JP4142037B2

JP4142037B2 - DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM AND DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM TRANSMISSION STATUS NOTIFICATION METHOD

Info

Publication number: JP4142037B2
Application number: JP2005262112A
Authority: JP
Inventors: 敦宮下
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2005-09-09
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2008-08-27
Anticipated expiration: 2020-10-17
Also published as: JP2006054915A

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex)変調方式等のマルチキャリア変調方式を用いたディジタル伝送装置に関する。 The present invention relates to a digital transmission apparatus using a multicarrier modulation method such as an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) modulation method.

近年、ヨーロッパやアメリカおよび日本でディジタル放送が検討されており、その変調方式としてＯＦＤＭ変調方式の採用が有力視されている。このＯＦＤＭ変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものである。このときの各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調)方式等が用いられ、合成波であるＯＦＤＭ信号を得ることができる。ここで、このＯＦＤＭ信号を数式で表すと、以下のようになる。まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号をα_k(t)とすると、これは式(１)で表せる。 In recent years, digital broadcasting has been studied in Europe, the United States, and Japan, and the adoption of OFDM modulation as a modulation method is considered promising. This OFDM modulation system is a kind of multi-carrier modulation system, which is a combination of a large number of digital modulation waves. In this case, a QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) system or the like is used as a modulation system for each carrier, and an OFDM signal that is a composite wave can be obtained. Here, this OFDM signal is expressed by a mathematical expression as follows. First, assuming that the QPSK signal of each carrier is α _k (t), this can be expressed by equation (1).

α_k(t)＝ａ_k(t)・cos(2πkft)＋ｂ_k(t)・sin(2πkft) ・・・・（１)
ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａ_k(t)、ｂ_k(t)は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとすると、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これをβ_k(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができる。 α _k (t) = a _k (t) · cos (2πkft) + b _k (t) · sin (2πkft) (1)
Here, k indicates a carrier number, and a _k (t) and b _k (t) are data of the k-th carrier and take a value of [−1] or [1]. Next, when the number of carriers is N, the OFDM signal is a combination of N carriers, and when this is β _k (t), this can be expressed by the following equation (2).

β_k(t)=Σα_k(t) (但し、ｋ＝１〜Ｎ) ・・・・・・（２）
ところで、ＯＦＤＭ変調方式では、マルチパスの影響を低減するため、信号にガードインターバルを付加するのが一般的である。このＯＦＤＭ信号は、上記信号単位から構成され、この信号単位シンボルは、例えば有効サンプル１０２４サンプルにガードインターバルデータ４８サンプルを付加した１０７２サンプルのシンボル８９４組に、６組の同期シンボルを付加した、全９００シンボルからなるフレームと呼ぶストリーム単位の繰返しで構成される。 β _k (t) = Σα _k (t) (where k = 1 to N) (2)
By the way, in the OFDM modulation system, a guard interval is generally added to a signal in order to reduce the influence of multipath. This OFDM signal is composed of the above signal units. For example, the signal unit symbols include all 894 pairs of symbols of 1,072 samples obtained by adding 48 samples of guard interval data to 1024 samples of valid samples, and 6 sets of synchronization symbols. It consists of repetitions in units of streams called frames consisting of 900 symbols.

図１３は従来技術によるＯＦＤＭ伝送装置における変復調部の基本的な構成を示すブロック図であり、伝送路符号化部１Ｔ、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ(InverseFast Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａ、ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、クロック発振器６、直交変調処理部８とからなる送信側処理部１０１と図示しない送信アンテナを有する送信側Ｔｘと、図示しない受信アンテナとＡＣＧ部９Ａ、直交復調処理部９Ｂ、同期検出＆相関部４Ａ、ＦＳＴ補正部４Ｂ、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃ、復号化部２Ｒ、伝送路復号化部１Ｒ、電圧制御クロック発振器１０からなる受信側処理部２０３を有する受信側Ｒｘとにより構成され、これら送信側Ｔｘと受信側Ｒｘは、例えば、電波を用いた無線の伝送路Ｌにより結ばれている。以下、図１３を用いてＯＦＤＭ信号の変復調処理について説明する。送信側処理部１０１の伝送路符号化部１Ｔに連続的に入力されるデータＤinは、例えば９００シンボルからなるフレーム毎に処理され、このフレーム期間内で同期シンボルの６シンボル期間を除く８９４個の情報シンボル毎に、１から４００番と、６２５から１０２４番までの計８００サンプル期間に、間欠状態のレート変換済データＤiiとして出力される。また、伝送路符号化部１Ｔは、フレーム周期である９００シンボル毎に、送信側のフレーム制御パルスＦＳＴを発生し、同期シンボル期間の開始を表わすフレームパルス信号として、他のブロックに供給する。符号化部２Ｔは、入力されたデータＤiiを符号化し、Ｉ軸とＱ軸の２軸にマッピングしたデータＲｆとＩｆを出力する。ＩＦＦＴ部３Ａは、これらデータＲｆとＩｆを周波数成分と見なし、１０２４サンプルからなる時間軸信号Ｒ(実数成分)とＩ(虚数成分)に変換する。 FIG. 13 is a block diagram showing a basic configuration of a modulation / demodulation unit in an OFDM transmission apparatus according to the prior art, a transmission path encoding unit 1T, an encoding unit 2T, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 3A, a guard. A transmission side processing unit 101 including an addition unit 3B, a synchronization symbol insertion unit 5, a clock oscillator 6, and a quadrature modulation processing unit 8, a transmission side Tx having a transmission antenna (not shown), a reception antenna and an ACG unit 9A (not shown), orthogonal demodulation Receiving side including processing unit 9B, synchronization detection & correlation unit 4A, FST correction unit 4B, FFT (Fast Fourier Transform) unit 3C, decoding unit 2R, transmission path decoding unit 1R, and voltage-controlled clock oscillator 10 The transmission side Tx and the reception side Rx are configured by, for example, a wireless transmission path L using radio waves. Tied. Hereinafter, the modulation / demodulation processing of the OFDM signal will be described with reference to FIG. The data Din continuously input to the transmission path encoding unit 1T of the transmission side processing unit 101 is processed for each frame of, for example, 900 symbols, and 894 pieces of data excluding 6 symbol periods of synchronization symbols within this frame period. For each information symbol, it is output as rate-converted data Dii in an intermittent state in a total of 800 sample periods from 1 to 400 and from 625 to 1024. Also, the transmission path encoding unit 1T generates a frame control pulse FST on the transmission side for every 900 symbols which is a frame period, and supplies it to other blocks as a frame pulse signal indicating the start of the synchronization symbol period. The encoding unit 2T encodes the input data Dii and outputs data Rf and If mapped to the two axes of the I axis and the Q axis. The IFFT unit 3A regards these data Rf and If as frequency components and converts them into a time axis signal R (real component) and I (imaginary component) consisting of 1024 samples.

ガード付加部３Ｂは、１０２４サンプルからなる時間軸信号ＲとＩの開始期間における波形の中で、例えば最初の４８サンプルの波形を１０２４サンプル後に付加し、合計１０７２サンプルの時間軸波形からなる情報シンボルＲｇとＩｇを出力する。この４８サンプルは反射波混入時の緩衝帯となる。同期シンボル挿入部５は、これら情報シンボルＲｇ，Ｉｇに対して、それらの８９４サンプル毎に、予めメモリ等に記憶された、６シンボルからなる同期波形を挿入し、フレーム構成のデータＲsgとＩsgを作成する。これらのデータＲsg，Ｉsgは直交変調処理部８に供給され、ここでＤ／Ａ変換器８１と直交変調器８２、ローカル発振器８３により、周波数ＦｃのキャリアによるＯＦＤＭ変調波信号ＲＦとして生成され、高周波増幅され、ここでは図示しないが、送信アンテナを介して伝送路Ｌに送出されることになる。伝送帯域は、ＵＨＦ帯やマイクロ波帯が用いられる。なお、送信側Ｔｘにおける処理に必要なクロックＣＫ(周波数１６ＭＨｚ)は、クロック発振器６から各ブロックに送信側クロックＣＫｄとして供給される。 The guard adding unit 3B adds, for example, the waveform of the first 48 samples after the 1024 samples among the waveforms of the time axis signals R and I consisting of 1024 samples, and is an information symbol consisting of a total of 1072 samples of the time axis waveform. Rg and Ig are output. The 48 samples serve as a buffer band when the reflected wave is mixed. The synchronization symbol insertion unit 5 inserts a synchronization waveform consisting of 6 symbols stored in advance in a memory or the like into the information symbols Rg and Ig for each of 894 samples, and generates frame-structured data Rsg and Isg. create. These data Rsg and Isg are supplied to the quadrature modulation processing unit 8, where they are generated by the D / A converter 81, the quadrature modulator 82, and the local oscillator 83 as an OFDM modulated wave signal RF by a carrier of the frequency Fc, Although not shown here, the signal is amplified and sent to the transmission line L via the transmission antenna. As the transmission band, a UHF band or a microwave band is used. Note that the clock CK (frequency 16 MHz) necessary for processing on the transmission side Tx is supplied from the clock oscillator 6 to each block as the transmission side clock CKd.

