する。
検出磁極位置の波形図である。
で駆動され、モータ回転数が設定値より低いと、磁極位
置検出手段としてのホール素子43の検出精度にばらつ
きが生じるので、連続して検出磁極位置θを得ることが
できない。これに対して、モータ回転数が前記設定値を
超えると、比較的連続して検出磁極位置θを得ることが
できる。その場合、補間によって検出磁極位置θを推定
すると、検出磁極位置θと実磁極位置との間の位置ずれ
を少なくすることができる。
されないモータ回転数センサによって検出され、モータ
回転数が設定値より低い場合、インバータ出力制限手段
としての磁極位置補正部72は第1の補正モードで検出
磁極位置θを補正する。そのために、磁極位置補正部7
2の図示されない変化量算出手段は、検出磁極位置θを
読み込み、該検出磁極位置θの単位時間当たりの変化量
Δθを算出し、磁極位置補正部72の図示されない第1
の補正手段としての磁極位置補正手段は、算出された変
化量Δθと基準値とを比較し、算出された変化量Δθが
基準値を超えたときに、前記検出磁極位置θを補正して
変化量Δθが基準値を超えないように制限する。
と、磁極位置補正部72は第2の補正モードで検出磁極
位置θを補正する。そのために、磁極位置補正部72の
図示されない補間手段は、第2の補正モードによって補
正される前の検出磁極位置θを補間し、検出磁極位置θ
が急激に変化するのを防止する。本実施の形態におい
て、前記補間として線型補間が行われる。
磁極位置θは破線で、第1の補正モードで補正された後
の検出磁極位置θは実線で、第2の補正モードで補正さ
れた後の検出磁極位置θは一点鎖線で示される。
説明する。なお、第1の実施の形態と同じ構造を有する
ものについては、同じ符号を付与することによってその
説明を省略する。
るモータ制御部の概略図、図11は本発明の第3の実施
の形態におけるインバータの動作を示すタイムチャート
である。
軸電圧指令値発生部64とdq−UV変換器67との間
に第1の軸電圧指令値補正部73が、電圧指令値発生手
段としてのq軸電圧指令値発生部65とdq−UV変換
器67との間に第2の軸電圧指令値補正部74が配設さ
れ、第1、第2の軸電圧指令値補正部73、74は、い
ずれもリミッタから成り、インバータ出力制限手段を構
成する。そして、第1、第2の軸電圧指令値補正部7
3、74の図示されない第2の補正手段としてのインバ
ータ出力補正手段は、d軸電圧指令値発生部64及びq
軸電圧指令値発生部65によってそれぞれ発生させられ
たインバータ出力としてのd軸電圧指令値Vd * 及びq
軸電圧指令値Vq * がそれぞれ所定量だけ大きく設定さ
れた閾値を超えたときに、d軸電圧指令値Vd * 及びq
軸電圧指令値Vq * を補正して閾値を超えないように制
限する。
軸電圧指令値Vq * を補正して閾値を超えないように制
限されるので、d軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令
値V q * が急激に変化するのを防止することができ、図
11に示されるように、d軸電圧指令値Vd * 及びq軸
電圧指令値Vq * のインバータ出力波形(図11におい
ては、d軸電圧指令値Vd * の波形だけが示される。)
に歪みが発生するのを抑制することができる。その結
果、モータ31(図5)に供給される電流IU 、IV 、
IW の電流波形(図11においては、U相の電流IU の
電流波形だけが示される。)に歪みが発生するのを抑制
することができるので、モータ31の制御性を向上させ
ることができる。
軸電圧指令値Vd * は破線で、補正された後のd軸電圧
指令値Vd * は実線で示される。
ジスタTr1〜Tr6に定格を超える電流が流れるのを
防止することができるので、トランジスタTr1〜Tr
6の寿命を長くすることができ、インバータ40の耐久
性を高くすることができる。
起電圧が発生するが、該逆起電圧はモータ回転数が高く
なるに従って高くなるので、前記d軸電圧指令値Vd *
及びq軸電圧指令値Vq * を高くする必要がある。そこ
で、d軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令値Vq * の
閾値をモータ回転数に対応させて変化させることが好ま
しい。なお、この場合、d軸電圧指令植Vd * 及びq軸
電圧指令値Vq * が高くなるのに伴ってインバータ出力
波形の最大値も高くなる。
説明する。
る閾値マップを示す図である。なお、図において、横軸
