JP4288777B2 - マルチキャリア信号送信装置及びマルチキャリア信号受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア信号を無線伝送する場合に適用して好適なマルチキャリア信号送信装置及びマルチキャリア信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、放送用の通信や、移動体通信などにおいて、周波数利用効率が良いと共にマルチパス干渉に強い伝送方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数分割多重）方式が実用化されている。このＯＦＤＭ方式は、１伝送帯域内に所定の周波数間隔で互いに直交する複数の搬送波（以下サブキャリアと称する）を配置し、それぞれのサブキャリアにデータを分散させて変調し伝送する方式である。この方式では、送信装置は、時系列に得られる送信データを、仮想的に周波数軸上に配置し、各々のサブキャリアに送信データを割当て、逆高速フーリエ変換などで所定の周波数間隔のマルチキャリア信号に直交変換し送信する。受信装置では、受信したマルチキャリア信号を送信時とは逆の変換で時系列に得られるデータとし、受信データを得るようにしている。
【０００３】
図１１は、ＯＦＤＭ方式の無線送信装置の構成例を示す図である。以下、その構成を説明すると、ここでの無線送信装置１００は、ビデオ回路１０１と音声回路１０２を備えて、それぞれの回路１０１，１０２で入力したビデオ信号及び音声信号の符号化処理を行う。例えばビデオ回路１０１では、動画としてのビデオ信号をＭＰＥＧ（Moving Picture Expers Group ）方式の画像データとする処理や、静止画像としてのビデオ信号をＪＰＥＧ（Joint Photograhic coding Expers Group ）方式の画像データとする処理のような、非可逆な画像圧縮符号化方式により符号化する。或いは、ＪＢＩＧ（Joint Bi-level Image Experts Group）方式のような可逆な画像圧縮方式で符号化しても良い。音声回路１０２では、ＭＰＥＧオーディオ方式、ＣＥＬＰ（Code Excited Linear Predicttion ）方式、ＰＣＭ（Pulse Code Modulation ）方式などの音声符号化方式で符号化を行う。なお、符号化されたデータには、リードソロモン符号やターボ符号などのＥＣＣ（Error Correcting Code ）が付加される場合もある。
【０００４】
ビデオ回路１０１が出力するビデオデータと音声回路１０２が出力する音声データは、混合回路１０３に供給して１系統のデータとした後、インターリーバ１０４に供給し、データ配列を変えてビット系列を分散させるインターリーブ処理を行う。インターリーバ１０４でインターリーブされたデータは、変調器１０５により伝送用の変調処理を行う。この変調器１０５では、まずプリアンブル信号をビット系列内に挿入し、次に第１次変調として例えばＤＱＰＳＫ変調（Differential Quadrature Phase Shift keying）を行う。なお、ＤＱＰＳＫ変調以外の変調方式、例えばＱＰＳＫ，ＢＰＳＫ，８ＰＳＫ，ＱＡＭ等の変調方式を適用しても良い。
【０００５】
変調器１０５で第１次変調されたデータは、逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）１０６に供給し、第２次変調として、逆フーリエ変換の演算処理で時間軸上に配置されたデータを周波数軸上のデータ配列とする逆フーリエ変換処理を行い、さらに窓データを乗算する窓がけ処理を行う。このＩＦＦＴ回路１０６で逆フーリエ変換処理が行われることで、ここまでは仮想的に周波数軸上に配置されていた送信シンボルストリームが時間軸上で平均化され、送信系列となる。なお、ＩＦＦＴ回路では所定単位のデータが入力する毎に、その入力データに対して逆フーリエ変換の演算処理を行うようにしてあり、本明細書では、この１単位の演算処理を行う時間を、１変調時間と称する。
【０００６】
ＩＦＦＴ回路１０６の出力は、デジタル／アナログ変換器１０７に供給して、アナログ信号に変換し、その変換されたアナログ信号を高周波部（ＲＦ部）１０８に供給して、フィルタリング，周波数変換などの高周波処理を行って所定の送信チャンネルの送信信号とした後、アンテナ１１０から無線送信する。なお、無線送信装置１００内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）１０９により制御される。
【０００７】
図１２は、図１１に示す無線送信装置１００から送信される信号を受信する無線受信装置を示す図である。以下、その構成を説明すると、ここでの無線受信装置２００は、アンテナ２０１で受けた信号を高周波部（ＲＦ部）２０２に供給して、フィルタリング，周波数変換などの受信処理を行って、所定のチャンネルの受信信号を得る。この受信信号をアナログ／デジタル変換器２０３に供給してデジタルデータに変換し、デジタル変換された受信系列を窓検出部２０４に供給する。この窓検出部２０４では、受信系列の中から送信系で乗算された窓データを基にフーリエ変換するデータの切れ目を検出する同期検出処理を行う。
【０００８】
そして、窓検出部２０４の出力を高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）２０５に供給し、窓検出部２０４で検出されたデータの切れ目のタイミングでフーリエ変換動作を行い、そのフーリエ変換の演算処理で、周波数軸上のデータを時間軸上のデータ配列とする変換処理を行う。フーリエ変換された受信系列は、復調器２０６に供給し、ＤＱＰＳＫ復調などの送信時に施された変換処理を元に戻す復調処理を行い、受信シンボルストリームを生成させる。
【０００９】
この受信シンボルストリームは、デインターリーバ２０７に供給し、送信時のインターリーブ処理で分散されたビット系列を元のデータ配列に戻すデインターリーブ処理を行い、受信符号化ビット系列を得る。この受信符号化ビット系列をビタビデコーダ２０８に供給し、ビタビデコード処理で受信情報ビット系列に変換し、変換された受信情報ビット系列の中のビデオ情報をビデオ回路２０９に供給し、音声情報を音声回路２１０に供給する。
【００１０】
ビデオ回路２０９では、送信系のビデオ回路１０１で符号化されたデータを復号化し、伝送されたビデオデータを得る。音声回路２１０では、送信系の音声回路１０２で符号化されたデータを復号化し、伝送された音声データを得る。なお、無線受信装置２００内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）２１１により制御される。
【００１１】
以上説明した構成にて、ＯＦＤＭ方式の信号の送信及び受信が行われる。ここで、送信時の変調器１０５での第１次変調は、送信データに応じてキャリアの位相を離散的に変化させる変調方式であり、周波数利用効率に大きな利点がある。また、ＩＦＦＴ回路１０６での逆フーリエ変換処理では、サブキャリアに配置されるビット系列を時間軸上で平均化させるため、フェージングやシャドウイングといった干渉波に強いといった大きな利点がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのようなマルチキャリア信号を受信する側では、ＦＦＴ回路２０５でのフーリエ変換処理を行わない限り、各ビット系列を復調することができない。また、受信時にＦＦＴ回路２０５でフーリエ変換処理を実行する際、１変調分の区切り（以下切れ目と称する）を正しく認識しないと、正確なビット系列を復調することができない。
【００１３】
ＦＦＴ回路でのフーリエ変換動作を正しく行うためには、フーリエ変換回路の前段の回路（図１２では窓検出部２０４）で、受信したデータから１変調時間の区切れ（以下切れ目と称する）を判断するのは困難であり、受信データの電力レベルから切れ目を判断する必要がある。通常は、伝送データに含まれる既知のプリアンブル信号に対して、電力レベルでの相関を求めている。ここで、求められる相関値の精度を上げるためには、各チャンネルのビット幅を削らずに計算させる必要がある。このため、相関を検出する回路の回路規模が大きくなってしまう問題があった。
【００１４】
本発明の目的は、マルチキャリア信号として伝送される信号を受信する側で、フーリエ変換する前に、簡単な構成や処理で１変調単位の切れ目を判断して復調できるようにすることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
第１の発明のマルチキャリア信号送信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報とそれ以外の情報となる第２の情報とを所定の配列でマルチキャリア信号として送信する場合に、送信シンボルストリームを周波数軸上に展開し、第１の情報に関して、所定の周波数位置を基準として周波数軸上に対称な送信シンボルストリームを生成し、その周波数軸上に対称な送信シンボルストリームを逆フーリエ変換するようにしたものである。
【００１６】
第１の発明のマルチキャリア信号送信装置によると、周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされた送信シンボルに、同期獲得に必要な第１の情報が所定の配列で含まれるようになる。
【００１７】
第２の発明のマルチキャリア信号受信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報と、それ以外の情報となる第２の情報とが含まれるマルチキャリア信号を受信する場合に、予め用意された第１の情報の内の実数部又は虚数部のいずれか一方だけの記憶データと、受信したシンボルストリームよりフィルタで抽出した第１の情報との相関をとり、その相関値のピーク位置により同期検出を行うようにしたものである。
【００１８】
第２の発明のマルチキャリア信号受信装置によると、第１の情報のみを周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされたシンボルを受信したとき、その受信シンボルから抽出した第１の情報と、予め用意された第１の情報との相関をとることで、その相関検出される際には、実数部と虚数部のいずれか一方だけの相関値が検出されることになる。従って、受信装置内に相関検出用に予め用意しておく第１の情報としては、実数部と虚数部のいずれか一方だけを用意すれば良いことになる。
【００１９】
第３の発明のマルチキャリア信号送信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報と、それ以外の情報となる第２の情報とを、マルチキャリア信号として送信する場合に、第１の情報による送信シンボルストリームと第２の情報による送信シンボルストリームとを選択的に生成し、その送信シンボルストリームを逆フーリエ変換するようにしたものである。
【００２０】
第３の発明のマルチキャリア信号送信装置によると、同期獲得に必要な第１の情報で構成される送信シンボルストリームの送信と、それ以外の情報となる第２の情報で構成される送信シンボルストリームの送信との双方が、選択的に行えるようになる。従って、例えば非同期パケットを送信する際に、先頭のスロットで第１の情報で構成されるシンボルストリームから周波数軸上の基準位置中心に対称な配置となるシンボルを生成させ、両方を送信させ、次のスロットで第２の情報で構成されるシンボルストリームはそのまま送信させることが可能になる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態を、図１〜図５を参照して説明する。
【００２４】
