JP4142037B2 - ディジタル伝送システム及びディジタル伝送システムの伝送状態報知方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex)変調方式等のマルチキャリア変調方式を用いたディジタル伝送装置に関する。

近年、ヨーロッパやアメリカおよび日本でディジタル放送が検討されており、その変調方式としてＯＦＤＭ変調方式の採用が有力視されている。このＯＦＤＭ変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものである。 このときの各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調)方式等が用いられ、合成波であるＯＦＤＭ信号を得ることができる。ここで、このＯＦＤＭ信号を数式で表すと、以下のようになる。まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号をα_k(t)とすると、これは式(１)で表せる。

α_k(t)＝ａ_k(t)・cos(2πkft)＋ｂ_k(t)・sin(2πkft) ・・・・（１)
ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａ_k(t)、ｂ_k(t)は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとすると、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これをβ_k(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができる。

β_k(t)=Σα_k(t) (但し、ｋ＝１〜Ｎ) ・・・・・・（２）
ところで、ＯＦＤＭ変調方式では、マルチパスの影響を低減するため、信号にガードインターバルを付加するのが一般的である。このＯＦＤＭ信号は、上記信号単位から構成され、この信号単位シンボルは、例えば有効サンプル１０２４サンプルにガードインターバルデータ４８サンプルを付加した１０７２サンプルのシンボル８９４組に、６組の同期シンボルを付加した、全９００シンボルからなるフレームと呼ぶストリーム単位の繰返しで構成される。

図１３は従来技術によるＯＦＤＭ伝送装置における変復調部の基本的な構成を示すブロック図であり、伝送路符号化部１Ｔ、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ(InverseFast Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａ、ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、クロック発振器６、直交変調処理部８とからなる送信側処理部１０１と図示しない送信アンテナを有する送信側Ｔｘと、図示しない受信アンテナとＡＣＧ部９Ａ、直交復調処理部９Ｂ、同期検出＆相関部４Ａ、ＦＳＴ補正部４Ｂ、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃ、復号化部２Ｒ、伝送路復号化部１Ｒ、電圧制御クロック発振器１０からなる受信側処理部２０３を有する受信側Ｒｘとにより構成され、これら送信側Ｔｘと受信側Ｒｘは、例えば、電波を用いた無線の伝送路Ｌにより結ばれている。以下、図１３を用いてＯＦＤＭ信号の変復調処理について説明する。送信側処理部１０１の伝送路符号化部１Ｔに連続的に入力されるデータＤinは、例えば９００シンボルからなるフレーム毎に処理され、このフレーム期間内で同期シンボルの６シンボル期間を除く８９４個の情報シンボル毎に、１から４００番と、６２５から１０２４番までの計８００サンプル期間に、間欠状態のレート変換済データＤiiとして出力される。また、伝送路符号化部１Ｔは、フレーム周期である９００シンボル毎に、送信側のフレーム制御パルスＦＳＴを発生し、同期シンボル期間の開始を表わすフレームパルス信号として、他のブロックに供給する。符号化部２Ｔは、入力されたデータＤiiを符号化し、Ｉ軸とＱ軸の２軸にマッピングしたデータＲｆとＩｆを出力する。ＩＦＦＴ部３Ａは、これらデータＲｆとＩｆを周波数成分と見なし、１０２４サンプルからなる時間軸信号Ｒ(実数成分)とＩ(虚数成分)に変換する。

ガード付加部３Ｂは、１０２４サンプルからなる時間軸信号ＲとＩの開始期間における波形の中で、例えば最初の４８サンプルの波形を１０２４サンプル後に付加し、合計１０７２サンプルの時間軸波形からなる情報シンボルＲｇとＩｇを出力する。 この４８サンプルは反射波混入時の緩衝帯となる。同期シンボル挿入部５は、これら情報シンボルＲｇ，Ｉｇに対して、それらの８９４サンプル毎に、予めメモリ等に記憶された、６シンボルからなる同期波形を挿入し、フレーム構成のデータＲsgとＩsgを作成する。これらのデータＲsg，Ｉsgは直交変調処理部８に供給され、ここでＤ／Ａ変換器８１と直交変調器８２、ローカル発振器８３により、周波数ＦｃのキャリアによるＯＦＤＭ変調波信号ＲＦとして生成され、高周波増幅され、ここでは図示しないが、送信アンテナを介して伝送路Ｌに送出されることになる。 伝送帯域は、ＵＨＦ帯やマイクロ波帯が用いられる。なお、送信側Ｔｘにおける処理に必要なクロックＣＫ(周波数１６ＭＨｚ)は、クロック発振器６から各ブロックに送信側クロックＣＫｄとして供給される。