にモータ回転数を、縦軸に閾値Vref を採ってある。
駆動したときに発生する逆起電圧、Vref はインバータ
出力としてのd軸電圧指令値Vd * (図10)及びq軸
電圧指令値Vq * の閾値である。前記逆起電圧VR は、
モータ回転数に比例し、モータ回転数が高くなるに従っ
て高くなるので、閾値Vref はモータ回転数に対応させ
て、すなわち、逆起電圧VR に対応させて変化させられ
る。
d軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令値Vq * のイン
バータ出力波形に歪みが発生するのを確実に抑制するこ
とができる。その結果、モータ31に供給される電流I
U 、IV 、IW の電流波形に歪みが発生するのを確実に
抑制することができるので、モータ31の制御性を一層
向上させることができる。
ジスタTr1〜Tr6に定格を超える電流が流れるのを
確実に防止することができるので、トランジスタTr1
〜Tr6の寿命を長くすることができ、インバータ40
の耐久性を一層高くすることができる。
パラメータ演算部71から送られたq軸インダクタンス
Lq 及びd軸電流偏差Δid に基づいてd軸電圧指令値
Vd * を発生させ、q軸電圧指令値発生部65は、パラ
メータ演算部71から送られたd軸インダクタンスLd
及びq軸電流偏差Δiq に基づいてq軸電圧指令値V q
* を発生させるようになっている。そして、通常、前記
d軸インダクタンスL d 及びq軸インダクタンスL
q は、d軸電流偏差Δid 及びq軸電流偏差Δiqが0
になるように、かつ、モータ回転数が変化しても一定の
制限範囲(調整許容範囲)に収まるように設定されてい
る。
軸インダクタンス及びq軸インダクタンスの制限範囲を
示す図である。なお、図において、横軸にモータ回転数
を、縦軸にd軸インダクタンスLd 及びq軸インダクタ
ンスLq を採ってある。
スLd (図10)の制限範囲、ARLq はq軸インダク
タンスLq の制限範囲である。この場合、モータ回転数
が変化しても、制限範囲ARLd 、ARLq は一定にさ
れる。
軸電圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令値Vq * が高くな
るのでインバータ出力波形に歪みが発生してしまう。
範囲ARLd 、ARLq を狭くするようにした第5の実
施の形態について説明する。
るd軸インダクタンスの制限範囲を示す図、図15は本
発明の第5の実施の形態におけるq軸インダクタンスの
制限範囲を示す図である。なお、図14において、横軸
にモータ回転数を、縦軸にd軸インダクタンスLd を、
図15において、横軸にモータ回転数を、縦軸にq軸イ
ンダクタンスLq を採ってある。
スLd の制限範囲、ARLq はq軸インダクタンスLq
の制限範囲である。この場合、モータ駆動状態が変化し
て、例えば、モータ回転数が高くなると、インバータ出
力制限手段としてのパラメータ演算部71(図10)
は、制限範囲ARLd 、ARLq の許容最大値を低くす
る。
インバータ出力としてのd軸電圧指令値Vd * 及びq軸
電圧指令値Vq * が急激に変化するのを防止することが
できるので、インバータ出力波形に歪みが発生するのを
確実に抑制することができる。その結果、モータ31
(図5)に供給される電流IU 、IV 、IW の電流波形
に歪みが発生するのを確実に抑制することができるの
で、モータ31の制御性を一層向上させることができ
る。
ジスタTr1〜Tr6に定格を超える電流が流れるのを
確実に防止することができるので、トランジスタTr1
〜Tr6の寿命を長くすることができ、インバータ40
の耐久性を一層高くすることができる。
対応させて制限範囲ARLd 、ARLq が変更されるよ
うになっているが、力行又は回生に対応させて制限範囲
ARLd 、ARLq を変更することもできる。
ングで、すなわち、一定の周期ごとに制御されるので、
モータ回転数が高くなると、モータ31の制御が回転に
対して追従することができなくなる。その結果、d軸電
圧指令値Vd * 及びq軸電圧指令値Vq * を正確に算出
することができなくなってしまう。そこで、モータ回転
数が閾値NS を超えたとき、パラメータ演算部71によ
って、制限範囲ARL d 、ARLq を狭くするようにし
ている。
ときのインバータ出力波形に歪みが発生するのを確実に
抑制することができる。
るものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させ
ることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除す
るものではない。
れば、モータ制御装置においては、モータと、スイッチ
ング素子をオン・オフさせることによって各相の電流を
発生させ、該各相の電流を前記モータに供給するインバ
ータと、前記モータに供給される各相の電流を検出する
電流センサと、磁極の位置を検出する磁極位置検出手段
と、電流指令値、検出された電流及び検出された磁極の
位置に基づいてインバータ出力を発生させるインバータ
出力発生手段と、前記インバータ出力に従って前記イン
バータを駆動するインバータ駆動手段とを有する。
インバータ出力が急激に変化するのを防止するインバー
タ出力制限手段を備える。
ることがなくなるので、インバータ出力波形に歪みが発
生するのを抑制することができる。その結果、モータに
供給される電流の電流波形に歪みが発生するのを抑制す
ることができるので、モータの制御性を向上させること
ができる。
電流が流れるのを防止することができるので、スイッチ
ング素子の寿命を長くすることができ、インバータの耐
久性を高くすることができる。
さらに、前記インバータ出力制限手段は、検出された磁
極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出された
磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備える。
れ、検出された磁極の位置の変化量が基準値を超えるの
を防止することができる。したがって、インバータ出力
が急激に変化するのが防止される。
との間に位置ずれが生じても、検出された磁極の位置が
補正されて徐々に変化するので、位置ずれによって前記
電流の電流波形に歪みが発生するのを抑制することがで
きる。
は、さらに、前記インバータ出力制限手段は前記磁極位
置補正手段及び補間手段を備え、モータ回転数が設定値
以下である場合、前記磁極位置補正手段によって、検出
された磁極の位置を補正し、モータ回転数が前記設定値
を超えた場合、前記補間手段によって、検出された磁極
の位置を補間する。
えると、比較的運続して検出磁極位置を得ることができ
る。したがって、補間によって検出磁極位置が推定され
るので、検出磁極位置と実磁極位置との間の位置ずれを
少なくすることができる。
は、さらに、前記インバータ出力制限手段は、インバー
タ出力が所定量だけ大きく設定された閾値を超えたとき
に、インバータ出力を補正するインバータ出力補正手段
を備える。
を超えないように制限されるので、インバータ出力が急
激に変化するのを防止することができる。
は、さらに、前記インバータ出力制限手段は、モータの
駆動状態に対応させて、d軸インダクタンス及びq軸イ
ンダクタンスの制限範囲を変更する。
て、d軸インダクタンス及びq軸インダクタンスの制限
範囲が変更されるので、インバータ出力が急激に変化す
るのを防止することができる。
は、さらに、前記モータ回転数が閾値を超えた場合、前
記制限範囲は狭くされる。
と、前記制限範囲は狭くされるので、モータを高速で駆
動したときに、インバータ出力が急激に変化するのを防
止することができる。
装置の機能ブロック図である。
置の波形図である。
である。
装置の概略図である。
部の概略図である。
置の波形図である。
の動作を示すタイムチャートである。
置の波形図である。
御部の概略図である。
タの動作を示すタイムチャートである。
プを示す図である。
タンス及びq軸インダクタンスの制限範囲を示す図であ
る。
ダクタンスの制限範囲を示す図である。
ダクタンスの制限範囲を示す図である。
ス NS 、Vref 閾値 Tr1〜Tr6 トランジスタ Vd * 、Vq * d軸電圧指令値、q軸電圧指令値 θ 検出磁極位置
Claims (7)
- 【請求項1】 モータと、スイッチング素子をオン・オ
フさせることによって各相の電流を発生させ、該各相の
電流を前記モータに供給するインバータと、前記モータ
に供給される各相の電流を検出する電流センサと、磁極
の位置を検出する磁極位置検出手段と、電流指令値、検
出された電流及び検出された磁極の位置に基づいてイン
バータ出力を発生させるインバータ出力発生手段と、前
記インバータ出力に従って前記インバータを駆動するイ
ンバータ駆動手段とを有するとともに、前記インバータ
出力発生手段は、インバータ出力が急激に変化するのを