本実施の形態においては、マルチキャリア信号の無線伝送を行う場合に適用したものである。図１は、本実施の形態による送信装置の構成例を示したものである。以下その構成を説明すると、無線送信装置１００′は、ビデオ回路１０１と音声回路１０２を備えて、それぞれの回路１０１，１０２で入力したビデオ信号及び音声信号の符号化処理を行う。ビデオ回路１０１が出力するビデオデータと音声回路１０２が出力する音声データは、混合回路１０３に供給して１系統のデータとした後、インターリーバ１０４に供給し、データ配列を変えてビット系列を分散させるインターリーブ処理を行う。インターリーバ１０４でインターリーブされたデータは、変調器１０５により伝送用の変調処理を行う。この変調器１０５では、まずプリアンブル信号をビット系列内に挿入し、次に第１次変調として例えばＤＱＰＳＫ変調（或いはＱＰＳＫ，ＢＰＳＫ，８ＰＳＫ，ＱＡＭ等の他の変調方式による変調）を行い、変調出力としてシンボルストリームを得る。
【００２５】
図２は、変調器１０５が出力するシンボルストリームの例を示したものである。この図２では、仮想的に周波数軸を横軸として示してあり、ここでは例えば２４個のシンボルを１単位としてあり、後述する回路でこの１単位のシンボル列がマルチキャリア信号に変調される。２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24が０ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの間に、一定の周波数間隔（ｆs ＝４．１７ｋＨｚ）で配置される構成としてあり、その２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24の内の両端のシンボルＳ1 及びＳ24（即ち０ｋＨｚの位置のシンボルと１００ｋＨｚの位置のシンボル）は、ガードキャリアとしてあり、実際には何も伝送されない。残りの２２個のシンボルＳ2 〜Ｓ23は、第１の情報の伝送に使用されるシンボルと、第２の情報の伝送に使用されるシンボルとに分けられる。第１の情報が、プリアンブル信号である。第２の情報が、実際に伝送したいデータ（例えばビデオ信号や音声信号を符号化したデータ）である。なお、ここでは０ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの帯域をベースバンド帯域と称する。
【００２６】
第１の情報のシンボルと第２の情報のシンボルとの配置としては、ここでは第１の情報のシンボルと第２の情報のシンボルとを１つおきに交互に配置するようにしてある。即ち、図２に示すように、シンボルＳ2 ，Ｓ4 ，Ｓ6 ，Ｓ8 ，Ｓ10，Ｓ12，Ｓ14，Ｓ16，Ｓ18，Ｓ20，Ｓ22を第１の情報が伝送（変調）されるシンボルとしてあり、シンボルＳ3 ，Ｓ5 ，Ｓ7 ，Ｓ9 ，Ｓ11，Ｓ13，Ｓ15，Ｓ17，Ｓ19，Ｓ21，Ｓ23を第２の情報が伝送（変調）されるシンボルとしてある。この図２に示すシンボル列が、マルチキャリア信号への変調時の１変調時間に処理されるシンボル列であり、ここでは１変調単位のシンボル列と称する。
【００２７】
そして本実施の形態においては、変調器１０５で第１次変調されたデータを、シンボル展開部１１１に供給する。このシンボル展開部１１１では、１変調単位のシンボル列を、第１の情報のみ周波数軸上に対称に展開する。即ち、図２に示すように仮想的に周波数軸上に０ｋＨｚから１００ｋＨｚまでに配置されたシンボル列がシンボル展開部１１１に入力したとき、０ｋＨｚの位置を基準となる周波数位置として、この基準位置を中心位置として、周波数軸上に対称となるようにシンボルを展開させる。
【００２８】
図３は、展開された状態を示す図である。基準位置である仮想的に０ｋＨｚに配置されたガードキャリアとしてのシンボルＳ1 を中心にして、周波数軸上で上下に（図３に示す状態では左右に）対称にシンボルＳ2 〜Ｓ24を展開して、−１００ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの範囲に、一定周波数間隔ｆs でシンボルを配置してある。従って、シンボル展開部１１１では、中心位置（基準位置）のシンボルＳ1 だけは、そのままの状態とし、その他のシンボルＳ2 〜Ｓ24については偶数のシンボルＳ2 ，Ｓ4 ，Ｓ6 ，Ｓ8 ‥‥Ｓ22のみ反対方向に展開してある。即ち、−１００ｋＨｚから周波数順に第１の情報が配置されたシンボルの周波数位置を、−ｆ11，−ｆ10，−ｆ9 ，‥‥，−ｆ1 ，ｆ1 ，‥‥，ｆ9 ，ｆ10，ｆ11とすると、基準位置（０Ｈｚ）よりも低い周波数位置−ｆ1 〜−ｆ11のシンボルとしては、周波数の高い位置から順にシンボルＳ2 ，Ｓ4 ，‥‥，Ｓ22が配置してあり、基準位置よりも高い周波数位置ｆ1 〜ｆ11のシンボルとしては、周波数の低い位置から順にシンボルＳ2 ，Ｓ4 ，‥‥，Ｓ22が配置してあり、０Ｈｚを境にして周波数軸上に左右反転させた配置としてある。
【００２９】
図１の説明に戻ると、このような配列とされてシンボル展開部１１１から出力されるシンボルストリームを、逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）１０６に供給し、第２次変調として、逆フーリエ変換の演算処理で時間軸上に配置されたデータを周波数軸上のデータ配列とする逆フーリエ変換処理を行い、さらに窓データを乗算する窓がけ処理を行う。このＩＦＦＴ回路１０６で逆フーリエ変換処理が行われることで、ここまでは仮想的に周波数軸上に配置されていた送信シンボルストリームが時間軸上で平均化され、送信系列となる。このＩＦＦＴ回路１０６で１変調時間に処理される１変調単位のデータは、図３に示した−１００ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの範囲に仮想的に配置されたシンボル列である。
【００３０】
ＩＦＦＴ回路１０６の出力は、デジタル／アナログ変換器１０７に供給して、アナログ信号に変換し、その変換されたアナログ信号を高周波部（ＲＦ部）１０８に供給して、フィルタリング，周波数変換などの高周波処理を行って所定の送信チャンネルの送信信号とした後、アンテナ１１０から無線送信する。なお、無線送信装置１００′内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）１０９により制御される。
【００３１】
次に、この図１に示す構成にて無線送信されるマルチキャリア信号を受信する無線受信装置について説明する。本実施の形態の場合には、受信処理する基本的な構成については、従来例として既に図１２に示した無線受信装置２００と同じ構成である。ここで、受信したマルチキャリア信号は、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）にて周波数軸上に配列されたシンボルを時間軸上のシンボルに変換する処理が行われるが、このＦＦＴ回路による変換処理の前段の回路（ここで図１２に示す窓検出部２０４）で、受信データの切れ目を判断し、その判断した切れ目のデータをＦＦＴ回路（又はＦＦＴ回路での処理タイミングを制御する回路）に供給するようにしてある。
【００３２】
本実施の形態の場合には、この受信データの切れ目を判断するために、ＦＦＴ回路の前段に配置された回路内で、図４に示す構成の検出回路を構成させて、受信データに含まれるプリアンブル信号を検出するようにしてある。この図４に示す回路は、例えば図１２に示す受信装置内の窓検出部２０４に組み込まれる回路である。受信系列が入力端子１１に得られると、この受信系列を遅延回路１２により遅延させた信号と、遅延させてない信号（即ち入力端子１１に得られる信号そのもの）とを、減算器１３に供給して減算処理を行う。遅延回路１２は、受信系列の１変調時間の１／２だけ遅延させる回路である。ここでは１変調時間を２４０μ秒としてあり、遅延回路１２で１２０μ秒の遅延処理を行う。
【００３３】
減算器１３で１／２変調時間遅延させた信号と遅延させてない信号とを減算することで、図３に示す状態で伝送された信号の内の、プリアンブル信号だけを抽出するくし形フィルタとして機能する。このフィルタを構成する遅延回路１２での遅延時間は、第１の情報用のシンボルと第２の情報用のシンボルとの配置状態に基づいて設定される。
【００３４】
減算器１３で抽出されたプリアンブル信号は、シフトレジスタ１４に供給する。シフトレジスタ１４は、ここでは１１シンボルのデータがセットされるレジスタとしてある。プリアンブルバッファ１５は予め１１シンボルのプリアンブルデータを蓄積させてある。そして、シフトレジスタ１４にセットされたデータと、プリアンブルバッファ１５に予め蓄積されたデータとの相関を、各シンボル値毎の個別の乗算器１６ａ，１６ｂ‥‥１６ｎでとる。ここで本実施の形態の場合には、伝送されたシンボルデータとして、ＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータとしてあり、このＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータは、Ｉチャンネル（直交変調波の同相成分である実数部）と、Ｑチャンネル（直交変調波の直交成分である虚数部）とで構成されるが、実数部であるＩチャンネルのデータだけを、プリアンブルバッファ１５に蓄積させてあり、Ｉチャンネルのデータだけを乗算器１６ａ，１６ｂ‥‥１６ｋで比較するようにしてある。
【００３５】
そして、各乗算器１６ａ〜１６ｋの相関値の出力を累積加算器１７に供給し、１１シンボル分の電力レベルを累積加算し、その加算値の出力を判定部１８に供給する。判定部１８では、累積加算された電力レベルが、予め設定されたスレッショルドレベル以上か否か判定する処理を行い、スレッショルドレベル以上であると判定したとき、その判定出力を端子１９から受信装置内の受信タイミング制御手段（図１２のタイムベースコントローラ２１１に相当する回路）に供給して、ＦＦＴ回路などでの処理タイミングを、その判定したタイミングに基づいて制御させる。
【００３６】
ここで、図４に示す回路にて相関を検出することで、プリアンブル信号を検出できる原理について説明する。このとき受信される信号に施された変調処理、即ち送信装置１００内の変調器１０５での変調は、ＤＱＰＳＫ変調であるので、ＩチャンネルとＱチャンネルを直交させて形成される直交座標軸上における円上の位置で示されるデータとなっている。なお、送信側の変調器１０５では、図２に示す第２の情報については、この４点のいずれかが選択される。これに対して第１の情報については、全て同じ位相位置となるように絶対変調してある。
【００３７】
ここで、Ｉチャンネルの各サブキャリアにおける基本波形を cos(2πft) とし、Ｑチャンネルの各サブキャリアにおける基本波形を sin(2πft) とすると、無線送信装置１００′の高周波部１０８の出力端では、２種類の出力（Ｉチャンネル及びＱチャンネル）のうち、片方（例えばＩチャンネル）の送信電力は、周波数ｆn の成分と周波数−ｆn の成分（例えば図３に示す周波数ｆ1 の成分と周波数−ｆ1 の成分）とが互いに強め合い、送信電力が２倍になる。このことを数式で示すと、次式のようになる。
【００３８】
【数１】
Ｉ成分＝Σ〔 cos(2πfnt)＋ cos｛ 2π(-fn)t｝〕＝２Σ〔 cos(2πfnt)〕
【００３９】
一方、Ｑチャンネルの送信電力は、プラス成分とマイナス成分が互いに打ち消し合い、送信電力が０になる。このことを数式で示すと、次式のようになる。
【００４０】
【数２】
Ｑ成分＝Σ〔 sin(2πfnt)＋ sin｛ 2π(-fn)t｝〕＝０
【００４１】