上記の様にして送信されたＯＦＤＭ変調波信号ＲＦは、図示しない受信アンテナを介し、受信側Ｒｘの高周波部であるＡＧＣ部９Ａを経由して直交復調処理部９Ｂに入力され、直交復調器９１により電圧制御発振器９３から供給される周波数Ｆc'の局発信号と乗算されて、ベースバンド信号に直交復調された後、Ａ／Ｄ変換器９２によってディジタル化され、データＲ'sgとＩ'sgに変換される。これらのデータＲ'sg，Ｉ'sgは、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃに供給され、ここでパルスＦＳＴrcに基づきＦＦＴとして利用する１０２４サンプルのデータ期間を決定するゲート信号を作成して、緩衝帯である４８サンプルを除外することにより、時間軸波形信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、周波数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換される。そして、これら周波数成分信号Ｒ'f，Ｉ'fは、復号化部２Ｒにて識別、復号化されて、データＤ'oになり、伝送路復号化部１Ｒにて連続した信号Ｄoutとして出力される。一方、上記データＲ'sgとＩ'sgは、同期検出＆相関部４Ａにも入力され、ここで同期シンボル群が検出され、これによりフレームパルスとなるパルスＦＳＴｒが取り出される。 このパルスＦＳＴｒは、受信側Ｒｘのフレーム制御パルスとなり、受信側Ｒｘの各ブロックに供給される。また、この同期検出＆相関部４Ａは、電圧制御クロック発振器１０から発生されるクロックＣＫrcとデータＲ'sgとＩ'sgの同期成分を比較し、比較結果に応じた相関出力ＳｃをＦＳＴ補正部４Ｂに出力する。 そして、ＦＳＴ補正部４Ｂで制御電圧ＶＣを生成し、これにより電圧制御クロック発振器１０を制御し、正しい周期のクロックＣＫrcが発生され、受信側の各ブロックに供給される。

次に、図１３に示した各ブロックの詳細について説明する。伝送路符号化部１Ｔは、伝送中に混入の恐れがある各種のエラーによるデータ誤りを防止するため、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラー訂正用符号処理等を行う。符号化部２Ｔは、信号Ｄiiを、マッピングＲＯＭを用いてＩ，Ｑ軸の所定点の情報に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は０に置換し、データＲｆとＩｆを作成する。ＩＦＦＴ変換部３Ａは、入力信号ＲｆとＩｆをクロックＣＫｄとパルスＦＳＴとでタイミングを決められた、シンボル周期の時間軸波形ＲとＩに変換する。具体的には、プレッシー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれば実現できる。ガード付加部３Ｂは、ここに入力された信号ＲとＩを１０２４サンプル遅延させる遅延器と、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替え器からなり、これらはクロックＣＫとパルスＦＳＴによってタイミングを決められる。 ここで得られる全１０７２サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目に、１サンプル目から４８サンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルＲｇ，Ｉｇとなる。

次に、同期シンボル挿入部５の一例を図１４に示す。 まず、ＲＯＭ５−１，５−２は、クロックＣＫとパルスＦＳＴでタイミングが決められたコントローラ５−５によって制御され、これにより、パルスＦＳＴに応じたタイミングで同期シンボル信号を発生する。同様にＳＥＬ５−３，５−４は、クロックＣＫとパルスＦＳＴでタイミングが決められたコントローラ５−６によって制御され、ガード付の時間情報シンボル信号Ｒｇ，Ｉｇの、現段階では無信号期間である１シンボルから６シンボルまでの期間だけを、ＲＯＭ５−１，５−２から読み出した同期シンボル信号に切り替えて出力する。ここで、この同期シンボル信号としては、例えば、１シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を大まかに見つけるためのヌル(ＮＵＬＬ)シンボル、１シンボル期間に１本のキャリアにしか信号成分を持たない特殊なシンボル(以下、ＣＷシンボルと称す)、１シンボル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求めるためのスイープ(ＳＷＥＥＰ)シンボル、遅延検波復調をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以下、リファレンスシンボルと称す)等である。 なお、同期シンボルを６組とする場合、上記にさらに２つの予備シンボルが付加される。次に、直交変調処理部８について説明を補足すると、Ｄ／Ａ変換器８１により、実数部の信号Ｒsgと虚数部の信号Ｉsgに対してＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８２では、まず実数部信号に対しては、発振器８３からの周波数ｆｃのキャリア信号のままで変調し、虚数部信号に対しては、発振器８３の周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移相した信号で変調することによって直交変調を施し、これらの信号を合成してＯＦＤＭ変調波信号を得る。