上記の様にして送信されたＯＦＤＭ変調波信号ＲＦは、図示しない受信アンテナを介し、受信側Ｒｘの高周波部であるＡＧＣ部９Ａを経由して直交復調処理部９Ｂに入力され、直交復調器９１により電圧制御発振器９３から供給される周波数Ｆc'の局発信号と乗算されて、ベースバンド信号に直交復調された後、Ａ／Ｄ変換器９２によってディジタル化され、データＲ'sgとＩ'sgに変換される。これらのデータＲ'sg，Ｉ'sgは、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃに供給され、ここでパルスＦＳＴrcに基づきＦＦＴとして利用する１０２４サンプルのデータ期間を決定するゲート信号を作成して、緩衝帯である４８サンプルを除外することにより、時間軸波形信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、周波数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換される。そして、これら周波数成分信号Ｒ'f，Ｉ'fは、復号化部２Ｒにて識別、復号化されて、データＤ'oになり、伝送路復号化部１Ｒにて連続した信号Ｄoutとして出力される。一方、上記データＲ'sgとＩ'sgは、同期検出＆相関部４Ａにも入力され、ここで同期シンボル群が検出され、これによりフレームパルスとなるパルスＦＳＴｒが取り出される。このパルスＦＳＴｒは、受信側Ｒｘのフレーム制御パルスとなり、受信側Ｒｘの各ブロックに供給される。また、この同期検出＆相関部４Ａは、電圧制御クロック発振器１０から発生されるクロックＣＫrcとデータＲ'sgとＩ'sgの同期成分を比較し、比較結果に応じた相関出力ＳｃをＦＳＴ補正部４Ｂに出力する。そして、ＦＳＴ補正部４Ｂで制御電圧ＶＣを生成し、これにより電圧制御クロック発振器１０を制御し、正しい周期のクロックＣＫrcが発生され、受信側の各ブロックに供給される。 The OFDM modulated wave signal RF transmitted as described above is input to the quadrature demodulation processing unit 9B via the AGC unit 9A, which is the high frequency unit of the reception side Rx, via a reception antenna (not shown), and the quadrature demodulator 91. Is multiplied by the local oscillation signal of frequency Fc ′ supplied from the voltage controlled oscillator 93 and quadrature demodulated to a baseband signal, and then digitized by the A / D converter 92, and the data R′sg and I′sg Is converted to These data R'sg and I'sg are supplied to an FFT (Fast Fourier Transform) unit 3C, where a gate signal for determining a data period of 1024 samples to be used as an FFT is generated based on the pulse FSTrc. Then, by excluding 48 samples that are buffer bands, the time-axis waveform signals R′sg and I′sg are converted into frequency component signals R′f and I′f. These frequency component signals R′f and I′f are identified and decoded by the decoding unit 2R to become data D′ o, which is output as a continuous signal Dout by the transmission path decoding unit 1R. The On the other hand, the data R'sg and I'sg are also input to the synchronization detection & correlation unit 4A, where a synchronization symbol group is detected, and thereby a pulse FSTr serving as a frame pulse is extracted. This pulse FSTr becomes a frame control pulse of the receiving side Rx and is supplied to each block of the receiving side Rx. Further, the synchronization detection & correlation unit 4A compares the clock CKrc generated from the voltage controlled clock oscillator 10 with the synchronization components of the data R′sg and I′sg, and outputs the correlation output Sc according to the comparison result to the FST correction unit. Output to 4B. Then, the control voltage VC is generated by the FST correction unit 4B, thereby controlling the voltage control clock oscillator 10, and a clock CKrc having a correct cycle is generated and supplied to each block on the receiving side.

次に、図１３に示した各ブロックの詳細について説明する。伝送路符号化部１Ｔは、伝送中に混入の恐れがある各種のエラーによるデータ誤りを防止するため、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラー訂正用符号処理等を行う。符号化部２Ｔは、信号Ｄiiを、マッピングＲＯＭを用いてＩ，Ｑ軸の所定点の情報に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は０に置換し、データＲｆとＩｆを作成する。ＩＦＦＴ変換部３Ａは、入力信号ＲｆとＩｆをクロックＣＫｄとパルスＦＳＴとでタイミングを決められた、シンボル周期の時間軸波形ＲとＩに変換する。具体的には、プレッシー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれば実現できる。ガード付加部３Ｂは、ここに入力された信号ＲとＩを１０２４サンプル遅延させる遅延器と、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替え器からなり、これらはクロックＣＫとパルスＦＳＴによってタイミングを決められる。ここで得られる全１０７２サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目に、１サンプル目から４８サンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルＲｇ，Ｉｇとなる。 Next, the details of each block shown in FIG. 13 will be described. The transmission path encoding unit 1T performs interleaving processing, energy spreading processing, error correction code processing, and the like in order to prevent data errors due to various errors that may be mixed during transmission. The encoding unit 2T converts the signal Dii into information of predetermined points on the I and Q axes using the mapping ROM, and replaces the signal in the period corresponding to the unnecessary carrier with 0 to generate data Rf and If. To do. The IFFT converter 3A converts the input signals Rf and If into time-axis waveforms R and I having a symbol period determined by the clock CKd and the pulse FST. Specifically, this can be realized by using PDSP 16510 of Pressy. The guard adding unit 3B includes a delay device that delays the signals R and I input thereto by 1024 samples, and a switch that selects a delay output only from the 1025th to 1072th samples. You can decide the timing. The symbols consisting of all 1072 samples obtained here are information symbols Rg, Ig by adding a time axis waveform between 48 samples from the first sample to the 1025th sample to the 1072 sample.

次に、同期シンボル挿入部５の一例を図１４に示す。まず、ＲＯＭ５−１，５−２は、クロックＣＫとパルスＦＳＴでタイミングが決められたコントローラ５−５によって制御され、これにより、パルスＦＳＴに応じたタイミングで同期シンボル信号を発生する。同様にＳＥＬ５−３，５−４は、クロックＣＫとパルスＦＳＴでタイミングが決められたコントローラ５−６によって制御され、ガード付の時間情報シンボル信号Ｒｇ，Ｉｇの、現段階では無信号期間である１シンボルから６シンボルまでの期間だけを、ＲＯＭ５−１，５−２から読み出した同期シンボル信号に切り替えて出力する。ここで、この同期シンボル信号としては、例えば、１シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を大まかに見つけるためのヌル(ＮＵＬＬ)シンボル、１シンボル期間に１本のキャリアにしか信号成分を持たない特殊なシンボル(以下、ＣＷシンボルと称す)、１シンボル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求めるためのスイープ(ＳＷＥＥＰ)シンボル、遅延検波復調をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以下、リファレンスシンボルと称す)等である。なお、同期シンボルを６組とする場合、上記にさらに２つの予備シンボルが付加される。次に、直交変調処理部８について説明を補足すると、Ｄ／Ａ変換器８１により、実数部の信号Ｒsgと虚数部の信号Ｉsgに対してＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８２では、まず実数部信号に対しては、発振器８３からの周波数ｆｃのキャリア信号のままで変調し、虚数部信号に対しては、発振器８３の周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移相した信号で変調することによって直交変調を施し、これらの信号を合成してＯＦＤＭ変調波信号を得る。 Next, an example of the synchronization symbol insertion unit 5 is shown in FIG. First, the ROMs 5-1 and 5-2 are controlled by the controller 5-5 whose timing is determined by the clock CK and the pulse FST, thereby generating a synchronization symbol signal at a timing according to the pulse FST. Similarly, SELs 5-3 and 5-4 are controlled by the controller 5-6 whose timing is determined by the clock CK and the pulse FST, and the guarded time information symbol signals Rg and Ig are in a no-signal period at this stage. Only the period from 1 symbol to 6 symbols is switched to the synchronous symbol signal read from the ROMs 5-1 and 5-2 and outputted. Here, as this synchronization symbol signal, for example, there is no signal during one symbol period, and a null (NULL) symbol for roughly finding the existence of the synchronization symbol group, signal components only for one carrier in one symbol period. A special symbol (hereinafter referred to as a CW symbol) that does not have a waveform, a waveform that changes from the lower limit frequency of the transmission band to the upper limit frequency in one symbol period, and is a sweep (SWEEP) symbol for accurately determining the symbol switching point A reference symbol (hereinafter referred to as a reference symbol) indicating a phase reference necessary for performing delay detection demodulation. When there are six synchronization symbols, two additional spare symbols are added to the above. Next, to supplement the explanation of the quadrature modulation processing unit 8, the D / A converter 81 performs D / A conversion on the real part signal Rsg and the imaginary part signal Isg. The real part signal is modulated with the carrier signal of the frequency fc from the oscillator 83 as it is, and the imaginary part signal is modulated with a signal that is 90 ° phase shifted from the carrier signal of the frequency fc of the oscillator 83. Is subjected to quadrature modulation, and these signals are combined to obtain an OFDM modulated wave signal.