このことを、図５に波形図で示すと、図３に示す周波数−ｆ1 の位置のサブキャリアのＩチャンネルの搬送波の例を図５の（ａ）に示し、図３に示す周波数ｆ1 の位置のサブキャリアのＱチャンネルの搬送波を図５の（ｂ）に示す。この図５の（ａ），（ｂ）に示す波形をチャンネル毎に加算することで、Ｉチャンネルではレベルが強め合い、Ｑチャンネルでは打ち消し合うことが判る。このため、図４に示す構成で、一方のチャンネル（ここではＩチャンネル）のプリアンブル信号だけをプリアンブルバッファ１５に記憶させて、そのプリアンブル信号の受信電力の相関を求めるだけで、正確にプリアンブル信号を検出することができる。
【００４２】
図４の検出回路での処理を、従来の同様のプリアンブル信号検出回路での処理と比較すると、プリアンブル信号を抽出するフィルタ（図４に示す減算器１３に相当する回路）の出力は、実数部（Ｉチャンネル）の値をＡとし、虚数部（Ｑチャンネル）の値をｊＢとしたとき、Ａ＋ｊＢで示される。一方、プリアンブルバッファにプリアンブル信号の実数値Ｃと虚数値ｊＤを記憶させたとき、この記憶値Ｃ＋ｊＤとフィルタ出力値Ａ＋ｊＢとの演算は、次式で示される。
【００４３】
【数３】
（Ａ＋ｊＢ）＊（Ｃ＋ｊＤ）＝（ＡＣ−ＢＤ）＋ｊ（ＡＤ＋ＢＣ）
【００４４】
この〔数３〕式の演算が、従来の検出回路での処理であるが、本実施の形態の検出回路では、プリアンブルバッファ１５の記憶データはＣのみで良く、相関検出処理を数式で示すと、次式で示される。
【００４５】
【数４】
（Ａ＋ｊＢ）＊Ｃ＝ＡＣ＋ｊＢＣ
【００４６】
従って、１シンボルのプリアンブル毎に２つの乗算処理と２つの加減算処理を省略することが可能になる。ここまで説明した信号構成の場合には、プリアンブル信号が１１シンボル分あるため、２２個の乗算処理と２２個の加減算処理を省略することができ、それだけ受信装置内のプリアンブル信号検出回路の構成を簡単にすることができる。また、検出回路内のプリアンブルバッファ１５の記憶データ量も削減することができる。また、検出回路内で相関値を計算する際には、有効ビット数を削れば削る程、判定部１８での判定結果に誤差が生じる問題があるが、本実施の形態の処理構成とした場合には、受信電力が高いレベルで検出されるので、有効ビット数を減らしても、精度良くプリアンブル信号を検出することが可能になる。
【００４７】
なお、本実施の形態で説明した１チャンネルの信号の具体的な構成は、上述したものに限定されるものではない。即ち、サブキャリア数，使用帯域幅，サブキャリア間隔，プリアンブル信号の数は、伝送するデータや使用目的などに応じて、様々な値が取り得る。また、受信装置内でプリアンブル信号を検出する処理として、上述した図４に示した検出回路では、相関を検出する処理を、ハードウェアによる回路で行う構成としたが、このような相関検出処理をソフトウェアで行う構成としても良い。
【００４８】
また、プリアンブル信号検出回路内のくし形フィルタを構成する回路として、図４に示した減算器１３を使用したが、加算器などの他の回路で同様のフィルタとして機能するように構成しても良い。
【００４９】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図６及び図１０を参照して説明する。
【００５０】
本実施の形態においても、マルチキャリア信号の無線伝送を行う場合に適用したものであり、送信装置と受信装置の基本的な構成は、第１の実施の形態で説明した構成と同じであり、送信時に一次変調器で生成された送信シンボルストリームを、シンボル展開部で展開した後、ＩＦＦＴ回路（逆高速フーリエ変換回路）でマルチキャリア信号に変換する構成としてある。本実施の形態においては、ＡＴＭ（Asynchronous Transfer Node）等のパケット通信を行う場合に適した例としてある。即ち、例えば図６に示すように、タイムスロットＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３で構成されるパケットＰ１，Ｐ２，Ｐ３を、随時無線送信するものとする。ここでは、１つのタイムスロットは、１変調時間分の長さとする。
【００５１】
また、送信装置が備えるＩＦＦＴ回路の処理量は、１変調時間にベースバンド帯域として−２００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの信号（サブキャリア間隔ｆs ＝４．１７ｋＨｚ）を処理できる量としてあり、１００ｋＨｚ幅を１チャンネルとしたとき、４チャンネル分の処理量を備えることになる。
【００５２】
そして、各パケットＰ１，Ｐ２，Ｐ３の先頭のタイムスロットＴＳ１では、プリアンブル信号を送信し、２番目，３番目のタイムスロットでは、その他の信号（第１の実施の形態での第２の情報に相当する信号）を送信する。
【００５３】
そして本実施の形態においては、送信装置内の変調器１０５でＤＱＰＳＫ変調などで一次変調された送信シンボルストリームとして、図７に示す構成とする。即ち、２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24を、仮想的に周波数軸上に４．１７ｋＨｚで配置するが、その周波数位置として、シンボルＳ1 の周波数位置を１００ｋＨｚとし、シンボルＳ24の周波数位置を２００ｋＨｚとする。なお、本例の場合でも２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24の内の両端のシンボルＳ1 及びＳ24（即ち１００ｋＨｚの位置のシンボルと２００ｋＨｚの位置のシンボル）は、ガードキャリアとしてあり、実際には何も伝送されない。残りの２２個のシンボルＳ2 〜Ｓ23は、先頭のタイムスロットＴＳ１では、全て第１の情報（即ちプリアンブル信号）の伝送に使用されるシンボルとしてある。
【００５４】
そして、この図７に示す構成のプリアンブル信号を、シンボル展開部で展開させる。この展開時には、０ｋＨｚを基準となる位置（即ち中心位置）として、周波数軸上に対称に展開させる処理を行う。図８は、この場合に展開されるシンボルの例を示す図であり、図示のように、１００ｋＨｚから２００ｋＨｚまでの位置に仮想的に配置された２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24が、−２００ｋＨｚから−１００ｋＨｚまでの位置にも配置されることになる。但し、０ｋＨｚを基準として対称となるように配置してあるため、シンボルの配列が相互に逆になっている。
【００５５】
このようなシンボル展開部での展開は、本例の場合には復号前に判別する必要のある情報であるプリアンブル信号を送信するタイムスロットＴＳ１についてだけ行い、他の情報（第２の情報）を伝送するタイムスロット期間のシンボルに対しては展開処理を行わない。そして、このように処理されたシンボルストリームを、ＩＦＦＴ回路に供給して、１変調単位のシンボル毎に時間軸を周波数軸に変換する逆フーリエ変換処理を行い、そのＩＦＦＴ回路の変換出力を高周波部に供給して、所定の送信周波数帯で無線送信させる。
【００５６】
このようにして送信することで、プリアンブル信号のＩチャンネル成分だけが送信電力レベルが展開処理をしない場合に比べて２倍になる。この送信電力レベルが２倍になる原理は、既に第１の実施の形態で説明した送信処理と同じであり、ここでは省略する。
【００５７】
次に、このように送信される信号を受信する無線受信装置について説明する。受信装置の基本的な構成についても、第１の実施の形態で説明した受信装置と同じであり、本実施の形態では、受信信号に含まれるプリアンブル信号を検出する構成を変えたものである。なお、マルチキャリア信号を変換処理するＦＦＴ回路は、送信装置が備えるＩＦＦＴ回路と同様に、４チャンネル分の処理量を備えたものとする。
【００５８】
図９は、本実施の形態における受信装置のプリアンブル信号検出回路の構成を示したものである。以下その構成について説明すると、受信系列が入力端子２１に得られると、この受信系列をシフトレジスタ２２に供給する。シフトレジスタ２２は、ここでは２２シンボルのデータがセットされるレジスタとしてある。プリアンブルバッファ２３は予め２２シンボルのプリアンブルデータを蓄積させてある（図９では一部を省略した図としてありレジスタ，バッファは２２段の構成として示してない）。
【００５９】
そして、シフトレジスタ２２にセットされたデータと、プリアンブルバッファ２３に予め蓄積されたデータとの相関を、各シンボル値毎の個別の乗算器２４ａ，２４ｂ‥‥２４ｎでとる。ここで本実施の形態の場合には、伝送されたシンボルデータとして、ＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータとしてあり、このＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータは、Ｉチャンネル（直交変調波の同相成分である実数部）と、Ｑチャンネル（直交変調波の直交成分である虚数部）とで構成されるが、実数部であるＩチャンネルのデータだけを、プリアンブルバッファ２３に蓄積させてあり、Ｉチャンネルのデータだけを乗算器２４ａ，２４ｂ‥‥２４ｎで比較するようにしてある。
【００６０】
そして、各乗算器２４ａ〜２４ｎの相関値の出力を累積加算器２５に供給し、２２シンボル分の電力レベルを累積加算し、その加算値の出力を判定部２６に供給する。判定部２６では、累積加算された電力レベルが、予め設定されたスレッショルドレベル以上か否か判定する処理を行い、スレッショルドレベル以上であると判定したとき、その判定出力を端子２７から受信装置内の受信タイミング制御手段（図１２のタイムベースコントローラ２１１に相当する回路）に供給して、ＦＦＴ回路などでの処理タイミングを、その判定したタイミングに基づいて制御させる。そして、同一パケット内の他のタイムスロットを変換処理する際には、その判定したタイミングから１変調時間周期で周期的に変換処理を実行させる。なお、図９の構成で相関検出が行われる原理は、第１の実施の形態で〔数４〕式で説明したものと同じである。
【００６１】
このように受信処理することで、フーリエ変換前の受信データから、１変換時間の切れ目を判断することが、簡単な構成で可能になる。即ち、第１の実施の形態の処理と同様に、受信シンボルを構成する実数部と虚数部の何れか一方のデータの受信電力を判定するだけで、正確な判定が可能になり、それだけ回路規模を削減できると共に、比較用に用意するプリアンブル信号の記憶容量を削減できる。
【００６２】
また本実施の形態の場合には、１変調単位のデータで構成される１つのタイムスロットを、全てプリアンブル信号で構成（ガードキャリアを除く）したことで、図９に示したプリアンブル信号検出回路内で、プリアンブル信号だけを抽出するフィルタ部分が必要なくなる。即ち、上述した第１の実施の形態で説明した検出回路の場合には、１変調単位の信号にプリアンブル信号以外の信号が含まれているために、図４に示すように、遅延回路１２と減算器１３で構成されるフィルタが必要であるが、本実施の形態の場合には、このようなフィルタ部が不要になり、それだけ回路構成が簡単になる。
【００６３】
なお、本実施の形態で説明した１チャンネルの信号の具体的な構成は、上述したものに限定されるものではない。即ち、サブキャリア数，使用帯域幅，サブキャリア間隔，プリアンブル信号の数は、伝送するデータや使用目的などに応じて、様々な値が取り得る。また、１パケットのタイムスロット数や、使用するベースバンド帯域についても、上述した例に限定されない。また、上述したような非同期通信ではなく、連続的に伝送が行われる同期通信の場合の、任意のタイムスロット期間を、本実施の形態で説明したプリアンブル信号を配置したタイムスロットとしても良い。
【００６４】