次に、受信側Ｒｘの構成動作について説明する。受信側Ｒｘでは、伝送されたフレーム構成の信号は、ＡＧＣ部９Ａに入力され、ここで、受け取った信号レベルを適正レベルに修正する制御信号Ｓａを発生しレベルを変更する。 ＡＧＣ部９Ａにて適正レベルとなったＯＦＤＭフレーム構成信号は、直交復調処理部９Ｂに入力される。ここでの処理は、送信側Ｔｘとは逆に、直交復調器９１によって、電圧制御発振器９３から出力される周波数Ｆc'のキャリア信号により復調した出力を実数部信号として取り出し、キャリア信号を９０°移相して復調した出力を虚数部信号として取り出すものである。 そして、これら実数部と虚数部の各復調アナログ信号を、Ａ／Ｄ変換器９２によりディジタル信号に変換する。同期検出＆相関部４Ａは、受信した信号Ｒ'sgとＩ'sgからフレームの区切りを探索しフレームの基準ＦＳＴrcを出力するとともに相関出力Ｓｃを出力する。そして、ＦＦＴ部３Ｃは、このパルスＦＳＴrcに基づいてシンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うことでＯＦＤＭ復調を行い、データＲ'fとＩ'fを出力する。復号化部２Ｒは、例えばＲＯＭテーブル手法にて、データＲ'fとＩ'fを識別し、データＤ'oを算出する。伝送路復号化部１Ｒは、逆インターリーブ処理、エネルギー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行い、連続したディジタルデータDout、エラー訂正処理状況であるＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を示す信号Ｓｂおよび受信側クロック信号ＣＫ_RXを出力する。

次に、図１５に同期検出＆相関部４Ａの具体的構成の一例を示し、説明する。直交復調したディジタル信号である時間軸信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算器４−２に入力される。ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フレーム構成のシンボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬを検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を検出し、ＮＵＬＬ終了時点からタイマ回路によりＳＷＥＥＰシンボル開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを出力する。ＳＷＥＥＰ演算器４−２は、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを参照しＮＵＬＬシンボルの２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索する。具体的には、予めＳＷＥＥＰシンボルのパターンが格納してあるメモリ４−３を用い、入力されたＯＦＤＭ信号とこのメモリ４−３から読み出したパターンを例えば相関演算し、相関出力Ｓｃを、図１３のＦＳＴ補正部４Ｂに出力する。ＦＳＴ補正部４ＢはフレームパルスＦＳＴｒを基準に、各シンボルの正確な切り替わりタイミングとの位相ずれを算出し、受信側の基準クロックＣＫｒの補正信号ＶＣを出力し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させる。フレームカウンタ４−４は、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴに基づいて、クロックＣＫのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７２×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力するとともに、カウント値を０に戻してから再びクロックＣＫのカウントを開始する。従って、以後は、一定カウント毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミングとする。

次に、図１６と図１７を用いて、ＮＵＬＬ終了検出器４−１の具体的構成と、ＳＷＥＥＰ開始位置推定過程の詳細を説明する。ＮＵＬＬ終了検出器４−１へ供給される信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、絶対値回路４-1-1，４-1-2で絶対値化され、加算器４-1-3で加算されて、絶対値加算出力４ａとなる。この絶対値加算出力４ａを、比較器４-1-4において、しきい値Ｖthと比較し、しきい値Ｖthを越えない期間、即ち、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間に相当する比較結果出力４ｂを得る。そして、エッジ検出器４-1-5において、比較結果出力４ｂから、信号の立上りエッジを検出する。 そして、遅延回路４-1-6により、この信号立上りエッジ検出信号４ｃを１シンボル遅延し、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを発生する。このＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴによって、正しいＳＷＥＥＰシンボル開始位置(Ｔ３)を特定することができ、ＳＷＥＥＰ演算器４−２に、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込めるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。すなわち、ＳＷＥＥＰ演算器４−２から出力される相関出力Ｓｃ信号を基に、ＦＳＴ補正部４Ｂでずれ検出を行い、受信側サンプルレートとなるクロックＣＫｒｃの速度を調整し、伝送されてきた同期シンボル位相とのロック処理を行うことによって、ＦＦＴゲートの時間的位置の誤差は消える。 なお、反射波があるため、ゲート位置はシンボル期間の後部がベターである。ところで、粗調整にあたる同期シンボルの検出エッジを基に決定するＳＷＥＥＰ開始指示パルスの時間的位置が正確であれば、微調整にあたるクロックＣＫrcの速度調整により行うＦＦＴゲートの時間的位置補正量が減少し、その所要時間も減少する。 すなわち、より少ない時間で、誤差０(ずれ無し)のゲート位置に設定でき、最良の復号状況を達成できる。