防止するインバータ出力制限手段を備えることを特徴と
するモータ制御装置。 - 【請求項2】 前記インバータ出力制限手段は、検出さ
れた磁極の位置の変化量が基準値を超えたときに、検出
された磁極の位置を補正する磁極位置補正手段を備える
請求項1に記載のモータ制御装置。 - 【請求項3】 前記インバータ出力制限手段は前記磁極
位置補正手段及び補間手段を備え、モータ回転数が設定
値以下である場合、前記磁極位置補正手段によって、検
出された磁極の位置を補正し、モータ回転数が前記設定
値を超えた場合、前記補間手段によって、検出された磁
極の位置を補間する請求項2に記載のモータ制御装置。 - 【請求項4】 前記インバータ出力制限手段は、インバ
ータ出力が所定量だけ大きく設定された閾値を超えたと
きに、インバータ出力を補正するインバータ出力補正手
段を備える請求項1に記載のモータ制御装置。 - 【請求項5】 前記インバータ出力制限手段は、モータ
の駆動状態に対応させて、d軸インダクタンス及びq軸
インダクタンスの制限範囲を変更する請求項1に記載の
モータ制御装置。 - 【請求項6】 前記モータ回転数が閾値を超えた場合、
前記制限範囲は狭くされる請求項5に記載のモータ制御
装置。 - 【請求項7】 スイッチング素子をオン・オフさせるこ
とによって各相の電流を発生させ、該各相の電流をモー
タに供給し、該モータに供給される各相の電流を検出
し、磁極の位置を検出し、電流指令値、検出された電流
及び検出された磁極の位置に基づいてインバータ出力を
発生させ、該インバータ出力に従ってインバータを駆動
するとともに、前記インバータ出力に急激に変化するの
を防止することを特徴とするモータ制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP36588899A JP4221861B2 (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP36588899A JP4221861B2 (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2001186789A true JP2001186789A (ja) | 2001-07-06 |
JP4221861B2 JP4221861B2 (ja) | 2009-02-12 |
Family
ID=18485374
Family Applications (1)
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Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007195323A (ja) * | 2006-01-19 | 2007-08-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 動力発生装置およびこれを使用した衣類処理装置 |
JP2009225576A (ja) * | 2008-03-17 | 2009-10-01 | Hitachi Ltd | 車両用モータの制御装置 |
WO2011132441A1 (ja) | 2010-04-20 | 2011-10-27 | 古河電気工業株式会社 | 基板および基板の製造方法 |
JP2012100409A (ja) * | 2010-11-01 | 2012-05-24 | Denso Corp | 回転角度検出装置 |
EP3098961A3 (en) * | 2015-05-26 | 2017-01-18 | LSIS Co., Ltd. | System of controlling induction electric motor |
-
1999
- 1999-12-24 JP JP36588899A patent/JP4221861B2/ja not_active Expired - Fee Related
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US9806652B2 (en) | 2015-05-26 | 2017-10-31 | Lsis Co., Ltd. | System of controlling induction electric motor |
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