また、通信状態などにより、プリアンブル信号を伝送する際に使用するベースバンド帯域を変更するようにしても良い。例えば、伝送路状態が良好な場合には、プリアンブル信号を伝送するタイムスロットのベースバンド帯域を、−２００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲とし、伝送路状態が良好でない場合には、プリアンブル信号を伝送するタイムスロットのベースバンド帯域を、−１００ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲に変更するようにしても良い。この場合には、受信装置内でのプリアンブル信号の検出回路などを、両信号に対処するように構成すれば良い。
【００６５】
このようにプリアンブル信号を伝送させるタイムスロットのベースバンド帯域が変化する場合には、送信装置内のシンボル展開部で例えば図１０のフローチャートに示す処理を行うことで対処できる。即ち、送信処理を開始すると（ステップＳ１０１）、この送信装置内のタイムベースコントローラから使用帯域情報を得る（ステップＳ１０２）。次に、送信する１変調時間分のシンボルストリームをバッファメモリに蓄積させる（ステップＳ１０３）。そして、送信シンボルストリームの第１シンボル目（上述した例ではガードキャリア）の周波数が０Ｈｚか否か判断する（ステップＳ１０４）。この判断は、例えばステップＳ１０２で得た使用帯域情報から判断できる。
【００６６】
この判断で、第１シンボル目の周波数を０Ｈｚにすると判断した場合には、シンボルＳ24からシンボルＳ2 までを順々にＩＦＦＴ回路に転送した後（ステップＳ１０８）、シンボルＳ1 からシンボルＳ24までを順々にＩＦＦＴ回路に転送し（ステップＳ１０９）、シンボルＳ1 を０Ｈｚの位置として、−１００ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲に対称にシンボルが展開されたマルチキャリア信号を逆フーリエ変換で生成させて送信させて、このタイムスロットでの処理を終了させる（ステップＳ１１０）。
【００６７】
またステップＳ１０４の判断で、第１シンボル目の周波数が０Ｈｚでないと判断した場合には、シンボルＳ24からシンボルＳ1 までを順々にＩＦＦＴ回路に転送した後（ステップＳ１０５）、約２チャンネル分の転送時間に相当する時間待機（又はその周波数帯に相当するシンボルストリームを転送）してから（ステップＳ１０６）、シンボルＳ1 からシンボルＳ24までを順々にＩＦＦＴ回路に転送し（ステップＳ１０７）、図８に示すように−２００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲に対称にシンボルが展開されたマルチキャリア信号を逆フーリエ変換で生成させて送信させて、このタイムスロットでの処理を終了させる（ステップＳ１１０）。
【００６８】
なお、−１００ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲に対称にシンボルを展開させる際に、ステップＳ１０８でＩＦＦＴ回路に転送するシンボルをシンボルＳ2 までとして、シンボルＳ1 を転送しないようにしたのは、０Ｈｚの位置を中心にして各シンボルが対称の状態になるようにして、その対称位置のシンボル同士で打ち消し合うようにするためである。
【００６９】
また、本実施の形態においては、プリアンブル信号が伝送されるスロットだけを対称に展開させて伝送するようにしたが、その他の情報を伝送するスロットにおいても、同様にシンボルを対称に展開させて伝送するようにしても良い。また、プリアンブル信号以外の情報が伝送されるスロットに配置される情報には、エラー訂正用のデータを付加してから、逆フーリエ変換を行うようにしても良い。この場合、受信装置側では、フーリエ変換後に、そのエラー訂正用のデータに基づいたエラー訂正処理を行う。
【００７０】
さらに、受信装置内でプリアンブル信号を検出する処理として、図９に示したようにハードウェアによる回路の他に、同様の相関検出処理をソフトウェアで行う構成としても良い。
【００７１】
【発明の効果】
請求項１に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされた送信シンボルに、同期獲得に必要な第１の情報が所定の配列で含まれるようになり、この装置から送信される信号を受信した側では、第１の情報の実数部と虚数部の何れか一方だけを抽出することが簡単に行えるようになる。
【００７２】
請求項２に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、請求項１に記載した発明において、データ配列手段は、第１の情報と第２の情報を交互に配列するようにしたことで、受信回路で、第１の情報の自己相関を行なう際、より精度のよい相関値を出すことができる。
【００７３】
請求項３に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、請求項１に記載した発明において、シンボル生成手段は、送信シンボルストリームの基準となる周波数位置を中心位置として、そのシンボル以外のシンボルを、周波数軸上に対称に展開するようにしたことで、０ｋＨｚなどの基準となる周波数位置を中心にして、周波数軸上に対称となる状態でシンボルが配列されることになり、良好に周波数軸上に対称にシンボルを展開することができる。
【００７４】
請求項４に記載したマルチキャリア信号受信装置によると、周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされたシンボルを受信したとき、その受信シンボルから抽出した第１の情報と、予め用意された第１の情報との相関をとることで、その相関検出される際には、実数部と虚数部のいずれか一方だけの相関値が検出されることになる。従って、受信装置内に相関検出用に予め用意しておく第１の情報としては、実数部と虚数部のいずれか一方だけを用意すれば良いことになり、それだけ受信装置内に用意しておく第１の情報量を削減できると共に、相関を検出するための処理量を削減でき、簡単な構成及び簡単な処理で、受信したマルチキャリア信号に含まれる同期獲得用の情報を、フーリエ変換前に検出できるようになる。
【００７５】
請求項５に記載したマルチキャリア信号受信装置によると、請求項４に記載した発明において、マルチキャリア信号をフーリエ変換する１単位の処理時間を１変調時間としたとき、前記遅延手段で遅延させる所定時間を１変調時間の１／２の時間としたことで、第１の情報と第２の情報が交互に配列された送信シンボルから、同期獲得に必要な第１の情報だけを抽出することが簡単に行える。
【００７６】
請求項６に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、同期獲得に必要な第１の情報で構成される送信シンボルストリームの送信と、それ以外の情報となる第２の情報で構成される送信シンボルストリームの送信との双方が、選択的に行えるようになる。従って、例えば非同期パケットを送信する際に、先頭のスロットで第１の情報で基準周波数位置に対称に構成されるシンボルストリームを送信させ、次のスロットで第２の情報で構成されるそのままのシンボルストリームを送信させることが可能になり、同期獲得に必要な情報を効率良く送信することができる。
【００７７】
請求項７に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、請求項７に記載した発明において、第１の変調手段で、送信シンボルストリームの前記基準となる周波数位置のシンボルを中心として、そのシンボル以外の送信シンボルストリームの各シンボルを、周波数軸上に対称に展開するようにしたことで、０ｋＨｚなどの基準となる周波数位置を中心にして、周波数軸上に対称となる状態でシンボルが配列されることになり、良好に周波数軸上に対称にシンボルを展開することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による送信構成の例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態による送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態による展開した送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態によるプリアンブル信号検出構成の例を示すブロック図である。
【図５】展開した送信シンボルストリームに含まれるプリアンブルのＩチャンネル及びＱチャンネルの波形例を示す波形図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態による送信状態の例を示す説明図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態による送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態による展開した送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態によるプリアンブル信号検出構成の例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態によるプリアンブル信号検出処理例を示すフローチャートである。
【図１１】マルチキャリア信号の送信構成の例を示すブロック図である。
【図１２】マルチキャリア信号の受信構成の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１２…遅延回路、１３…加算器、１４…シフトレジスタ、１５…プリアンブルバッファ、１６ａ〜１６ｎ…乗算器、１７…累積加算器、１８…判定部、２２…シフトレジスタ、２３…プリアンブルバッファ、２４ａ〜２４ｎ…乗算器、２５…累積加算器、２６…判定部、１００，１００′…送信装置、１０３…混合回路、１０４…インターリーバ、１０５…変調器、１０６…逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）、１０８…送信処理回路、１０９…タイムベースコントローラ、１１１…シンボル展開回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア信号を無線伝送する場合に適用して好適なマルチキャリア信号送信装置及びマルチキャリア信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、放送用の通信や、移動体通信などにおいて、周波数利用効率が良いと共にマルチパス干渉に強い伝送方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数分割多重）方式が実用化されている。このＯＦＤＭ方式は、１伝送帯域内に所定の周波数間隔で互いに直交する複数の搬送波（以下サブキャリアと称する）を配置し、それぞれのサブキャリアにデータを分散させて変調し伝送する方式である。この方式では、送信装置は、時系列に得られる送信データを、仮想的に周波数軸上に配置し、各々のサブキャリアに送信データを割当て、逆高速フーリエ変換などで所定の周波数間隔のマルチキャリア信号に直交変換し送信する。受信装置では、受信したマルチキャリア信号を送信時とは逆の変換で時系列に得られるデータとし、受信データを得るようにしている。
【０００３】