この様な場合の、相関出力信号Ｓｃの一例を、図１８に示す。 図から明らかな様に、この場合の相関出力信号Ｓｃは、反射波がなく、主波による鋭いピークが唯一存在する形となる。次に反射波あり時の動作、ＮＵＬＬ検出しきい値との関連を説明する。図１９に示す如く、反射波が存在すると、ＮＵＬＬ終了点の検出ずれが大きくなり、検出エッジの時間的位置は遅れるため、粗調整の精度は低下し、微調整で行う補正量も増加し、ひいては微調整に要する時間が増加して、最良の復号状況への到達が遅れる。 反射波の影響を低減する場合、しきい値Ｖthを低め(α＝０．３)に設定すれば、主波によるＮＵＬＬ終了点を検出し易くなって、粗調時のずれ量は少なくなり、上述の微調整の所用時間の延長は防止できる。このような場合の、相関出力信号Ｓｃの一例を図２０に示す。 図から明らかなように、この場合の相関出力信号Ｓｃは、主波による山と反射波による山が存在する形となる。以上は、雑音成分の混入の少ない高ＣＮでの状態が前提であった。 しかし、図２１に示すように、入力電界の低い使用条件では雑音成分が増加し、比較結果出力４ｂに、ＮＵＬＬ期間の雑音成分で発生した偽信号が混ざる。 このため、粗調整の精度は、大幅な低下となる恐れがある。 また、更に電界が弱まると、ＮＵＬＬ期間の雑音成分が、常にしきい値Ｖthを越えてしまい、ＮＵＬＬ期間の終了点を全く検出不能となる場合も生じる。 このような低ＣＮでの動作を確保するには、しきい値Ｖthは高め（α＝０．８）が良い。このような場合の、相関出力信号Ｓｃの一例を図２２に示す。 図から明らかな様に、この場合の相関出力信号Ｓｃは、受信側で再生したＦＳＴｒパルスを基準に取り込んだＳＷＥＥＰ信号に雑音が多く含まれ、ＳＷＥＥＰパターンメモリ４−３の位相をずらしながら一致度を演算するが、高ＣＮ時ほど一致度が高まらないため、主波により生じる山は緩い形となる。
特開平１１−６８６８０号公報 特開平９−８６８４号公報 特開平１１−１０３２７２号公報 特開２０００−３３２６３０号公報 実開平３−１０５０４１号公報

ところで、以上説明したようなディジタル伝送装置を、マラソン中継等の移動しながらの電波伝送に用いる場合、受信側のアンテナを移動中の中継車等の送信アンテナに正確に向け、強い電波を受ける方向調整作業が必要となる。 以後、この方向調整作業を、ここでは短縮して、方調と呼ぶ。この方調作業を容易化するため、図１３に示す様な従来の装置には、電界の強さをＡＧＣ部９Ａの制御信号Ｓａと見立て、電界の強さ(Ｓａ値)に応じて周波数が変化する低周波の信号を出力する手段(例えば、図示しない電界強度を音の高・低で表す手段)や電界強度レベルメータが装備されていた。旧来のアナログ伝送の場合、ほとんどのケースで、伝送品質は電界が強い程に良好となる。 しかし、ディジタル伝送の場合は、電界が強くて反射波の混入が多い状態より、多少電界が弱くても反射波が無く、主波のみ存在する状態の方が、良好な伝送状態を得られることが圧倒的に多い。従って、電界の強弱だけを表す低周波出力音を参考に方調を行っても、反射波の混入状況は判からず、品質の高い伝送が必ずしも実現できない欠点が生じる。本発明はこれらの欠点を除去し、電界強度の高低だけでなく、反射波の有無、ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)値等の総合的な伝送状態を可聴低周波で表現し、耳から該状況を受け方向調整作業を容易化し、品質の高い伝送を実現することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するため、ディジタル変調方式を用いた伝送システムにおいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表わす反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態信号及び復号ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を表すＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか１つの状態信号を生成し、当該生成された状態信号に応じて、発生する音の所定の特性を可変する低周波発生手段を有し、当該発生する音の状態から伝送状態を総合的に解析・把握するようにしたものである。また、発生する音の所定の特性を、周波数変化、時間的振幅変化、単音と複音の切替の内、少なくとも何れか１つを可変することによって行うものである。また、発生する音の所定の特性を、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化の内、少なくとも何れか１つを可変することによって行うものである。さらに、このディジタル伝送システムは、直交周波数分割多重変調方式を用いたものである。つまり、本発明は、人間の耳が、音量の大小、音量の時間的変化、音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単音及び和音(複音)を聞き分けられることを利用し、電界の強弱、ＢＥＲ値の高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の各種の特性変化に割り当てることにより、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調作業を容易に実施できる。