次に、受信側Ｒｘの構成動作について説明する。受信側Ｒｘでは、伝送されたフレーム構成の信号は、ＡＧＣ部９Ａに入力され、ここで、受け取った信号レベルを適正レベルに修正する制御信号Ｓａを発生しレベルを変更する。ＡＧＣ部９Ａにて適正レベルとなったＯＦＤＭフレーム構成信号は、直交復調処理部９Ｂに入力される。ここでの処理は、送信側Ｔｘとは逆に、直交復調器９１によって、電圧制御発振器９３から出力される周波数Ｆc'のキャリア信号により復調した出力を実数部信号として取り出し、キャリア信号を９０°移相して復調した出力を虚数部信号として取り出すものである。そして、これら実数部と虚数部の各復調アナログ信号を、Ａ／Ｄ変換器９２によりディジタル信号に変換する。同期検出＆相関部４Ａは、受信した信号Ｒ'sgとＩ'sgからフレームの区切りを探索しフレームの基準ＦＳＴrcを出力するとともに相関出力Ｓｃを出力する。そして、ＦＦＴ部３Ｃは、このパルスＦＳＴrcに基づいてシンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うことでＯＦＤＭ復調を行い、データＲ'fとＩ'fを出力する。復号化部２Ｒは、例えばＲＯＭテーブル手法にて、データＲ'fとＩ'fを識別し、データＤ'oを算出する。伝送路復号化部１Ｒは、逆インターリーブ処理、エネルギー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行い、連続したディジタルデータDout、エラー訂正処理状況であるＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を示す信号Ｓｂおよび受信側クロック信号ＣＫ_RXを出力する。 Next, the configuration operation of the receiving side Rx will be described. On the receiving side Rx, the transmitted frame-structured signal is input to the AGC unit 9A, where a control signal Sa for correcting the received signal level to an appropriate level is generated and the level is changed. The OFDM frame configuration signal that has reached an appropriate level in the AGC unit 9A is input to the orthogonal demodulation processing unit 9B. In this processing, contrary to the transmission side Tx, an output demodulated by the carrier signal of the frequency Fc ′ output from the voltage controlled oscillator 93 is taken out by the quadrature demodulator 91 as a real part signal, and the carrier signal is extracted by 90 °. The phase-shifted and demodulated output is taken out as an imaginary part signal. Then, each demodulated analog signal of the real part and the imaginary part is converted into a digital signal by the A / D converter 92. The synchronization detection & correlation unit 4A searches for a frame break from the received signals R′sg and I′sg, outputs a frame reference FSTrc, and outputs a correlation output Sc. Then, the FFT unit 3C delimits symbols based on the pulse FSTrc, performs OFDM demodulation by performing Fourier transform as described above, and outputs data R′f and I′f. The decryption unit 2R identifies the data R′f and I′f by, for example, a ROM table method, and calculates the data D′ o. The transmission path decoding unit 1R performs deinterleaving processing, energy despreading processing, error correction processing, etc., and performs continuous digital data Dout, a signal Sb indicating a BER (bit error rate) state that is an error correction processing status, and The receiving side clock signal CK _RX is output.

次に、図１５に同期検出＆相関部４Ａの具体的構成の一例を示し、説明する。直交復調したディジタル信号である時間軸信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算器４−２に入力される。ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フレーム構成のシンボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬを検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を検出し、ＮＵＬＬ終了時点からタイマ回路によりＳＷＥＥＰシンボル開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを出力する。ＳＷＥＥＰ演算器４−２は、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを参照しＮＵＬＬシンボルの２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索する。具体的には、予めＳＷＥＥＰシンボルのパターンが格納してあるメモリ４−３を用い、入力されたＯＦＤＭ信号とこのメモリ４−３から読み出したパターンを例えば相関演算し、相関出力Ｓｃを、図１３のＦＳＴ補正部４Ｂに出力する。ＦＳＴ補正部４ＢはフレームパルスＦＳＴｒを基準に、各シンボルの正確な切り替わりタイミングとの位相ずれを算出し、受信側の基準クロックＣＫｒの補正信号ＶＣを出力し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させる。フレームカウンタ４−４は、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴに基づいて、クロックＣＫのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７２×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力するとともに、カウント値を０に戻してから再びクロックＣＫのカウントを開始する。従って、以後は、一定カウント毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミングとする。 Next, an example of a specific configuration of the synchronization detection & correlation unit 4A will be described with reference to FIG. The time-axis signals R′sg and I′sg, which are digital signals subjected to quadrature demodulation, are input to the NULL end detector 4-1 and the SWEEP calculator 4-2. The NULL end detector 4-1 detects NULL in the no-signal state in the synchronization symbol from the frame group symbol group, detects the approximate position (timing) of the synchronization symbol, and SWEEP by the timer circuit from the end of NULL. A symbol start time is estimated and a SWEEP start instruction pulse ST is output. The SWEEP computing unit 4-2 estimates the SWEEP symbol waveform by taking in the waveform existing after the second symbol with reference to the SWEEP start instruction pulse ST, and searches for the exact switching timing of each symbol. Specifically, using the memory 4-3 in which the pattern of the SWEEP symbol is stored in advance, for example, a correlation calculation is performed on the input OFDM signal and the pattern read from the memory 4-3, and the correlation output Sc is obtained as shown in FIG. To the FST correction unit 4B. The FST correction unit 4B calculates a phase shift from the exact switching timing of each symbol with reference to the frame pulse FSTr, outputs a correction signal VC of the reference clock CKr on the reception side, and uses the frame phase on the reception side as transmission data. Match. The frame counter 4-4 starts counting the clock CK based on the SWEEP start instruction pulse ST, and every time this count reaches a value corresponding to the frame period (for example, 1072 × 900), the pulse FSTr is In addition to outputting, the count value is returned to 0 and then the clock CK is counted again. Therefore, thereafter, the pulse FSTr is output at every fixed count, that is, at each frame start point, and the reception side uses this pulse FSTr as the start timing of fast Fourier transform, decoding, and reverse rate conversion.

次に、図１６と図１７を用いて、ＮＵＬＬ終了検出器４−１の具体的構成と、ＳＷＥＥＰ開始位置推定過程の詳細を説明する。ＮＵＬＬ終了検出器４−１へ供給される信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、絶対値回路４-1-1，４-1-2で絶対値化され、加算器４-1-3で加算されて、絶対値加算出力４ａとなる。この絶対値加算出力４ａを、比較器４-1-4において、しきい値Ｖthと比較し、しきい値Ｖthを越えない期間、即ち、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間に相当する比較結果出力４ｂを得る。そして、エッジ検出器４-1-5において、比較結果出力４ｂから、信号の立上りエッジを検出する。そして、遅延回路４-1-6により、この信号立上りエッジ検出信号４ｃを１シンボル遅延し、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを発生する。このＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴによって、正しいＳＷＥＥＰシンボル開始位置(Ｔ３)を特定することができ、ＳＷＥＥＰ演算器４−２に、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込めるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。すなわち、ＳＷＥＥＰ演算器４−２から出力される相関出力Ｓｃ信号を基に、ＦＳＴ補正部４Ｂでずれ検出を行い、受信側サンプルレートとなるクロックＣＫｒｃの速度を調整し、伝送されてきた同期シンボル位相とのロック処理を行うことによって、ＦＦＴゲートの時間的位置の誤差は消える。なお、反射波があるため、ゲート位置はシンボル期間の後部がベターである。ところで、粗調整にあたる同期シンボルの検出エッジを基に決定するＳＷＥＥＰ開始指示パルスの時間的位置が正確であれば、微調整にあたるクロックＣＫrcの速度調整により行うＦＦＴゲートの時間的位置補正量が減少し、その所要時間も減少する。すなわち、より少ない時間で、誤差０(ずれ無し)のゲート位置に設定でき、最良の復号状況を達成できる。 Next, a specific configuration of the NULL end detector 4-1 and details of the SWEEP start position estimation process will be described with reference to FIGS. The signals R′sg and I′sg supplied to the NULL end detector 4-1 are converted into absolute values by the absolute value circuits 4-1-1 and 4-1-2 and added by the adder 4-1-3. Thus, the absolute value addition output 4a is obtained. The absolute value addition output 4a is compared with the threshold value Vth in the comparator 4-1-4, and a comparison result output corresponding to a period not exceeding the threshold value Vth, that is, a NULL symbol period between T1 and T2. 4b is obtained. Then, the edge detector 4-1-5 detects the rising edge of the signal from the comparison result output 4b. Then, the delay circuit 4-1-6 delays the signal rising edge detection signal 4c by one symbol, and generates a SWEEP start instruction pulse ST. The correct SWEEP symbol start position (T3) can be specified by this SWEEP start instruction pulse ST, and the SWEEP calculator 4-2 can capture from the start portion of the SWEEP symbol waveform, so that the phase shift in the SWEEP calculation is accurately calculated. It is possible to search for the exact switching timing of each symbol. That is, based on the correlation output Sc signal output from the SWEEP calculator 4-2, the FST correction unit 4B detects a shift, adjusts the speed of the clock CKrc serving as the reception-side sample rate, and transmits the synchronized symbol that has been transmitted. By performing the lock process with the phase, the error in the temporal position of the FFT gate disappears. Since there is a reflected wave, the gate position is better at the rear of the symbol period. By the way, if the time position of the SWEEP start instruction pulse determined based on the detection edge of the synchronization symbol corresponding to the coarse adjustment is accurate, the time position correction amount of the FFT gate performed by adjusting the speed of the clock CKrc corresponding to the fine adjustment decreases. , The required time is also reduced. That is, it is possible to set the gate position with error 0 (no deviation) in less time, and the best decoding situation can be achieved.