図１１は、ＯＦＤＭ方式の無線送信装置の構成例を示す図である。以下、その構成を説明すると、ここでの無線送信装置１００は、ビデオ回路１０１と音声回路１０２を備えて、それぞれの回路１０１，１０２で入力したビデオ信号及び音声信号の符号化処理を行う。例えばビデオ回路１０１では、動画としてのビデオ信号をＭＰＥＧ（Moving Picture Expers Group ）方式の画像データとする処理や、静止画像としてのビデオ信号をＪＰＥＧ（Joint Photograhic coding Expers Group ）方式の画像データとする処理のような、非可逆な画像圧縮符号化方式により符号化する。或いは、ＪＢＩＧ（Joint Bi-level Image Experts Group）方式のような可逆な画像圧縮方式で符号化しても良い。音声回路１０２では、ＭＰＥＧオーディオ方式、ＣＥＬＰ（Code Excited Linear Predicttion ）方式、ＰＣＭ（Pulse Code Modulation ）方式などの音声符号化方式で符号化を行う。なお、符号化されたデータには、リードソロモン符号やターボ符号などのＥＣＣ（Error Correcting Code ）が付加される場合もある。
【０００４】
ビデオ回路１０１が出力するビデオデータと音声回路１０２が出力する音声データは、混合回路１０３に供給して１系統のデータとした後、インターリーバ１０４に供給し、データ配列を変えてビット系列を分散させるインターリーブ処理を行う。インターリーバ１０４でインターリーブされたデータは、変調器１０５により伝送用の変調処理を行う。この変調器１０５では、まずプリアンブル信号をビット系列内に挿入し、次に第１次変調として例えばＤＱＰＳＫ変調（Differential Quadrature Phase Shift keying）を行う。なお、ＤＱＰＳＫ変調以外の変調方式、例えばＱＰＳＫ，ＢＰＳＫ，８ＰＳＫ，ＱＡＭ等の変調方式を適用しても良い。
【０００５】
変調器１０５で第１次変調されたデータは、逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）１０６に供給し、第２次変調として、逆フーリエ変換の演算処理で時間軸上に配置されたデータを周波数軸上のデータ配列とする逆フーリエ変換処理を行い、さらに窓データを乗算する窓がけ処理を行う。このＩＦＦＴ回路１０６で逆フーリエ変換処理が行われることで、ここまでは仮想的に周波数軸上に配置されていた送信シンボルストリームが時間軸上で平均化され、送信系列となる。なお、ＩＦＦＴ回路では所定単位のデータが入力する毎に、その入力データに対して逆フーリエ変換の演算処理を行うようにしてあり、本明細書では、この１単位の演算処理を行う時間を、１変調時間と称する。
【０００６】
ＩＦＦＴ回路１０６の出力は、デジタル／アナログ変換器１０７に供給して、アナログ信号に変換し、その変換されたアナログ信号を高周波部（ＲＦ部）１０８に供給して、フィルタリング，周波数変換などの高周波処理を行って所定の送信チャンネルの送信信号とした後、アンテナ１１０から無線送信する。なお、無線送信装置１００内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）１０９により制御される。
【０００７】
図１２は、図１１に示す無線送信装置１００から送信される信号を受信する無線受信装置を示す図である。以下、その構成を説明すると、ここでの無線受信装置２００は、アンテナ２０１で受けた信号を高周波部（ＲＦ部）２０２に供給して、フィルタリング，周波数変換などの受信処理を行って、所定のチャンネルの受信信号を得る。この受信信号をアナログ／デジタル変換器２０３に供給してデジタルデータに変換し、デジタル変換された受信系列を窓検出部２０４に供給する。この窓検出部２０４では、受信系列の中から送信系で乗算された窓データを基にフーリエ変換するデータの切れ目を検出する同期検出処理を行う。
【０００８】
そして、窓検出部２０４の出力を高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）２０５に供給し、窓検出部２０４で検出されたデータの切れ目のタイミングでフーリエ変換動作を行い、そのフーリエ変換の演算処理で、周波数軸上のデータを時間軸上のデータ配列とする変換処理を行う。フーリエ変換された受信系列は、復調器２０６に供給し、ＤＱＰＳＫ復調などの送信時に施された変換処理を元に戻す復調処理を行い、受信シンボルストリームを生成させる。
【０００９】
この受信シンボルストリームは、デインターリーバ２０７に供給し、送信時のインターリーブ処理で分散されたビット系列を元のデータ配列に戻すデインターリーブ処理を行い、受信符号化ビット系列を得る。この受信符号化ビット系列をビタビデコーダ２０８に供給し、ビタビデコード処理で受信情報ビット系列に変換し、変換された受信情報ビット系列の中のビデオ情報をビデオ回路２０９に供給し、音声情報を音声回路２１０に供給する。
【００１０】
ビデオ回路２０９では、送信系のビデオ回路１０１で符号化されたデータを復号化し、伝送されたビデオデータを得る。音声回路２１０では、送信系の音声回路１０２で符号化されたデータを復号化し、伝送された音声データを得る。なお、無線受信装置２００内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）２１１により制御される。
【００１１】
以上説明した構成にて、ＯＦＤＭ方式の信号の送信及び受信が行われる。ここで、送信時の変調器１０５での第１次変調は、送信データに応じてキャリアの位相を離散的に変化させる変調方式であり、周波数利用効率に大きな利点がある。また、ＩＦＦＴ回路１０６での逆フーリエ変換処理では、サブキャリアに配置されるビット系列を時間軸上で平均化させるため、フェージングやシャドウイングといった干渉波に強いといった大きな利点がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのようなマルチキャリア信号を受信する側では、ＦＦＴ回路２０５でのフーリエ変換処理を行わない限り、各ビット系列を復調することができない。また、受信時にＦＦＴ回路２０５でフーリエ変換処理を実行する際、１変調分の区切り（以下切れ目と称する）を正しく認識しないと、正確なビット系列を復調することができない。
【００１３】
ＦＦＴ回路でのフーリエ変換動作を正しく行うためには、フーリエ変換回路の前段の回路（図１２では窓検出部２０４）で、受信したデータから１変調時間の区切れ（以下切れ目と称する）を判断するのは困難であり、受信データの電力レベルから切れ目を判断する必要がある。通常は、伝送データに含まれる既知のプリアンブル信号に対して、電力レベルでの相関を求めている。ここで、求められる相関値の精度を上げるためには、各チャンネルのビット幅を削らずに計算させる必要がある。このため、相関を検出する回路の回路規模が大きくなってしまう問題があった。
【００１４】
本発明の目的は、マルチキャリア信号として伝送される信号を受信する側で、フーリエ変換する前に、簡単な構成や処理で１変調単位の切れ目を判断して復調できるようにすることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
第１の発明のマルチキャリア信号送信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報とそれ以外の情報となる第２の情報とを所定の配列でマルチキャリア信号として送信する場合に、送信シンボルストリームを周波数軸上に展開し、第１の情報に関して、所定の周波数位置を基準として周波数軸上に対称な送信シンボルストリームを生成し、その周波数軸上に対称な送信シンボルストリームを逆フーリエ変換するようにしたものである。
【００１６】
第１の発明のマルチキャリア信号送信装置によると、周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされた送信シンボルに、同期獲得に必要な第１の情報が所定の配列で含まれるようになる。
【００１７】
第２の発明のマルチキャリア信号受信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報と、それ以外の情報となる第２の情報とが含まれるマルチキャリア信号を受信する場合に、予め用意された第１の情報の内の実数部又は虚数部のいずれか一方だけの記憶データと、受信したシンボルストリームよりフィルタで抽出した第１の情報との相関をとり、その相関値のピーク位置により同期検出を行うようにしたものである。
【００１８】
第２の発明のマルチキャリア信号受信装置によると、第１の情報のみを周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされたシンボルを受信したとき、その受信シンボルから抽出した第１の情報と、予め用意された第１の情報との相関をとることで、その相関検出される際には、実数部と虚数部のいずれか一方だけの相関値が検出されることになる。従って、受信装置内に相関検出用に予め用意しておく第１の情報としては、実数部と虚数部のいずれか一方だけを用意すれば良いことになる。
【００１９】
第３の発明のマルチキャリア信号送信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報と、それ以外の情報となる第２の情報とを、マルチキャリア信号として送信する場合に、第１の情報による送信シンボルストリームと第２の情報による送信シンボルストリームとを選択的に生成し、その送信シンボルストリームを逆フーリエ変換するようにしたものである。
【００２０】
第３の発明のマルチキャリア信号送信装置によると、同期獲得に必要な第１の情報で構成される送信シンボルストリームの送信と、それ以外の情報となる第２の情報で構成される送信シンボルストリームの送信との双方が、選択的に行えるようになる。従って、例えば非同期パケットを送信する際に、先頭のスロットで第１の情報で構成されるシンボルストリームから周波数軸上の基準位置中心に対称な配置となるシンボルを生成させ、両方を送信させ、次のスロットで第２の情報で構成されるシンボルストリームはそのまま送信させることが可能になる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態を、図１〜図５を参照して説明する。
【００２４】
本実施の形態においては、マルチキャリア信号の無線伝送を行う場合に適用したものである。図１は、本実施の形態による送信装置の構成例を示したものである。以下その構成を説明すると、無線送信装置１００′は、ビデオ回路１０１と音声回路１０２を備えて、それぞれの回路１０１，１０２で入力したビデオ信号及び音声信号の符号化処理を行う。ビデオ回路１０１が出力するビデオデータと音声回路１０２が出力する音声データは、混合回路１０３に供給して１系統のデータとした後、インターリーバ１０４に供給し、データ配列を変えてビット系列を分散させるインターリーブ処理を行う。インターリーバ１０４でインターリーブされたデータは、変調器１０５により伝送用の変調処理を行う。この変調器１０５では、まずプリアンブル信号をビット系列内に挿入し、次に第１次変調として例えばＤＱＰＳＫ変調（或いはＱＰＳＫ，ＢＰＳＫ，８ＰＳＫ，ＱＡＭ等の他の変調方式による変調）を行い、変調出力としてシンボルストリームを得る。
【００２５】
図２は、変調器１０５が出力するシンボルストリームの例を示したものである。この図２では、仮想的に周波数軸を横軸として示してあり、ここでは例えば２４個のシンボルを１単位としてあり、後述する回路でこの１単位のシンボル列がマルチキャリア信号に変調される。２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24が０ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの間に、一定の周波数間隔（ｆs ＝４．１７ｋＨｚ）で配置される構成としてあり、その２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24の内の両端のシンボルＳ1 及びＳ24（即ち０ｋＨｚの位置のシンボルと１００ｋＨｚの位置のシンボル）は、ガードキャリアとしてあり、実際には何も伝送されない。残りの２２個のシンボルＳ2 〜Ｓ23は、第１の情報の伝送に使用されるシンボルと、第２の情報の伝送に使用されるシンボルとに分けられる。第１の情報が、プリアンブル信号である。第２の情報が、実際に伝送したいデータ（例えばビデオ信号や音声信号を符号化したデータ）である。なお、ここでは０ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの帯域をベースバンド帯域と称する。