以上説明したように本発明によれば、電界状態、反射波の有無およびレベル、ＢＥＲ状態に応じて、変化する低周波信号を出力するディジタル伝送装置を実現でき、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調作業を容易に実施できる。

図１に、ＯＦＤＭ変調方式を用いた本発明の伝送システムの全体ブロック構成を示し、以下、受信側における構成・動作を主として説明する。この伝送システムは、送信側Ｔｘに図１３に示す送信側処理部１０１を、受信側Ｒｘに受信側処理部２０３、低周波発生部７を有する構成である。受信側Ｒｘにおいて、受信側処理部２０３から得られる電界強度を表すＡＧＣ制御信号Ｓａ、反射波状態を表す相関出力Ｓｃ及びＢＥＲ状態を示す信号Ｓｂは、低周波発生部７に接続される。 また、受信側処理部２０３の動作タイミング基準であるパルスＦＳＴrcも、低周波発生部７に接続される。低周波発生部７は、反射波の存在を相関波形から、伝送エラーの状態を伝送路復号化部から得て、電界レベルの情報と合わせて変化する低周波出力を発生させる。

ここで、人間の耳は、音量の大小、音量の時間的変化、その音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単音及び和音を聞き分けられる。 以後和音の状態を複音と記す。 そこで、電界の強弱、ＢＥＲ値の高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の変化に割り当てる。例えば、エラーフリーに近い状態、即ちＢＥＲ値が低ければ、音を０．９秒間出し、０．１秒間無音とする。 また、エラー発生が多くＢＥＲ値が高ければ、音を０．３秒間出し、０．７秒無音とする。 このように、音量の時間的変化でＢＥＲ値の高低を表す。そして、受信電界が高ければ、音の周波数を上げ、電界が低ければ、逆に音の周波数を下げる。 このように、電界強度を周波数の高低で表す。また、相関波形の山が一つ、即ち主波のみの状態であれば単音の音を出力し、相関波形に山が二つあるような反射波が存在する状態であれば、複音の音、即ち和音を出力する。 具体的には、反射波の遅延時間に応じて、主波周波数の１倍より大きく２倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力する。 なお、反射波が主波よりも早く届く場合は、主波周波数の１／２倍より大きく１倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力する。参考までに、単音の各音であるド、レ、ミ、ファ、ソ、ラ、シ、ドの最初のドの周波数と最後のドの周波数は丁度２倍の関係となっている。

図３に、上記低周波発生部７の一実施例のブロック構成を示し、以下に詳しく説明する。電界強度に関連した信号Ｓａは、電界強度−電圧変換器７−６に入力され、該信号Ｓａは電圧ＶSaに変換される。 そして、この電圧値ＶSaは電圧制御発振器(ＶＣＯ)７−１に入力され、電界強度レベルに応じた周波数ｆ１を出力する。信号ｆ１は、加算処理を行う加算器(ＡＤＤ)７−４及び周波数変換器７−２に入力される。 周波数変換器７−２の出力ｆ２は電圧制御アンプ(ＶＣＡ)７−３に入力される。反射波の有無及びレベルに関連した反射波状態信号Ｓｃは、反射波状態−電圧変換器７−７に入力され、反射波状態に応じた電圧出力ＶScを出力する。この電圧出力ＶScはＶＣＡ７−３の制御端子に入力され、ＶScに応じて周波数変換器７−２の出力ｆ２の振幅レベルを変更する。 ＶＣＡ７−３の出力はＡＤＤ７−４のもう一方の端子に入力される。 ＡＤＤ７−４の出力はＶＣＡ７−５に入力される。ＢＥＲの状態に関連した信号Ｓｂは、ＢＥＲ状態−電圧変換器７−８に入力され、ＢＥＲ状態に応じた電圧ＶSbに変換される。 この電圧ＶSbは、電圧−時間(Ｖ−Ｔ)変換器７−９に入力され、電圧に応じてレベルＨの時間比率が長くなる信号ＶＴSbに変換され、ＶＣＡ７−５の制御入力端子に接続される。 ここで、ＶＣＡ７−５は、制御端子がレベルＨの時に出力を通すものである。