この様な場合の、相関出力信号Ｓｃの一例を、図１８に示す。図から明らかな様に、この場合の相関出力信号Ｓｃは、反射波がなく、主波による鋭いピークが唯一存在する形となる。次に反射波あり時の動作、ＮＵＬＬ検出しきい値との関連を説明する。図１９に示す如く、反射波が存在すると、ＮＵＬＬ終了点の検出ずれが大きくなり、検出エッジの時間的位置は遅れるため、粗調整の精度は低下し、微調整で行う補正量も増加し、ひいては微調整に要する時間が増加して、最良の復号状況への到達が遅れる。反射波の影響を低減する場合、しきい値Ｖthを低め(α＝０．３)に設定すれば、主波によるＮＵＬＬ終了点を検出し易くなって、粗調時のずれ量は少なくなり、上述の微調整の所用時間の延長は防止できる。このような場合の、相関出力信号Ｓｃの一例を図２０に示す。図から明らかなように、この場合の相関出力信号Ｓｃは、主波による山と反射波による山が存在する形となる。以上は、雑音成分の混入の少ない高ＣＮでの状態が前提であった。しかし、図２１に示すように、入力電界の低い使用条件では雑音成分が増加し、比較結果出力４ｂに、ＮＵＬＬ期間の雑音成分で発生した偽信号が混ざる。このため、粗調整の精度は、大幅な低下となる恐れがある。また、更に電界が弱まると、ＮＵＬＬ期間の雑音成分が、常にしきい値Ｖthを越えてしまい、ＮＵＬＬ期間の終了点を全く検出不能となる場合も生じる。このような低ＣＮでの動作を確保するには、しきい値Ｖthは高め（α＝０．８）が良い。このような場合の、相関出力信号Ｓｃの一例を図２２に示す。図から明らかな様に、この場合の相関出力信号Ｓｃは、受信側で再生したＦＳＴｒパルスを基準に取り込んだＳＷＥＥＰ信号に雑音が多く含まれ、ＳＷＥＥＰパターンメモリ４−３の位相をずらしながら一致度を演算するが、高ＣＮ時ほど一致度が高まらないため、主波により生じる山は緩い形となる。
特開平１１−６８６８０号公報特開平９−８６８４号公報特開平１１−１０３２７２号公報特開２０００−３３２６３０号公報実開平３−１０５０４１号公報 An example of the correlation output signal Sc in such a case is shown in FIG. As is apparent from the figure, the correlation output signal Sc in this case has no reflected wave and has a sharp peak due to the main wave only. Next, the relationship between the operation when there is a reflected wave and the NULL detection threshold will be described. As shown in FIG. 19, when a reflected wave is present, the detection deviation of the NULL end point increases, and the temporal position of the detection edge is delayed, so that the accuracy of the coarse adjustment is reduced, and the amount of correction performed by the fine adjustment is increased. As a result, the time required for fine adjustment increases, and the arrival of the best decoding situation is delayed. When the influence of the reflected wave is reduced, if the threshold value Vth is set to a low value (α = 0.3), it becomes easier to detect the NULL end point due to the main wave, and the shift amount during the coarse adjustment is reduced. The extension of the time required for the fine adjustment described above can be prevented. An example of the correlation output signal Sc in such a case is shown in FIG. As is clear from the figure, the correlation output signal Sc in this case has a form in which there are a peak due to the main wave and a peak due to the reflected wave. The above is based on the premise of a high CN state with little noise component mixing. However, as shown in FIG. 21, the noise component increases under the use condition of the low input electric field, and the comparison result output 4b is mixed with the false signal generated by the noise component in the NULL period. For this reason, the accuracy of the coarse adjustment may be greatly reduced. Further, when the electric field further weakens, the noise component in the NULL period always exceeds the threshold value Vth, and the end point of the NULL period may not be detected at all. In order to ensure the operation at such a low CN, the threshold value Vth is preferably high (α = 0.8). An example of the correlation output signal Sc in such a case is shown in FIG. As is apparent from the figure, the correlation output signal Sc in this case contains a lot of noise in the SWEEP signal taken on the basis of the FSTr pulse reproduced on the receiving side, and the degree of coincidence is shifted while shifting the phase of the SWEEP pattern memory 4-3. However, since the degree of coincidence does not increase as at high CN, the mountain generated by the main wave has a loose shape.
JP-A-11-68680 Japanese Patent Laid-Open No. 9-8684 JP-A-11-103272 JP 2000-332630 A Japanese Utility Model Publication No. 3-105041

ところで、以上説明したようなディジタル伝送装置を、マラソン中継等の移動しながらの電波伝送に用いる場合、受信側のアンテナを移動中の中継車等の送信アンテナに正確に向け、強い電波を受ける方向調整作業が必要となる。以後、この方向調整作業を、ここでは短縮して、方調と呼ぶ。この方調作業を容易化するため、図１３に示す様な従来の装置には、電界の強さをＡＧＣ部９Ａの制御信号Ｓａと見立て、電界の強さ(Ｓａ値)に応じて周波数が変化する低周波の信号を出力する手段(例えば、図示しない電界強度を音の高・低で表す手段)や電界強度レベルメータが装備されていた。旧来のアナログ伝送の場合、ほとんどのケースで、伝送品質は電界が強い程に良好となる。しかし、ディジタル伝送の場合は、電界が強くて反射波の混入が多い状態より、多少電界が弱くても反射波が無く、主波のみ存在する状態の方が、良好な伝送状態を得られることが圧倒的に多い。従って、電界の強弱だけを表す低周波出力音を参考に方調を行っても、反射波の混入状況は判からず、品質の高い伝送が必ずしも実現できない欠点が生じる。本発明はこれらの欠点を除去し、電界強度の高低だけでなく、反射波の有無、ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)値等の総合的な伝送状態を可聴低周波で表現し、耳から該状況を受け方向調整作業を容易化し、品質の高い伝送を実現することを目的とする。 By the way, when the digital transmission apparatus as described above is used for radio wave transmission while moving, such as a marathon relay, the direction of receiving strong radio waves by accurately directing the receiving antenna to the transmission antenna of a moving relay car or the like Adjustment work is required. Hereinafter, this direction adjustment operation is shortened and called a tone. In order to facilitate this work, the conventional apparatus as shown in FIG. 13 considers the electric field strength as the control signal Sa of the AGC unit 9A, and the frequency changes according to the electric field strength (Sa value). Means for outputting a low-frequency signal (for example, means for representing the electric field intensity not shown in the figure by the pitch of the sound) and an electric field intensity level meter have been provided. In the case of traditional analog transmission, in most cases, the transmission quality becomes better as the electric field is stronger. However, in the case of digital transmission, it is possible to obtain a better transmission state when there is no reflected wave and only the main wave exists, even if the electric field is somewhat weaker than when the electric field is strong and there is a lot of reflected waves. There are overwhelmingly many. Therefore, even if the tone is prepared with reference to the low-frequency output sound that represents only the strength of the electric field, the situation where the reflected wave is mixed is not known, and there is a disadvantage that high-quality transmission cannot always be realized. The present invention eliminates these drawbacks and expresses not only the high and low electric field strength but also the total transmission state such as the presence or absence of reflected waves and the BER (bit error rate) value at an audible low frequency. The purpose is to facilitate the direction adjustment work according to the situation and realize high quality transmission.