【００２６】
第１の情報のシンボルと第２の情報のシンボルとの配置としては、ここでは第１の情報のシンボルと第２の情報のシンボルとを１つおきに交互に配置するようにしてある。即ち、図２に示すように、シンボルＳ2 ，Ｓ4 ，Ｓ6 ，Ｓ8 ，Ｓ10，Ｓ12，Ｓ14，Ｓ16，Ｓ18，Ｓ20，Ｓ22を第１の情報が伝送（変調）されるシンボルとしてあり、シンボルＳ3 ，Ｓ5 ，Ｓ7 ，Ｓ9 ，Ｓ11，Ｓ13，Ｓ15，Ｓ17，Ｓ19，Ｓ21，Ｓ23を第２の情報が伝送（変調）されるシンボルとしてある。この図２に示すシンボル列が、マルチキャリア信号への変調時の１変調時間に処理されるシンボル列であり、ここでは１変調単位のシンボル列と称する。
【００２７】
そして本実施の形態においては、変調器１０５で第１次変調されたデータを、シンボル展開部１１１に供給する。このシンボル展開部１１１では、１変調単位のシンボル列を、第１の情報のみ周波数軸上に対称に展開する。即ち、図２に示すように仮想的に周波数軸上に０ｋＨｚから１００ｋＨｚまでに配置されたシンボル列がシンボル展開部１１１に入力したとき、０ｋＨｚの位置を基準となる周波数位置として、この基準位置を中心位置として、周波数軸上に対称となるようにシンボルを展開させる。
【００２８】
図３は、展開された状態を示す図である。基準位置である仮想的に０ｋＨｚに配置されたガードキャリアとしてのシンボルＳ1 を中心にして、周波数軸上で上下に（図３に示す状態では左右に）対称にシンボルＳ2 〜Ｓ24を展開して、−１００ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの範囲に、一定周波数間隔ｆs でシンボルを配置してある。従って、シンボル展開部１１１では、中心位置（基準位置）のシンボルＳ1 だけは、そのままの状態とし、その他のシンボルＳ2 〜Ｓ24については偶数のシンボルＳ2 ，Ｓ4 ，Ｓ6 ，Ｓ8 ‥‥Ｓ22のみ反対方向に展開してある。即ち、−１００ｋＨｚから周波数順に第１の情報が配置されたシンボルの周波数位置を、−ｆ11，−ｆ10，−ｆ9 ，‥‥，−ｆ1 ，ｆ1 ，‥‥，ｆ9 ，ｆ10，ｆ11とすると、基準位置（０Ｈｚ）よりも低い周波数位置−ｆ1 〜−ｆ11のシンボルとしては、周波数の高い位置から順にシンボルＳ2 ，Ｓ4 ，‥‥，Ｓ22が配置してあり、基準位置よりも高い周波数位置ｆ1 〜ｆ11のシンボルとしては、周波数の低い位置から順にシンボルＳ2 ，Ｓ4 ，‥‥，Ｓ22が配置してあり、０Ｈｚを境にして周波数軸上に左右反転させた配置としてある。
【００２９】
図１の説明に戻ると、このような配列とされてシンボル展開部１１１から出力されるシンボルストリームを、逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）１０６に供給し、第２次変調として、逆フーリエ変換の演算処理で時間軸上に配置されたデータを周波数軸上のデータ配列とする逆フーリエ変換処理を行い、さらに窓データを乗算する窓がけ処理を行う。このＩＦＦＴ回路１０６で逆フーリエ変換処理が行われることで、ここまでは仮想的に周波数軸上に配置されていた送信シンボルストリームが時間軸上で平均化され、送信系列となる。このＩＦＦＴ回路１０６で１変調時間に処理される１変調単位のデータは、図３に示した−１００ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの範囲に仮想的に配置されたシンボル列である。
【００３０】
ＩＦＦＴ回路１０６の出力は、デジタル／アナログ変換器１０７に供給して、アナログ信号に変換し、その変換されたアナログ信号を高周波部（ＲＦ部）１０８に供給して、フィルタリング，周波数変換などの高周波処理を行って所定の送信チャンネルの送信信号とした後、アンテナ１１０から無線送信する。なお、無線送信装置１００′内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）１０９により制御される。
【００３１】
次に、この図１に示す構成にて無線送信されるマルチキャリア信号を受信する無線受信装置について説明する。本実施の形態の場合には、受信処理する基本的な構成については、従来例として既に図１２に示した無線受信装置２００と同じ構成である。ここで、受信したマルチキャリア信号は、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）にて周波数軸上に配列されたシンボルを時間軸上のシンボルに変換する処理が行われるが、このＦＦＴ回路による変換処理の前段の回路（ここで図１２に示す窓検出部２０４）で、受信データの切れ目を判断し、その判断した切れ目のデータをＦＦＴ回路（又はＦＦＴ回路での処理タイミングを制御する回路）に供給するようにしてある。
【００３２】
本実施の形態の場合には、この受信データの切れ目を判断するために、ＦＦＴ回路の前段に配置された回路内で、図４に示す構成の検出回路を構成させて、受信データに含まれるプリアンブル信号を検出するようにしてある。この図４に示す回路は、例えば図１２に示す受信装置内の窓検出部２０４に組み込まれる回路である。受信系列が入力端子１１に得られると、この受信系列を遅延回路１２により遅延させた信号と、遅延させてない信号（即ち入力端子１１に得られる信号そのもの）とを、減算器１３に供給して減算処理を行う。遅延回路１２は、受信系列の１変調時間の１／２だけ遅延させる回路である。ここでは１変調時間を２４０μ秒としてあり、遅延回路１２で１２０μ秒の遅延処理を行う。
【００３３】
減算器１３で１／２変調時間遅延させた信号と遅延させてない信号とを減算することで、図３に示す状態で伝送された信号の内の、プリアンブル信号だけを抽出するくし形フィルタとして機能する。このフィルタを構成する遅延回路１２での遅延時間は、第１の情報用のシンボルと第２の情報用のシンボルとの配置状態に基づいて設定される。
【００３４】
減算器１３で抽出されたプリアンブル信号は、シフトレジスタ１４に供給する。シフトレジスタ１４は、ここでは１１シンボルのデータがセットされるレジスタとしてある。プリアンブルバッファ１５は予め１１シンボルのプリアンブルデータを蓄積させてある。そして、シフトレジスタ１４にセットされたデータと、プリアンブルバッファ１５に予め蓄積されたデータとの相関を、各シンボル値毎の個別の乗算器１６ａ，１６ｂ‥‥１６ｎでとる。ここで本実施の形態の場合には、伝送されたシンボルデータとして、ＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータとしてあり、このＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータは、Ｉチャンネル（直交変調波の同相成分である実数部）と、Ｑチャンネル（直交変調波の直交成分である虚数部）とで構成されるが、実数部であるＩチャンネルのデータだけを、プリアンブルバッファ１５に蓄積させてあり、Ｉチャンネルのデータだけを乗算器１６ａ，１６ｂ‥‥１６ｋで比較するようにしてある。
【００３５】
そして、各乗算器１６ａ〜１６ｋの相関値の出力を累積加算器１７に供給し、１１シンボル分の電力レベルを累積加算し、その加算値の出力を判定部１８に供給する。判定部１８では、累積加算された電力レベルが、予め設定されたスレッショルドレベル以上か否か判定する処理を行い、スレッショルドレベル以上であると判定したとき、その判定出力を端子１９から受信装置内の受信タイミング制御手段（図１２のタイムベースコントローラ２１１に相当する回路）に供給して、ＦＦＴ回路などでの処理タイミングを、その判定したタイミングに基づいて制御させる。
【００３６】
ここで、図４に示す回路にて相関を検出することで、プリアンブル信号を検出できる原理について説明する。このとき受信される信号に施された変調処理、即ち送信装置１００内の変調器１０５での変調は、ＤＱＰＳＫ変調であるので、ＩチャンネルとＱチャンネルを直交させて形成される直交座標軸上における円上の位置で示されるデータとなっている。なお、送信側の変調器１０５では、図２に示す第２の情報については、この４点のいずれかが選択される。これに対して第１の情報については、全て同じ位相位置となるように絶対変調してある。
【００３７】
ここで、Ｉチャンネルの各サブキャリアにおける基本波形を cos(2πft) とし、Ｑチャンネルの各サブキャリアにおける基本波形を sin(2πft) とすると、無線送信装置１００′の高周波部１０８の出力端では、２種類の出力（Ｉチャンネル及びＱチャンネル）のうち、片方（例えばＩチャンネル）の送信電力は、周波数ｆn の成分と周波数−ｆn の成分（例えば図３に示す周波数ｆ1 の成分と周波数−ｆ1 の成分）とが互いに強め合い、送信電力が２倍になる。このことを数式で示すと、次式のようになる。
【００３８】
【数１】
Ｉ成分＝Σ〔 cos(2πfnt)＋ cos｛ 2π(-fn)t｝〕＝２Σ〔 cos(2πfnt)〕
【００３９】
一方、Ｑチャンネルの送信電力は、プラス成分とマイナス成分が互いに打ち消し合い、送信電力が０になる。このことを数式で示すと、次式のようになる。
【００４０】
【数２】
Ｑ成分＝Σ〔 sin(2πfnt)＋ sin｛ 2π(-fn)t｝〕＝０
【００４１】
このことを、図５に波形図で示すと、図３に示す周波数−ｆ1 の位置のサブキャリアのＩチャンネルの搬送波の例を図５の（ａ）に示し、図３に示す周波数ｆ1 の位置のサブキャリアのＱチャンネルの搬送波を図５の（ｂ）に示す。この図５の（ａ），（ｂ）に示す波形をチャンネル毎に加算することで、Ｉチャンネルではレベルが強め合い、Ｑチャンネルでは打ち消し合うことが判る。このため、図４に示す構成で、一方のチャンネル（ここではＩチャンネル）のプリアンブル信号だけをプリアンブルバッファ１５に記憶させて、そのプリアンブル信号の受信電力の相関を求めるだけで、正確にプリアンブル信号を検出することができる。
【００４２】
図４の検出回路での処理を、従来の同様のプリアンブル信号検出回路での処理と比較すると、プリアンブル信号を抽出するフィルタ（図４に示す減算器１３に相当する回路）の出力は、実数部（Ｉチャンネル）の値をＡとし、虚数部（Ｑチャンネル）の値をｊＢとしたとき、Ａ＋ｊＢで示される。一方、プリアンブルバッファにプリアンブル信号の実数値Ｃと虚数値ｊＤを記憶させたとき、この記憶値Ｃ＋ｊＤとフィルタ出力値Ａ＋ｊＢとの演算は、次式で示される。
【００４３】
【数３】
（Ａ＋ｊＢ）＊（Ｃ＋ｊＤ）＝（ＡＣ−ＢＤ）＋ｊ（ＡＤ＋ＢＣ）
【００４４】
この〔数３〕式の演算が、従来の検出回路での処理であるが、本実施の形態の検出回路では、プリアンブルバッファ１５の記憶データはＣのみで良く、相関検出処理を数式で示すと、次式で示される。
【００４５】
【数４】
（Ａ＋ｊＢ）＊Ｃ＝ＡＣ＋ｊＢＣ
【００４６】