次に、電界強度状態を表す信号Ｓａに関連した動作の様子を図４に示して説明する。ケースＦ１の様に、−８０ｄＢｍと受信電界強度が低い場合、電圧ＶSaは低くなる。 そのため、低い電圧で制御されるＶＣＯ７−１からの出力周波数ｆ１は、例えば１１０Ｈｚと低くなる。 また、ケースＦ４のように、−４０ｄＢｍと受信電界強度が高い場合、電圧ＶSaは高くなり、ＶＣＯ７−１からの出力周波数ｆ１は、例えば、１７６０Ｈｚと高くなる。 なお、いずれの場合でも、周波数変換器７−２は、入力される周波数ｆ１を、１．２倍の周波数に変換したｆ２を出力する。

次に、反射波の状態を表す信号Ｓｃに関連した動作の様子を図５に示し、説明する。反射波の状態を表す信号Ｓｃは、反射波状態−電圧変換器７−７で、反射波のレベルに応じ上昇する電圧出力ＶScとなり出力される。 この電圧出力ＶScにより、ＶＣＡ７−３の入力であるｆ２の振幅レベルを変更する。ケースＦ１のように、反射波の状態を表す信号Ｓｃが、主波のみの場合、ＶＣＡ７−３の出力は極めて小さい。 しかし、ケースＦ４のように主波以外に反射波が多く含まれる場合、ＶScが上がりＶＣＡ７−３の出力は、大きくなる。そして、周波数出力ｆ１とＶＣＡ７−３経由の周波数出力ｆ２は、ＡＤＤ７−４で加算されるため、ＶＣＡ７−３を通過するｆ２の振幅レベルが上がり、ＡＤＤ７−４からｆ１とともにｆ２も生じる。

次に、ＢＥＲ状態を表す信号Ｓｂに関連した動作の様子を図６に示し、説明する。ケースＦ１のように、ＢＥＲ状態が悪い場合、電圧ＶSbが低く、Ｖ−Ｔ変換器７−９からは、Ｈ期間の短いパルスＶTSbしか出力されない。 このＨ期間の短いパルスＶTSbによりＶＣＡ７−５は制御され、ＡＤＤ７−４からの低周波出力を、短い期間しか通さない。一方、ケースＦ４のように、ＢＥＲ状態が良く、電圧ＶSbも高くＶ−Ｔ変換器７−９からＨ期間の長いパルスＶTSbが出力されると、ＶＣＡ７−５は、長い期間ＡＤＤ７−４からの低周波出力を通す。

次に、反射波状態−電圧変換器７−７の一実施例のブロック構成を図７に示し、図８に反射波が混入した場合のＳＷＥＥＰ相関演算出力を示し、以下に詳しく説明する。図８において、０±３の範囲に生じた山が、主波を示す成分である。 また、上記以外の＋４以降は遅延した反射波によるものである。なお、−４以前の出力は、主波より強い反射波に同期している際の主波の成分となる。 相関出力波形であるＳｃは、ゲート７-7-1Aとゲート７-7-1Bとゲート７-7-1Cとに入力される。 各ゲートの出力は、それぞれ積分器７-7-2Aと積分器７-7-2Bと積分器７-7-2Cに入力される。 各積分器の出力は、演算処理部７-7-3に接続される。 演算処理部７-7-3の出力は、サンプルホールド部７-7-5に接続される。サンプルホールド部７-7-5の出力はＶScとして出力される。 制御部７-7-4は、各ゲート７-7-1A〜1Cの制御入力に、それぞれの制御パルスＧａ，Ｇｂ，Ｇｃを出力する。 積分器７-7-2A〜2Cのクロック(ＣＬＲ)入力には、ＣＬＲパルスが接続される。 サンプルホールド部７-7-5のＨＯＬＤ入力には、ＨＯＬＤパルスが接続される。ゲート７-7-1A〜1Cは、制御入力がレベルＨ期間、入力を通過させ、レベルＬの場合は入力を遮断する。 積分器７-7-2A〜2Cは、ＣＬＲ入力がＨレベルになると、積分結果を０に戻す初期化を行い、レベルＬの場合は、積分処理を行う。演算処理部７-7-3は、（Ａ＋Ｃ）×Ｂの演算結果を出力する。

図９に、制御部７-7-4から出力される各制御パルスを示す。 ＣＬＲパルスは、ＳＷＥＥＰ相関出力Ｓｃの入力時期に先立つ時刻ｔ０に、レベルＨを出力し、各積分器の内容を初期化する。 Ｇａパルスは、図８の−４以前の期間に相当する時刻ｔ１〜ｔ２の期間でレベルＨとなり、Ｇｂパルスは、図８の−３〜＋３の期間に相当する時刻ｔ２〜ｔ３の期間でレベルＨとなり、Ｇｃパルスは、図８の＋４以降の期間に相当する時刻ｔ３〜ｔ４の期間でレベルＨとなることで、対応の期間の積分処理を各積分器７-7-2A〜2Cに行わせる。 ＨＯＬＤパルスは、積分完了後、演算が完了する時刻ｔ５にレベルＨとなり、サンプルホールド部７-7-5に演算結果を保持させる。