本発明は上記目的を達成するため、ディジタル変調方式を用いた伝送システムにおいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表わす反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態信号及び復号ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を表すＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか１つの状態信号を生成し、当該生成された状態信号に応じて、発生する音の所定の特性を可変する低周波発生手段を有し、当該発生する音の状態から伝送状態を総合的に解析・把握するようにしたものである。また、発生する音の所定の特性を、周波数変化、時間的振幅変化、単音と複音の切替の内、少なくとも何れか１つを可変することによって行うものである。また、発生する音の所定の特性を、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化の内、少なくとも何れか１つを可変することによって行うものである。さらに、このディジタル伝送システムは、直交周波数分割多重変調方式を用いたものである。つまり、本発明は、人間の耳が、音量の大小、音量の時間的変化、音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単音及び和音(複音)を聞き分けられることを利用し、電界の強弱、ＢＥＲ値の高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の各種の特性変化に割り当てることにより、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調作業を容易に実施できる。 In order to achieve the above object, in the transmission system using a digital modulation system, the present invention provides a reception side with a reflected wave state signal representing a mixed state of reflected waves from a received signal, an electric field strength state signal representing electric field strength, and a decoded BER. Low-frequency generation that generates at least one of the BER status signals representing the (bit error rate) status and changes the predetermined characteristics of the generated sound in accordance with the generated status signals Means for comprehensively analyzing and grasping the transmission state from the state of the generated sound. Further, the predetermined characteristic of the generated sound is performed by varying at least one of frequency change, temporal amplitude change, and switching between single sound and compound sound. Further, the predetermined characteristic of the generated sound is performed by varying at least one of a change in sound level, a change in sound volume, and a change in cycle of repeated sound generation. Further, this digital transmission system uses an orthogonal frequency division multiplexing modulation system. In other words, the present invention utilizes the fact that the human ear can hear a single sound and a chord (compound sound) in terms of the volume, the temporal change of the volume, the level of the sound, and the sound as it is in music. By assigning the high and low BER values, presence / absence and strength of reflected waves, etc. to various characteristic changes of low frequency output, the transmission status can be obtained with your ears, and more accurate toning work can be performed easily. it can.

以上説明したように本発明によれば、電界状態、反射波の有無およびレベル、ＢＥＲ状態に応じて、変化する低周波信号を出力するディジタル伝送装置を実現でき、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調作業を容易に実施できる。 As described above, according to the present invention, it is possible to realize a digital transmission device that outputs a low-frequency signal that changes according to the electric field state, the presence / absence and level of a reflected wave, and the BER state, and obtains the transmission state by listening. And more accurate square work can be easily performed.

図１に、ＯＦＤＭ変調方式を用いた本発明の伝送システムの全体ブロック構成を示し、以下、受信側における構成・動作を主として説明する。この伝送システムは、送信側Ｔｘに図１３に示す送信側処理部１０１を、受信側Ｒｘに受信側処理部２０３、低周波発生部７を有する構成である。受信側Ｒｘにおいて、受信側処理部２０３から得られる電界強度を表すＡＧＣ制御信号Ｓａ、反射波状態を表す相関出力Ｓｃ及びＢＥＲ状態を示す信号Ｓｂは、低周波発生部７に接続される。また、受信側処理部２０３の動作タイミング基準であるパルスＦＳＴrcも、低周波発生部７に接続される。低周波発生部７は、反射波の存在を相関波形から、伝送エラーの状態を伝送路復号化部から得て、電界レベルの情報と合わせて変化する低周波出力を発生させる。 FIG. 1 shows an overall block configuration of a transmission system of the present invention using an OFDM modulation system, and the configuration and operation on the receiving side will be mainly described below. This transmission system has a configuration in which the transmission side processing unit 101 shown in FIG. 13 is provided on the transmission side Tx, and the reception side processing unit 203 and the low frequency generation unit 7 are provided on the reception side Rx. On the reception side Rx, the AGC control signal Sa representing the electric field strength obtained from the reception side processing unit 203, the correlation output Sc representing the reflected wave state, and the signal Sb representing the BER state are connected to the low frequency generation unit 7. Further, a pulse FSTrc that is an operation timing reference of the reception side processing unit 203 is also connected to the low frequency generation unit 7. The low frequency generation unit 7 obtains the presence of the reflected wave from the correlation waveform and the transmission error state from the transmission path decoding unit, and generates a low frequency output that varies with the information on the electric field level.

ここで、人間の耳は、音量の大小、音量の時間的変化、その音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単音及び和音を聞き分けられる。以後和音の状態を複音と記す。そこで、電界の強弱、ＢＥＲ値の高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の変化に割り当てる。例えば、エラーフリーに近い状態、即ちＢＥＲ値が低ければ、音を０．９秒間出し、０．１秒間無音とする。また、エラー発生が多くＢＥＲ値が高ければ、音を０．３秒間出し、０．７秒無音とする。このように、音量の時間的変化でＢＥＲ値の高低を表す。そして、受信電界が高ければ、音の周波数を上げ、電界が低ければ、逆に音の周波数を下げる。このように、電界強度を周波数の高低で表す。また、相関波形の山が一つ、即ち主波のみの状態であれば単音の音を出力し、相関波形に山が二つあるような反射波が存在する状態であれば、複音の音、即ち和音を出力する。具体的には、反射波の遅延時間に応じて、主波周波数の１倍より大きく２倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力する。なお、反射波が主波よりも早く届く場合は、主波周波数の１／２倍より大きく１倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力する。参考までに、単音の各音であるド、レ、ミ、ファ、ソ、ラ、シ、ドの最初のドの周波数と最後のドの周波数は丁度２倍の関係となっている。 Here, the human ear can distinguish the volume of sound, the temporal change of the volume, the level of the frequency of the sound, and a single tone and a chord as described in music. Hereinafter, the state of the chord is referred to as a compound sound. Therefore, the strength of the electric field, the level of the BER value, the presence / absence or strength of the reflected wave, and the like are assigned to the change in the low frequency output. For example, if the error is almost free, that is, if the BER value is low, a sound is produced for 0.9 seconds and silence is produced for 0.1 seconds. If there are many errors and the BER value is high, a sound is produced for 0.3 seconds and silence is made for 0.7 seconds. In this way, the BER value is represented by the temporal change in volume. If the received electric field is high, the sound frequency is increased. If the electric field is low, the sound frequency is decreased. Thus, the electric field strength is expressed by the frequency level. Also, if there is only one peak of the correlation waveform, that is, only the main wave, a single sound is output, and if there is a reflected wave with two peaks in the correlation waveform, a complex sound, That is, a chord is output. Specifically, according to the delay time of the reflected wave, a frequency that is greater than about 1 and less than 2 times the main wave frequency is added and output according to the strength of the reflection. When the reflected wave arrives earlier than the main wave, a frequency greater than ½ times the main wave frequency and less than 1 time is added and output according to the strength of reflection. For reference, the frequency of the first de and the last de frequency of each of the single tones, do, les, mi, fa, so, la, shi, and do have a double relationship.