従って、１シンボルのプリアンブル毎に２つの乗算処理と２つの加減算処理を省略することが可能になる。ここまで説明した信号構成の場合には、プリアンブル信号が１１シンボル分あるため、２２個の乗算処理と２２個の加減算処理を省略することができ、それだけ受信装置内のプリアンブル信号検出回路の構成を簡単にすることができる。また、検出回路内のプリアンブルバッファ１５の記憶データ量も削減することができる。また、検出回路内で相関値を計算する際には、有効ビット数を削れば削る程、判定部１８での判定結果に誤差が生じる問題があるが、本実施の形態の処理構成とした場合には、受信電力が高いレベルで検出されるので、有効ビット数を減らしても、精度良くプリアンブル信号を検出することが可能になる。
【００４７】
なお、本実施の形態で説明した１チャンネルの信号の具体的な構成は、上述したものに限定されるものではない。即ち、サブキャリア数，使用帯域幅，サブキャリア間隔，プリアンブル信号の数は、伝送するデータや使用目的などに応じて、様々な値が取り得る。また、受信装置内でプリアンブル信号を検出する処理として、上述した図４に示した検出回路では、相関を検出する処理を、ハードウェアによる回路で行う構成としたが、このような相関検出処理をソフトウェアで行う構成としても良い。
【００４８】
また、プリアンブル信号検出回路内のくし形フィルタを構成する回路として、図４に示した減算器１３を使用したが、加算器などの他の回路で同様のフィルタとして機能するように構成しても良い。
【００４９】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図６及び図１０を参照して説明する。
【００５０】
本実施の形態においても、マルチキャリア信号の無線伝送を行う場合に適用したものであり、送信装置と受信装置の基本的な構成は、第１の実施の形態で説明した構成と同じであり、送信時に一次変調器で生成された送信シンボルストリームを、シンボル展開部で展開した後、ＩＦＦＴ回路（逆高速フーリエ変換回路）でマルチキャリア信号に変換する構成としてある。本実施の形態においては、ＡＴＭ（Asynchronous Transfer Node）等のパケット通信を行う場合に適した例としてある。即ち、例えば図６に示すように、タイムスロットＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３で構成されるパケットＰ１，Ｐ２，Ｐ３を、随時無線送信するものとする。ここでは、１つのタイムスロットは、１変調時間分の長さとする。
【００５１】
また、送信装置が備えるＩＦＦＴ回路の処理量は、１変調時間にベースバンド帯域として−２００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの信号（サブキャリア間隔ｆs ＝４．１７ｋＨｚ）を処理できる量としてあり、１００ｋＨｚ幅を１チャンネルとしたとき、４チャンネル分の処理量を備えることになる。
【００５２】
そして、各パケットＰ１，Ｐ２，Ｐ３の先頭のタイムスロットＴＳ１では、プリアンブル信号を送信し、２番目，３番目のタイムスロットでは、その他の信号（第１の実施の形態での第２の情報に相当する信号）を送信する。
【００５３】
そして本実施の形態においては、送信装置内の変調器１０５でＤＱＰＳＫ変調などで一次変調された送信シンボルストリームとして、図７に示す構成とする。即ち、２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24を、仮想的に周波数軸上に４．１７ｋＨｚで配置するが、その周波数位置として、シンボルＳ1 の周波数位置を１００ｋＨｚとし、シンボルＳ24の周波数位置を２００ｋＨｚとする。なお、本例の場合でも２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24の内の両端のシンボルＳ1 及びＳ24（即ち１００ｋＨｚの位置のシンボルと２００ｋＨｚの位置のシンボル）は、ガードキャリアとしてあり、実際には何も伝送されない。残りの２２個のシンボルＳ2 〜Ｓ23は、先頭のタイムスロットＴＳ１では、全て第１の情報（即ちプリアンブル信号）の伝送に使用されるシンボルとしてある。
【００５４】
そして、この図７に示す構成のプリアンブル信号を、シンボル展開部で展開させる。この展開時には、０ｋＨｚを基準となる位置（即ち中心位置）として、周波数軸上に対称に展開させる処理を行う。図８は、この場合に展開されるシンボルの例を示す図であり、図示のように、１００ｋＨｚから２００ｋＨｚまでの位置に仮想的に配置された２４個のシンボルＳ1 〜Ｓ24が、−２００ｋＨｚから−１００ｋＨｚまでの位置にも配置されることになる。但し、０ｋＨｚを基準として対称となるように配置してあるため、シンボルの配列が相互に逆になっている。
【００５５】
このようなシンボル展開部での展開は、本例の場合には復号前に判別する必要のある情報であるプリアンブル信号を送信するタイムスロットＴＳ１についてだけ行い、他の情報（第２の情報）を伝送するタイムスロット期間のシンボルに対しては展開処理を行わない。そして、このように処理されたシンボルストリームを、ＩＦＦＴ回路に供給して、１変調単位のシンボル毎に時間軸を周波数軸に変換する逆フーリエ変換処理を行い、そのＩＦＦＴ回路の変換出力を高周波部に供給して、所定の送信周波数帯で無線送信させる。
【００５６】
このようにして送信することで、プリアンブル信号のＩチャンネル成分だけが送信電力レベルが展開処理をしない場合に比べて２倍になる。この送信電力レベルが２倍になる原理は、既に第１の実施の形態で説明した送信処理と同じであり、ここでは省略する。
【００５７】
次に、このように送信される信号を受信する無線受信装置について説明する。受信装置の基本的な構成についても、第１の実施の形態で説明した受信装置と同じであり、本実施の形態では、受信信号に含まれるプリアンブル信号を検出する構成を変えたものである。なお、マルチキャリア信号を変換処理するＦＦＴ回路は、送信装置が備えるＩＦＦＴ回路と同様に、４チャンネル分の処理量を備えたものとする。
【００５８】
図９は、本実施の形態における受信装置のプリアンブル信号検出回路の構成を示したものである。以下その構成について説明すると、受信系列が入力端子２１に得られると、この受信系列をシフトレジスタ２２に供給する。シフトレジスタ２２は、ここでは２２シンボルのデータがセットされるレジスタとしてある。プリアンブルバッファ２３は予め２２シンボルのプリアンブルデータを蓄積させてある（図９では一部を省略した図としてありレジスタ，バッファは２２段の構成として示してない）。
【００５９】
そして、シフトレジスタ２２にセットされたデータと、プリアンブルバッファ２３に予め蓄積されたデータとの相関を、各シンボル値毎の個別の乗算器２４ａ，２４ｂ‥‥２４ｎでとる。ここで本実施の形態の場合には、伝送されたシンボルデータとして、ＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータとしてあり、このＤＱＰＳＫ変調されたシンボルデータは、Ｉチャンネル（直交変調波の同相成分である実数部）と、Ｑチャンネル（直交変調波の直交成分である虚数部）とで構成されるが、実数部であるＩチャンネルのデータだけを、プリアンブルバッファ２３に蓄積させてあり、Ｉチャンネルのデータだけを乗算器２４ａ，２４ｂ‥‥２４ｎで比較するようにしてある。
【００６０】
そして、各乗算器２４ａ〜２４ｎの相関値の出力を累積加算器２５に供給し、２２シンボル分の電力レベルを累積加算し、その加算値の出力を判定部２６に供給する。判定部２６では、累積加算された電力レベルが、予め設定されたスレッショルドレベル以上か否か判定する処理を行い、スレッショルドレベル以上であると判定したとき、その判定出力を端子２７から受信装置内の受信タイミング制御手段（図１２のタイムベースコントローラ２１１に相当する回路）に供給して、ＦＦＴ回路などでの処理タイミングを、その判定したタイミングに基づいて制御させる。そして、同一パケット内の他のタイムスロットを変換処理する際には、その判定したタイミングから１変調時間周期で周期的に変換処理を実行させる。なお、図９の構成で相関検出が行われる原理は、第１の実施の形態で〔数４〕式で説明したものと同じである。
【００６１】
このように受信処理することで、フーリエ変換前の受信データから、１変換時間の切れ目を判断することが、簡単な構成で可能になる。即ち、第１の実施の形態の処理と同様に、受信シンボルを構成する実数部と虚数部の何れか一方のデータの受信電力を判定するだけで、正確な判定が可能になり、それだけ回路規模を削減できると共に、比較用に用意するプリアンブル信号の記憶容量を削減できる。
【００６２】
また本実施の形態の場合には、１変調単位のデータで構成される１つのタイムスロットを、全てプリアンブル信号で構成（ガードキャリアを除く）したことで、図９に示したプリアンブル信号検出回路内で、プリアンブル信号だけを抽出するフィルタ部分が必要なくなる。即ち、上述した第１の実施の形態で説明した検出回路の場合には、１変調単位の信号にプリアンブル信号以外の信号が含まれているために、図４に示すように、遅延回路１２と減算器１３で構成されるフィルタが必要であるが、本実施の形態の場合には、このようなフィルタ部が不要になり、それだけ回路構成が簡単になる。
【００６３】
なお、本実施の形態で説明した１チャンネルの信号の具体的な構成は、上述したものに限定されるものではない。即ち、サブキャリア数，使用帯域幅，サブキャリア間隔，プリアンブル信号の数は、伝送するデータや使用目的などに応じて、様々な値が取り得る。また、１パケットのタイムスロット数や、使用するベースバンド帯域についても、上述した例に限定されない。また、上述したような非同期通信ではなく、連続的に伝送が行われる同期通信の場合の、任意のタイムスロット期間を、本実施の形態で説明したプリアンブル信号を配置したタイムスロットとしても良い。
【００６４】
また、通信状態などにより、プリアンブル信号を伝送する際に使用するベースバンド帯域を変更するようにしても良い。例えば、伝送路状態が良好な場合には、プリアンブル信号を伝送するタイムスロットのベースバンド帯域を、−２００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲とし、伝送路状態が良好でない場合には、プリアンブル信号を伝送するタイムスロットのベースバンド帯域を、−１００ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲に変更するようにしても良い。この場合には、受信装置内でのプリアンブル信号の検出回路などを、両信号に対処するように構成すれば良い。
【００６５】
このようにプリアンブル信号を伝送させるタイムスロットのベースバンド帯域が変化する場合には、送信装置内のシンボル展開部で例えば図１０のフローチャートに示す処理を行うことで対処できる。即ち、送信処理を開始すると（ステップＳ１０１）、この送信装置内のタイムベースコントローラから使用帯域情報を得る（ステップＳ１０２）。次に、送信する１変調時間分のシンボルストリームをバッファメモリに蓄積させる（ステップＳ１０３）。そして、送信シンボルストリームの第１シンボル目（上述した例ではガードキャリア）の周波数が０Ｈｚか否か判断する（ステップＳ１０４）。この判断は、例えばステップＳ１０２で得た使用帯域情報から判断できる。
【００６６】
この判断で、第１シンボル目の周波数を０Ｈｚにすると判断した場合には、シンボルＳ24からシンボルＳ2 までを順々にＩＦＦＴ回路に転送した後（ステップＳ１０８）、シンボルＳ1 からシンボルＳ24までを順々にＩＦＦＴ回路に転送し（ステップＳ１０９）、シンボルＳ1 を０Ｈｚの位置として、−１００ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲に対称にシンボルが展開されたマルチキャリア信号を逆フーリエ変換で生成させて送信させて、このタイムスロットでの処理を終了させる（ステップＳ１１０）。
【００６７】