次に、低周波発生部７の動作を、図２を用いて説明する。 ここで、縦軸は、周波数の高低、横軸は時間とする。 また、四角の無い区間は無音を意味する。図２において、受信電界が低く、ＢＥＲ状態も悪い時刻ａの場合、音の周波数はｆｌと低く、ＢＥＲ値も悪いため、音が生じる時間割合も約４０％と少ない。受信電界はやや高く、かつＢＥＲ状態が良い時刻ｄの場合、電界が高いため音の周波数はｆｍないしｆｈと高くなり、また、ＢＥＲ値も良いため、音が生じる時間割合は８０％と多くなっている。受信電界は更に高いが反射波が混入し、ＢＥＲ状態が中くらいの時刻ｅの場合、音の周波数はｆｈと高く、また反射波により複音となるためｆｈ以外に周波数が１．２倍の周波数も生じる。 しかし、ＢＥＲ値が中くらいのため、音が生じる時間割合は約６０％とやや減少する。

次に、上記低周波発生部７の他の実施例について、図１０、図１１を用いて、以下に詳しく説明する。図１０は、電界強度状態、ＢＥＲ状態及び反射波状態を表す３種の信号を別の方法で割り当てた例を示す模式図である。 受信電界の強弱は低周波音の繰返し周期の長短で、またＢＥＲ状態の良悪は発生する低周波の周波数の高低で、また反射波状態は低周波の音量の時間的変化として、表すものである。その、具体的構成を図１１に示す。 ＢＥＲ状態を示す信号ＳｂはＢＥＲ状態−電圧変換器７−８に入力され、その出力ＶSbはＶＣＯ７−１Ａに入力される。ＶＣＯ７−１Ａの出力ｆ１は、ＶＣＡ７−３に入力される。 反射波の有無を示す情報となる相関演算出力である信号Ｓｃは、時間軸拡張変換器７−１０に入力された後、信号ＳＬｃとなり、ＶＣＡ７−３の制御端子に入力される。電界の強弱を示すＡＧＣ制御信号である信号Ｓａは、電界強度−電圧変換器７−６に入力された後に信号ＶＳａとなり、超低周波ＶＣＯ７−１Ｂに入力されてｆ１となる。 そしてｆ１は時間軸拡張器７−１０のＳＴ端子に入力される。超低周波ＶＣＯ７−１Ｂは、入力される電圧に応じて、例えば１Ｈｚ〜数Ｈｚ程度の繰り返しパルスを発生する。 時間軸拡張変換器７−１０は、例えば入力された１波形の期間が数十ｍｓであるＳｃ信号の波形を、数１００ｍｓ程度の長い時間の遅い信号波形に変換する。 また、その発生は、ＳＴ端子がＬからＨに変化した瞬間から始まる。

次に、この低周波発生部７Ｍの全体的な動作について図１０を用い説明する。受信電界が低くＶＳａも低い時刻ａやｂの場合、超低周波ＶＣＯ７−１Ｂの発生するＨとＬの繰り返し信号は、１秒程度と遅いため、時間軸拡張変換器７−１０からのＳＬｃ信号も１秒程度と遅い繰り返しとなる。 さらに、ＶＣＡ７−３の入力ｆ１はＢＥＲ状態が悪く低い周波数ｆｌとなる。 この場合、ＶＣＡ７−３の制御信号ＳＬｃは、反射が無く主波のみであるため、単独の三角波的な波形となり、音量変化はピーッという感じの増減となる。時刻ｅの場合、受信電界が高くＶＳａも高いため、超低周波ＶＣＯ７−１Ｂの発生するＨとＬの繰り返し信号は、１００ｍｓ程度と早くなり、時間軸拡張変換器７−１０からのＳＬｃ信号も１００ｍｓ程度と早い繰り返しで出力される。さらに、ＶＣＡ７−３の入力であるｆ１はやや良いＢＥＲ状態のため、やや高い周波数ｆｍとなる。 この場合、ＶＣＡ７−３の制御信号であるＳＬｃは、反射波があるため、単独の三角波的でなく、主波による三角波の後に反射によるやや小さな三角波を伴う波形形状となる。 その結果、音量変化は主波分と反射分によりピーピッ、ピーピッとなる音量変化となる。