図３に、上記低周波発生部７の一実施例のブロック構成を示し、以下に詳しく説明する。電界強度に関連した信号Ｓａは、電界強度−電圧変換器７−６に入力され、該信号Ｓａは電圧ＶSaに変換される。そして、この電圧値ＶSaは電圧制御発振器(ＶＣＯ)７−１に入力され、電界強度レベルに応じた周波数ｆ１を出力する。信号ｆ１は、加算処理を行う加算器(ＡＤＤ)７−４及び周波数変換器７−２に入力される。周波数変換器７−２の出力ｆ２は電圧制御アンプ(ＶＣＡ)７−３に入力される。反射波の有無及びレベルに関連した反射波状態信号Ｓｃは、反射波状態−電圧変換器７−７に入力され、反射波状態に応じた電圧出力ＶScを出力する。この電圧出力ＶScはＶＣＡ７−３の制御端子に入力され、ＶScに応じて周波数変換器７−２の出力ｆ２の振幅レベルを変更する。ＶＣＡ７−３の出力はＡＤＤ７−４のもう一方の端子に入力される。ＡＤＤ７−４の出力はＶＣＡ７−５に入力される。ＢＥＲの状態に関連した信号Ｓｂは、ＢＥＲ状態−電圧変換器７−８に入力され、ＢＥＲ状態に応じた電圧ＶSbに変換される。この電圧ＶSbは、電圧−時間(Ｖ−Ｔ)変換器７−９に入力され、電圧に応じてレベルＨの時間比率が長くなる信号ＶＴSbに変換され、ＶＣＡ７−５の制御入力端子に接続される。ここで、ＶＣＡ７−５は、制御端子がレベルＨの時に出力を通すものである。 FIG. 3 shows a block configuration of an embodiment of the low frequency generator 7, which will be described in detail below. The signal Sa related to the electric field strength is input to the electric field strength-voltage converter 7-6, and the signal Sa is converted into the voltage VSa. This voltage value VSa is input to a voltage controlled oscillator (VCO) 7-1 and outputs a frequency f1 corresponding to the electric field strength level. The signal f1 is input to an adder (ADD) 7-4 and a frequency converter 7-2 that perform addition processing. The output f2 of the frequency converter 7-2 is input to a voltage control amplifier (VCA) 7-3. The reflected wave state signal Sc related to the presence / absence and level of the reflected wave is input to the reflected wave state-voltage converter 7-7, and outputs a voltage output V Sc corresponding to the reflected wave state. This voltage output VSc is input to the control terminal of the VCA 7-3, and the amplitude level of the output f2 of the frequency converter 7-2 is changed according to VSc. The output of the VCA 7-3 is input to the other terminal of the ADD 7-4. The output of ADD7-4 is input to VCA7-5. The signal Sb related to the BER state is input to the BER state-voltage converter 7-8 and converted to a voltage VSb corresponding to the BER state. This voltage VSb is input to a voltage-time (VT) converter 7-9, converted into a signal VTSb whose time ratio of level H becomes longer according to the voltage, and connected to the control input terminal of VCA7-5. The Here, the VCA 7-5 allows the output to pass when the control terminal is at the level H.

次に、電界強度状態を表す信号Ｓａに関連した動作の様子を図４に示して説明する。ケースＦ１の様に、−８０ｄＢｍと受信電界強度が低い場合、電圧ＶSaは低くなる。そのため、低い電圧で制御されるＶＣＯ７−１からの出力周波数ｆ１は、例えば１１０Ｈｚと低くなる。また、ケースＦ４のように、−４０ｄＢｍと受信電界強度が高い場合、電圧ＶSaは高くなり、ＶＣＯ７−１からの出力周波数ｆ１は、例えば、１７６０Ｈｚと高くなる。なお、いずれの場合でも、周波数変換器７−２は、入力される周波数ｆ１を、１．２倍の周波数に変換したｆ２を出力する。 Next, an operation related to the signal Sa representing the electric field strength state will be described with reference to FIG. As in the case F1, when the received electric field strength is as low as −80 dBm, the voltage VSa is low. Therefore, the output frequency f1 from the VCO 7-1 controlled by a low voltage is as low as 110 Hz, for example. Further, as in the case F4, when the received electric field strength is high as −40 dBm, the voltage VSa is high, and the output frequency f1 from the VCO 7-1 is as high as 1760 Hz, for example. In any case, the frequency converter 7-2 outputs f2 obtained by converting the input frequency f1 to a frequency that is 1.2 times higher.

次に、反射波の状態を表す信号Ｓｃに関連した動作の様子を図５に示し、説明する。反射波の状態を表す信号Ｓｃは、反射波状態−電圧変換器７−７で、反射波のレベルに応じ上昇する電圧出力ＶScとなり出力される。この電圧出力ＶScにより、ＶＣＡ７−３の入力であるｆ２の振幅レベルを変更する。ケースＦ１のように、反射波の状態を表す信号Ｓｃが、主波のみの場合、ＶＣＡ７−３の出力は極めて小さい。しかし、ケースＦ４のように主波以外に反射波が多く含まれる場合、ＶScが上がりＶＣＡ７−３の出力は、大きくなる。そして、周波数出力ｆ１とＶＣＡ７−３経由の周波数出力ｆ２は、ＡＤＤ７−４で加算されるため、ＶＣＡ７−３を通過するｆ２の振幅レベルが上がり、ＡＤＤ７−４からｆ１とともにｆ２も生じる。 Next, an operation related to the signal Sc representing the state of the reflected wave is shown in FIG. 5 and described. The signal Sc representing the state of the reflected wave is output as a voltage output V Sc that rises according to the level of the reflected wave in the reflected wave state-voltage converter 7-7. The amplitude level of f2 which is the input of VCA 7-3 is changed by this voltage output V Sc. When the signal Sc representing the state of the reflected wave is only the main wave as in the case F1, the output of the VCA 7-3 is extremely small. However, when many reflected waves are included in addition to the main wave as in case F4, V Sc increases and the output of VCA 7-3 increases. Since the frequency output f1 and the frequency output f2 via VCA 7-3 are added by ADD 7-4, the amplitude level of f2 passing through VCA 7-3 increases, and f2 is generated from ADD 7-4 together with f1.

次に、ＢＥＲ状態を表す信号Ｓｂに関連した動作の様子を図６に示し、説明する。ケースＦ１のように、ＢＥＲ状態が悪い場合、電圧ＶSbが低く、Ｖ−Ｔ変換器７−９からは、Ｈ期間の短いパルスＶTSbしか出力されない。このＨ期間の短いパルスＶTSbによりＶＣＡ７−５は制御され、ＡＤＤ７−４からの低周波出力を、短い期間しか通さない。一方、ケースＦ４のように、ＢＥＲ状態が良く、電圧ＶSbも高くＶ−Ｔ変換器７−９からＨ期間の長いパルスＶTSbが出力されると、ＶＣＡ７−５は、長い期間ＡＤＤ７−４からの低周波出力を通す。 Next, an operation related to the signal Sb representing the BER state is shown in FIG. 6 and will be described. When the BER state is bad as in the case F1, the voltage VSb is low, and only the pulse VTSb having a short H period is output from the VT converter 7-9. The VCA 7-5 is controlled by the short pulse VTSb of the H period, and the low-frequency output from the ADD 7-4 is passed only for a short period. On the other hand, as in the case F4, when the BER state is good and the voltage VSb is high and the VT converter 7-9 outputs a pulse VTSb having a long H period, the VCA 7-5 is switched from the long period ADD7-4. Pass low frequency output.

次に、反射波状態−電圧変換器７−７の一実施例のブロック構成を図７に示し、図８に反射波が混入した場合のＳＷＥＥＰ相関演算出力を示し、以下に詳しく説明する。図８において、０±３の範囲に生じた山が、主波を示す成分である。また、上記以外の＋４以降は遅延した反射波によるものである。なお、−４以前の出力は、主波より強い反射波に同期している際の主波の成分となる。相関出力波形であるＳｃは、ゲート７-7-1Aとゲート７-7-1Bとゲート７-7-1Cとに入力される。各ゲートの出力は、それぞれ積分器７-7-2Aと積分器７-7-2Bと積分器７-7-2Cに入力される。各積分器の出力は、演算処理部７-7-3に接続される。演算処理部７-7-3の出力は、サンプルホールド部７-7-5に接続される。サンプルホールド部７-7-5の出力はＶScとして出力される。制御部７-7-4は、各ゲート７-7-1A〜1Cの制御入力に、それぞれの制御パルスＧａ，Ｇｂ，Ｇｃを出力する。積分器７-7-2A〜2Cのクロック(ＣＬＲ)入力には、ＣＬＲパルスが接続される。サンプルホールド部７-7-5のＨＯＬＤ入力には、ＨＯＬＤパルスが接続される。ゲート７-7-1A〜1Cは、制御入力がレベルＨ期間、入力を通過させ、レベルＬの場合は入力を遮断する。積分器７-7-2A〜2Cは、ＣＬＲ入力がＨレベルになると、積分結果を０に戻す初期化を行い、レベルＬの場合は、積分処理を行う。演算処理部７-7-3は、（Ａ＋Ｃ）×Ｂの演算結果を出力する。 Next, FIG. 7 shows a block configuration of an embodiment of the reflected wave state-voltage converter 7-7, and FIG. 8 shows a SWEEP correlation calculation output when the reflected wave is mixed, which will be described in detail below. In FIG. 8, a mountain generated in a range of 0 ± 3 is a component indicating a main wave. Further, other than +4 other than the above are due to delayed reflected waves. In addition, the output before -4 becomes a component of the main wave when synchronized with a reflected wave stronger than the main wave. The correlation output waveform Sc is input to the gate 7-7-1A, the gate 7-7-1B, and the gate 7-7-1C. The output of each gate is input to integrator 7-7-2A, integrator 7-7-2B, and integrator 7-7-2C, respectively. The output of each integrator is connected to the arithmetic processing unit 7-7-3. The output of the arithmetic processing unit 7-7-3 is connected to the sample hold unit 7-7-5. The output of the sample hold unit 7-7-5 is output as VSc. The control unit 7-7-4 outputs the control pulses Ga, Gb, and Gc to the control inputs of the gates 7-7-1A to 1C. A CLR pulse is connected to the clock (CLR) input of the integrators 7-7-2A to 2C. A HOLD pulse is connected to the HOLD input of the sample hold unit 7-7-5. The gates 7-7-1A to 1C allow the control input to pass through during the level H period, and block the input when the control input is at the level L. The integrators 7-7-2A to 2C perform initialization to return the integration result to 0 when the CLR input becomes H level, and perform integration processing when the level is L. The arithmetic processing unit 7-7-3 outputs a calculation result of (A + C) × B.