またステップＳ１０４の判断で、第１シンボル目の周波数が０Ｈｚでないと判断した場合には、シンボルＳ24からシンボルＳ1 までを順々にＩＦＦＴ回路に転送した後（ステップＳ１０５）、約２チャンネル分の転送時間に相当する時間待機（又はその周波数帯に相当するシンボルストリームを転送）してから（ステップＳ１０６）、シンボルＳ1 からシンボルＳ24までを順々にＩＦＦＴ回路に転送し（ステップＳ１０７）、図８に示すように−２００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲に対称にシンボルが展開されたマルチキャリア信号を逆フーリエ変換で生成させて送信させて、このタイムスロットでの処理を終了させる（ステップＳ１１０）。
【００６８】
なお、−１００ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲に対称にシンボルを展開させる際に、ステップＳ１０８でＩＦＦＴ回路に転送するシンボルをシンボルＳ2 までとして、シンボルＳ1 を転送しないようにしたのは、０Ｈｚの位置を中心にして各シンボルが対称の状態になるようにして、その対称位置のシンボル同士で打ち消し合うようにするためである。
【００６９】
また、本実施の形態においては、プリアンブル信号が伝送されるスロットだけを対称に展開させて伝送するようにしたが、その他の情報を伝送するスロットにおいても、同様にシンボルを対称に展開させて伝送するようにしても良い。また、プリアンブル信号以外の情報が伝送されるスロットに配置される情報には、エラー訂正用のデータを付加してから、逆フーリエ変換を行うようにしても良い。この場合、受信装置側では、フーリエ変換後に、そのエラー訂正用のデータに基づいたエラー訂正処理を行う。
【００７０】
さらに、受信装置内でプリアンブル信号を検出する処理として、図９に示したようにハードウェアによる回路の他に、同様の相関検出処理をソフトウェアで行う構成としても良い。
【００７１】
【発明の効果】
請求項１に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされた送信シンボルに、同期獲得に必要な第１の情報が所定の配列で含まれるようになり、この装置から送信される信号を受信した側では、第１の情報の実数部と虚数部の何れか一方だけを抽出することが簡単に行えるようになる。
【００７２】
請求項２に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、請求項１に記載した発明において、データ配列手段は、第１の情報と第２の情報を交互に配列するようにしたことで、受信回路で、第１の情報の自己相関を行なう際、より精度のよい相関値を出すことができる。
【００７３】
請求項３に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、請求項１に記載した発明において、シンボル生成手段は、送信シンボルストリームの基準となる周波数位置を中心位置として、そのシンボル以外のシンボルを、周波数軸上に対称に展開するようにしたことで、０ｋＨｚなどの基準となる周波数位置を中心にして、周波数軸上に対称となる状態でシンボルが配列されることになり、良好に周波数軸上に対称にシンボルを展開することができる。
【００７４】
請求項４に記載したマルチキャリア信号受信装置によると、周波数軸上の基準位置を中心にして対称な配置とされたシンボルを受信したとき、その受信シンボルから抽出した第１の情報と、予め用意された第１の情報との相関をとることで、その相関検出される際には、実数部と虚数部のいずれか一方だけの相関値が検出されることになる。従って、受信装置内に相関検出用に予め用意しておく第１の情報としては、実数部と虚数部のいずれか一方だけを用意すれば良いことになり、それだけ受信装置内に用意しておく第１の情報量を削減できると共に、相関を検出するための処理量を削減でき、簡単な構成及び簡単な処理で、受信したマルチキャリア信号に含まれる同期獲得用の情報を、フーリエ変換前に検出できるようになる。
【００７５】
請求項５に記載したマルチキャリア信号受信装置によると、請求項４に記載した発明において、マルチキャリア信号をフーリエ変換する１単位の処理時間を１変調時間としたとき、前記遅延手段で遅延させる所定時間を１変調時間の１／２の時間としたことで、第１の情報と第２の情報が交互に配列された送信シンボルから、同期獲得に必要な第１の情報だけを抽出することが簡単に行える。
【００７６】
請求項６に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、同期獲得に必要な第１の情報で構成される送信シンボルストリームの送信と、それ以外の情報となる第２の情報で構成される送信シンボルストリームの送信との双方が、選択的に行えるようになる。従って、例えば非同期パケットを送信する際に、先頭のスロットで第１の情報で基準周波数位置に対称に構成されるシンボルストリームを送信させ、次のスロットで第２の情報で構成されるそのままのシンボルストリームを送信させることが可能になり、同期獲得に必要な情報を効率良く送信することができる。
【００７７】
請求項７に記載したマルチキャリア信号送信装置によると、請求項７に記載した発明において、第１の変調手段で、送信シンボルストリームの前記基準となる周波数位置のシンボルを中心として、そのシンボル以外の送信シンボルストリームの各シンボルを、周波数軸上に対称に展開するようにしたことで、０ｋＨｚなどの基準となる周波数位置を中心にして、周波数軸上に対称となる状態でシンボルが配列されることになり、良好に周波数軸上に対称にシンボルを展開することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による送信構成の例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態による送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態による展開した送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態によるプリアンブル信号検出構成の例を示すブロック図である。
【図５】展開した送信シンボルストリームに含まれるプリアンブルのＩチャンネル及びＱチャンネルの波形例を示す波形図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態による送信状態の例を示す説明図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態による送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態による展開した送信シンボルストリームの例を示す説明図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態によるプリアンブル信号検出構成の例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態によるプリアンブル信号検出処理例を示すフローチャートである。
【図１１】マルチキャリア信号の送信構成の例を示すブロック図である。
【図１２】マルチキャリア信号の受信構成の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１２…遅延回路、１３…加算器、１４…シフトレジスタ、１５…プリアンブルバッファ、１６ａ〜１６ｎ…乗算器、１７…累積加算器、１８…判定部、２２…シフトレジスタ、２３…プリアンブルバッファ、２４ａ〜２４ｎ…乗算器、２５…累積加算器、２６…判定部、１００，１００′…送信装置、１０３…混合回路、１０４…インターリーバ、１０５…変調器、１０６…逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）、１０８…送信処理回路、１０９…タイムベースコントローラ、１１１…シンボル展開回路
Claims (7)
- 伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報が、それ以外の情報となる第２の情報の合間に一定間隔置きに配置された信号を、マルチキャリア信号として送信するマルチキャリア信号送信装置において、
前記第１の情報と前記第２の情報を配列するデータ配列手段と、
前記データ配列手段によって作成されたデータを変調して送信シンボルストリームを生成する第１の変調手段と、
前記第１の変調手段で生成された送信シンボルストリームのうちの前記第１の情報のみを周波数軸上に展開し、所定の周波数位置を基準として周波数軸上に対称な送信シンボルストリームを生成するシンボル生成手段と、
前記シンボル生成手段によって生成された周波数軸上に対称な送信シンボルストリームを、逆フーリエ変換する第２の変調手段とを備えた
マルチキャリア信号送信装置。 - 請求項１記載のマルチキャリア信号送信装置において、
前記データ配列手段は、前記第１の情報と前記第２の情報を交互に配列するようにした
マルチキャリア信号送信装置。 - 請求項１記載のマルチキャリア信号送信装置において、
前記シンボル生成手段は、送信シンボルストリームの前記基準となる周波数位置のシンボルを中心として、そのシンボル以外の前記送信シンボルストリームの各シンボルを、周波数軸上に対称に展開する
マルチキャリア信号送信装置。 - 伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報と、それ以外の情報となる第２の情報とが含まれるマルチキャリア信号を受信するマルチキャリア信号受信装置において、
前記第１の情報の内の実数部又は虚数部のいずれか一方だけを記憶する記憶手段と、
受信したシンボルストリームを所定時間遅延させる遅延手段と、
前記遅延手段により遅延された受信シンボルストリームと、遅延されてない受信シンボルストリームとを用いて、前記第１の情報を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部の出力と前記記憶手段が記憶した実数部又は虚数部の第１の情報との相関をとる相関器と、
前記相関器の相関値のピーク位置により同期検出を行う判別手段とを備えた
マルチキャリア信号受信装置。 - 請求項４記載のマルチキャリア信号受信装置において、
マルチキャリア信号をフーリエ変換する１単位の処理時間を１変調時間としたとき、前記遅延手段で遅延させる所定時間を１変調時間の１／２の時間とした
マルチキャリア信号受信装置。 - 伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報と、それ以外の情報となる第２の情報とを、マルチキャリア信号として送信するマルチキャリア信号送信装置において、
前記第１の情報による送信シンボルストリームと前記第２の情報による送信シンボルストリームとを選択的に生成する第１の変調手段と、
第１の変調手段で生成された前記第１の情報による送信シンボルストリームを、所定の周波数位置を基準として周波数軸上に対称に展開した送信シンボルストリームにする対称送信シンボルストリーム生成手段と、
前記生成された送信シンボルストリームを、逆フーリエ変換する第２の変調手段とを備えた
マルチキャリア信号送信装置。 - 請求項６記載のマルチキャリア信号送信装置において、
前記第１の変調手段で、送信シンボルストリームの前記基準となる周波数位置のシンボルを中心として、そのシンボル以外の前記送信シンボルストリームの各シンボルを、周波数軸上に対称に展開する
マルチキャリア信号送信装置。
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