次に、図１２に時間軸拡張変換器７−１０の具体的な構成を示し、説明する。入力ＳｃはＡＤ変換器７-10-1でディジタル化された後、ＦＩＦＯメモリ７-10-2に入る。 ＦＩＦＯメモリ７-10-2は、クロック(ＣＫ）を書込みのサンプルＣＫとして用い、またそのＣＫを２０分周したものを読み出しのサンプルＣＫとして用いる。 ＦＩＦＯメモリ７-10-2は、Ｒ．ＲＳＴ端子がＨからＬに変化すると蓄えてあるメモリ内容を１／２０倍の速度で１回読み出す。 読み出されたデータは、ＤＡ変換器７-10-3によりアナログ化されてＳＬｃ信号となる。 なお、全体がディジタル処理であれば、アナログ−ディジタルの変換は不要である。以上の説明は、ＳａとＳｃとＳｂの３種の信号を全て使う例を示したが、これらの何れか２種のみを用いて低周波信号を変化させる利用方法でも良い。

本発明の全体構成の一実施例を示すブロック図 本発明の伝送状態に応じて発生する低周波音の一例を示すタイムチャート 本発明の低周波発生部７の構成の一実施例を示すブロック図 本発明の低周波発生部７の電界強度に関連した各部信号の模式図 本発明の低周波発生部７の反射波の有無に関連した各部信号の模式図 本発明の低周波発生部７のＢＥＲ状態に関連した各部信号の模式図 本発明の反射波状態−電圧変換器の構成の一実施例を示すブロック図 反射波混入時のＳＷＥＥＰ相関出力を表す模式図 本発明の反射波状態−電圧変換器の動作を示すタイムチャート 本発明の伝送状態に応じて発生する低周波音の他の例を示すタイムチャート 本発明の低周波発生部７Ｍの構成の一実施例を示すブロック図 本発明の時間軸拡張変換器の構成の一実施例を示すブロック図 従来の伝送装置の全体構成の一例を示すブロック図 同期シンボル挿入部の構成の一例を示すブロック図 同期検出＆相関部の構成の一例を示すブロック図 ＮＵＬＬ終了検出器の構成の一例を示すブロック図 反射波なしで高ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器の動作を示すタイムチャート 反射波なしで高ＣＮ時のＳＷＥＥＰ相関出力の模式図 反射波ありで高ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器の動作を示すタイムチャート 反射波混入時のＳＷＥＥＰ相関出力の模式図 反射波なしで低ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器の動作を示すタイムチャート 反射波なしで低ＣＮ時のＳＷＥＥＰ相関出力の模式図

符号の説明

１０１：送信側処理部 ２０３：受信側処理部
７，７Ｍ：低周波発生部 ７−１：電圧制御発振器(ＶＣＯ)
７−１Ｂ：超低周波ＶＣＯ ７−２：周波数変換器
７−３，７−５：電圧制御アンプ(ＶＣＡ） ７−４：加算器(ＡＤＤ）
７−６：電界強度−電圧変換器 ７−７：反射波状態−電圧変換器
７−８：ＢＥＲ状態−電圧変換器 ７−９：電圧−時間（Ｖ−Ｔ）変換器
７−１０：時間軸拡張変換器。

Claims (3)

1. ディジタル変調方式を用いた伝送システムの伝送状態報知方法において、
   受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表わす反射波状態信号を生成すると共に、上記受信信号から電界強度を表す電界強度状態信号、復号ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を表すＢＥＲ状態信号を抽出し、上記反射波状態信号、上記電界強度状態信号、上記ＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか２つの伝送状態に応じて、音の所定の少なくとも２つの特性を可変して音声出力を行い、少なくとも上記２つの伝送状態を報知することを特徴とする伝送状態報知方法。
2. ディジタル変調方式を用いた伝送システムの伝送状態報知方法において、
   受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表す反射波状態信号を生成すると共に、上記受信信号から電界強度を表す電界強度状態信号、復号ＢＥＲ（ビット・エラー・レート）を表すＢＥＲ状態信号を抽出し、上記反射波状態信号と、上記電界強度状態信号もしくは上記ＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか１つの伝送状態信号とに応じて、音の所定の少なくとも２つの特性を可変して音声出力を行い、上記反射波状態と、上記電界強度状態もしくは上記ＢＥＲ状態の少なくとも何れか一方の伝送状態とを報知することを特徴とする伝送状態報知方法。
3. 請求項１または請求項２記載の伝送状態報知方法において、
   上記反射波状態信号、上記電界強度状態信号、上記ＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れかの２つの状態信号に応じて、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化、単音と複音の切換の内、少なくとも何れか２つの上記音の特性を上記各状態信号に対応させて可変することを特徴とする伝送状態報知方法。

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