図９に、制御部７-7-4から出力される各制御パルスを示す。ＣＬＲパルスは、ＳＷＥＥＰ相関出力Ｓｃの入力時期に先立つ時刻ｔ０に、レベルＨを出力し、各積分器の内容を初期化する。Ｇａパルスは、図８の−４以前の期間に相当する時刻ｔ１〜ｔ２の期間でレベルＨとなり、Ｇｂパルスは、図８の−３〜＋３の期間に相当する時刻ｔ２〜ｔ３の期間でレベルＨとなり、Ｇｃパルスは、図８の＋４以降の期間に相当する時刻ｔ３〜ｔ４の期間でレベルＨとなることで、対応の期間の積分処理を各積分器７-7-2A〜2Cに行わせる。ＨＯＬＤパルスは、積分完了後、演算が完了する時刻ｔ５にレベルＨとなり、サンプルホールド部７-7-5に演算結果を保持させる。 FIG. 9 shows each control pulse output from the control unit 7-7-4. The CLR pulse outputs a level H at time t0 prior to the input timing of the SWEEP correlation output Sc, and initializes the contents of each integrator. The Ga pulse becomes level H in the period from time t1 to t2 corresponding to the period before -4 in FIG. 8, and the Gb pulse is level in the period from time t2 to t3 corresponding to the period from -3 to +3 in FIG. H, and the Gc pulse becomes level H in the period from time t3 to t4 corresponding to the period after +4 in FIG. 8, and the integration processing in the corresponding period is performed in each integrator 7-7-2A to 2C. Make it. After the integration is completed, the HOLD pulse becomes level H at the time t5 when the calculation is completed, and the sample hold unit 7-7-5 holds the calculation result.

次に、低周波発生部７の動作を、図２を用いて説明する。ここで、縦軸は、周波数の高低、横軸は時間とする。また、四角の無い区間は無音を意味する。図２において、受信電界が低く、ＢＥＲ状態も悪い時刻ａの場合、音の周波数はｆｌと低く、ＢＥＲ値も悪いため、音が生じる時間割合も約４０％と少ない。受信電界はやや高く、かつＢＥＲ状態が良い時刻ｄの場合、電界が高いため音の周波数はｆｍないしｆｈと高くなり、また、ＢＥＲ値も良いため、音が生じる時間割合は８０％と多くなっている。受信電界は更に高いが反射波が混入し、ＢＥＲ状態が中くらいの時刻ｅの場合、音の周波数はｆｈと高く、また反射波により複音となるためｆｈ以外に周波数が１．２倍の周波数も生じる。しかし、ＢＥＲ値が中くらいのため、音が生じる時間割合は約６０％とやや減少する。 Next, the operation of the low frequency generator 7 will be described with reference to FIG. Here, the vertical axis is the frequency level and the horizontal axis is the time. Moreover, the section without a square means silence. In FIG. 2, when the received electric field is low and the BER state is bad at time a, the sound frequency is low at fl and the BER value is also bad, so the time ratio at which sound is generated is as low as about 40%. At time d when the received electric field is slightly high and the BER state is good, the frequency of the sound is high as fm to fh because the electric field is high, and since the BER value is good, the time ratio for generating the sound is as high as 80%. ing. When the reception electric field is higher but the reflected wave is mixed and the BER state is medium time e, the frequency of the sound is as high as fh, and since the reflected wave becomes a complex sound, the frequency is 1.2 times the frequency other than fh. Also occurs. However, since the BER value is medium, the time ratio during which the sound is generated is slightly reduced to about 60%.

次に、上記低周波発生部７の他の実施例について、図１０、図１１を用いて、以下に詳しく説明する。図１０は、電界強度状態、ＢＥＲ状態及び反射波状態を表す３種の信号を別の方法で割り当てた例を示す模式図である。受信電界の強弱は低周波音の繰返し周期の長短で、またＢＥＲ状態の良悪は発生する低周波の周波数の高低で、また反射波状態は低周波の音量の時間的変化として、表すものである。その、具体的構成を図１１に示す。ＢＥＲ状態を示す信号ＳｂはＢＥＲ状態−電圧変換器７−８に入力され、その出力ＶSbはＶＣＯ７−１Ａに入力される。ＶＣＯ７−１Ａの出力ｆ１は、ＶＣＡ７−３に入力される。反射波の有無を示す情報となる相関演算出力である信号Ｓｃは、時間軸拡張変換器７−１０に入力された後、信号ＳＬｃとなり、ＶＣＡ７−３の制御端子に入力される。電界の強弱を示すＡＧＣ制御信号である信号Ｓａは、電界強度−電圧変換器７−６に入力された後に信号ＶＳａとなり、超低周波ＶＣＯ７−１Ｂに入力されてｆ１となる。そしてｆ１は時間軸拡張器７−１０のＳＴ端子に入力される。超低周波ＶＣＯ７−１Ｂは、入力される電圧に応じて、例えば１Ｈｚ〜数Ｈｚ程度の繰り返しパルスを発生する。時間軸拡張変換器７−１０は、例えば入力された１波形の期間が数十ｍｓであるＳｃ信号の波形を、数１００ｍｓ程度の長い時間の遅い信号波形に変換する。また、その発生は、ＳＴ端子がＬからＨに変化した瞬間から始まる。 Next, another embodiment of the low frequency generator 7 will be described in detail below with reference to FIGS. FIG. 10 is a schematic diagram illustrating an example in which three types of signals representing the electric field strength state, the BER state, and the reflected wave state are assigned by another method. The strength of the received electric field is the length of the repetition cycle of the low-frequency sound, the quality of the BER state is the level of the low-frequency frequency that occurs, and the reflected wave state is expressed as the temporal change in the low-frequency volume. is there. Its specific configuration is shown in FIG. The signal Sb indicating the BER state is input to the BER state-voltage converter 7-8, and the output VSb is input to the VCO 7-1A. The output f1 of the VCO 7-1A is input to the VCA 7-3. A signal Sc, which is a correlation calculation output serving as information indicating the presence / absence of a reflected wave, is input to the time axis expansion converter 7-10, and then becomes a signal SLc, which is input to the control terminal of the VCA 7-3. The signal Sa, which is an AGC control signal indicating the strength of the electric field, becomes the signal VSa after being input to the electric field intensity-voltage converter 7-6, and is input to the very low frequency VCO 7-1B to become f1. F1 is input to the ST terminal of the time base expander 7-10. The ultra-low frequency VCO 7-1B generates a repetitive pulse of about 1 Hz to several Hz, for example, according to the input voltage. The time axis extension converter 7-10 converts, for example, the waveform of the Sc signal whose period of one input waveform is several tens of ms into a slow signal waveform of a long time of about several hundreds of ms. The generation starts from the moment when the ST terminal changes from L to H.

次に、この低周波発生部７Ｍの全体的な動作について図１０を用い説明する。受信電界が低くＶＳａも低い時刻ａやｂの場合、超低周波ＶＣＯ７−１Ｂの発生するＨとＬの繰り返し信号は、１秒程度と遅いため、時間軸拡張変換器７−１０からのＳＬｃ信号も１秒程度と遅い繰り返しとなる。さらに、ＶＣＡ７−３の入力ｆ１はＢＥＲ状態が悪く低い周波数ｆｌとなる。この場合、ＶＣＡ７−３の制御信号ＳＬｃは、反射が無く主波のみであるため、単独の三角波的な波形となり、音量変化はピーッという感じの増減となる。時刻ｅの場合、受信電界が高くＶＳａも高いため、超低周波ＶＣＯ７−１Ｂの発生するＨとＬの繰り返し信号は、１００ｍｓ程度と早くなり、時間軸拡張変換器７−１０からのＳＬｃ信号も１００ｍｓ程度と早い繰り返しで出力される。さらに、ＶＣＡ７−３の入力であるｆ１はやや良いＢＥＲ状態のため、やや高い周波数ｆｍとなる。この場合、ＶＣＡ７−３の制御信号であるＳＬｃは、反射波があるため、単独の三角波的でなく、主波による三角波の後に反射によるやや小さな三角波を伴う波形形状となる。その結果、音量変化は主波分と反射分によりピーピッ、ピーピッとなる音量変化となる。 Next, the overall operation of the low frequency generator 7M will be described with reference to FIG. At times a and b when the received electric field is low and VSa is low, the H and L repetitive signals generated by the very low frequency VCO 7-1B are as slow as about 1 second, so the SLc signal from the time axis expansion converter 7-10 Is a slow repetition of about 1 second. Further, the input f1 of the VCA 7-3 has a poor BER state and a low frequency fl. In this case, since the control signal SLc of the VCA 7-3 is only the main wave without reflection, it becomes a single triangular wave waveform, and the volume change increases or decreases the beeping feeling. At time e, since the received electric field is high and VSa is high, the repetition signal of H and L generated by the ultra-low frequency VCO 7-1B is as fast as about 100 ms, and the SLc signal from the time axis expansion converter 7-10 is also Output is as fast as 100 ms. Furthermore, f1 which is the input of the VCA 7-3 has a slightly higher frequency fm because it is a slightly better BER state. In this case, SLc, which is the control signal of VCA 7-3, has a reflected wave and is not a single triangular wave, and has a waveform shape with a slightly smaller triangular wave due to reflection after the triangular wave due to the main wave. As a result, the volume change becomes a beeping and beeping volume change depending on the main wave and the reflection.

次に、図１２に時間軸拡張変換器７−１０の具体的な構成を示し、説明する。入力ＳｃはＡＤ変換器７-10-1でディジタル化された後、ＦＩＦＯメモリ７-10-2に入る。ＦＩＦＯメモリ７-10-2は、クロック(ＣＫ）を書込みのサンプルＣＫとして用い、またそのＣＫを２０分周したものを読み出しのサンプルＣＫとして用いる。ＦＩＦＯメモリ７-10-2は、Ｒ．ＲＳＴ端子がＨからＬに変化すると蓄えてあるメモリ内容を１／２０倍の速度で１回読み出す。読み出されたデータは、ＤＡ変換器７-10-3によりアナログ化されてＳＬｃ信号となる。なお、全体がディジタル処理であれば、アナログ−ディジタルの変換は不要である。以上の説明は、ＳａとＳｃとＳｂの３種の信号を全て使う例を示したが、これらの何れか２種のみを用いて低周波信号を変化させる利用方法でも良い。 Next, FIG. 12 shows a specific configuration of the time axis expansion converter 7-10, which will be described. The input Sc is digitized by the AD converter 7-10-1 and then enters the FIFO memory 7-10-2. The FIFO memory 7-10-2 uses the clock (CK) as the writing sample CK, and uses the CK divided by 20 as the reading sample CK. The FIFO memory 7-10-2 is an R.I. When the RST terminal changes from H to L, the stored memory contents are read once at a speed of 1/20. The read data is converted into an analog signal by the DA converter 7-10-3 to be an SLc signal. If the whole is digital processing, analog-digital conversion is not necessary. The above description shows an example in which all three types of signals Sa, Sc, and Sb are used. However, it is also possible to use a method of changing a low-frequency signal using only any two of them.

本発明の全体構成の一実施例を示すブロック図The block diagram which shows one Example of the whole structure of this invention 本発明の伝送状態に応じて発生する低周波音の一例を示すタイムチャートThe time chart which shows an example of the low frequency sound generated according to the transmission state of the present invention 本発明の低周波発生部７の構成の一実施例を示すブロック図The block diagram which shows one Example of a structure of the low frequency generation part 7 of this invention 本発明の低周波発生部７の電界強度に関連した各部信号の模式図Schematic diagram of each part signal related to the electric field strength of the low frequency generator 7 of the present invention 本発明の低周波発生部７の反射波の有無に関連した各部信号の模式図The schematic diagram of each part signal related to the presence or absence of the reflected wave of the low frequency generation part 7 of this invention 本発明の低周波発生部７のＢＥＲ状態に関連した各部信号の模式図The schematic diagram of each part signal relevant to the BER state of the low frequency generation part 7 of this invention 本発明の反射波状態−電圧変換器の構成の一実施例を示すブロック図The block diagram which shows one Example of the structure of the reflected wave state-voltage converter of this invention 反射波混入時のＳＷＥＥＰ相関出力を表す模式図Schematic diagram showing SWEEP correlation output when reflected waves are mixed 本発明の反射波状態−電圧変換器の動作を示すタイムチャートTime chart showing operation of reflected wave state-voltage converter of the present invention 本発明の伝送状態に応じて発生する低周波音の他の例を示すタイムチャートThe time chart which shows the other example of the low frequency sound generated according to the transmission state of this invention 本発明の低周波発生部７Ｍの構成の一実施例を示すブロック図The block diagram which shows one Example of a structure of the low frequency generation part 7M of this invention 本発明の時間軸拡張変換器の構成の一実施例を示すブロック図The block diagram which shows one Example of a structure of the time-axis expansion converter of this invention 従来の伝送装置の全体構成の一例を示すブロック図The block diagram which shows an example of the whole structure of the conventional transmission apparatus 同期シンボル挿入部の構成の一例を示すブロック図Block diagram showing an example of the configuration of the synchronization symbol insertion unit 同期検出＆相関部の構成の一例を示すブロック図The block diagram which shows an example of a structure of a synchronous detection & correlation part ＮＵＬＬ終了検出器の構成の一例を示すブロック図Block diagram showing an example of the configuration of a NULL end detector 反射波なしで高ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器の動作を示すタイムチャートTime chart showing operation of NULL end detector at high CN without reflected wave 反射波なしで高ＣＮ時のＳＷＥＥＰ相関出力の模式図Schematic diagram of SWEEP correlation output at high CN without reflected wave 反射波ありで高ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器の動作を示すタイムチャートTime chart showing operation of NULL end detector at high CN with reflected wave 反射波混入時のＳＷＥＥＰ相関出力の模式図Schematic diagram of SWEEP correlation output when reflected waves are mixed 反射波なしで低ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器の動作を示すタイムチャートTime chart showing operation of NULL end detector at low CN without reflected wave 反射波なしで低ＣＮ時のＳＷＥＥＰ相関出力の模式図Schematic diagram of SWEEP correlation output at low CN without reflected wave

符号の説明Explanation of symbols

１０１：送信側処理部２０３：受信側処理部
７，７Ｍ：低周波発生部７−１：電圧制御発振器(ＶＣＯ)
７−１Ｂ：超低周波ＶＣＯ７−２：周波数変換器
７−３，７−５：電圧制御アンプ(ＶＣＡ）７−４：加算器(ＡＤＤ）
７−６：電界強度−電圧変換器７−７：反射波状態−電圧変換器
７−８：ＢＥＲ状態−電圧変換器７−９：電圧−時間（Ｖ−Ｔ）変換器
７−１０：時間軸拡張変換器。 101: Transmission side processing unit 203: Reception side processing unit 7, 7M: Low frequency generation unit 7-1: Voltage controlled oscillator (VCO)
7-1B: Very low frequency VCO 7-2: Frequency converter 7-3, 7-5: Voltage control amplifier (VCA) 7-4: Adder (ADD)
7-6: Electric field intensity-voltage converter 7-7: Reflected wave state-voltage converter 7-8: BER state-voltage converter 7-9: Voltage-time (VT) converter 7-10: Time Axis expansion transducer.

Claims

ディジタル変調方式を用いた伝送システムの伝送状態報知方法において、
受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表わす反射波状態信号を生成すると共に、上記受信信号から電界強度を表す電界強度状態信号、復号ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を表すＢＥＲ状態信号を抽出し、上記反射波状態信号、上記電界強度状態信号、上記ＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか２つの伝送状態に応じて、音の所定の少なくとも２つの特性を可変して音声出力を行い、少なくとも上記２つの伝送状態を報知することを特徴とする伝送状態報知方法。 In a transmission status notification method of a transmission system using a digital modulation method,
On the receiving side, a reflected wave state signal representing a mixed state of reflected waves is generated from the received signal, and an electric field strength state signal representing the electric field strength from the received signal, and a BER state representing a decoded BER (bit error rate) state A signal is extracted, and at least two predetermined characteristics of the sound are varied according to at least any two of the reflected wave state signal, the electric field strength state signal, and the BER state signal, and an audio output is obtained. And transmitting at least the above-mentioned two transmission states.

ディジタル変調方式を用いた伝送システムの伝送状態報知方法において、
受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表す反射波状態信号を生成すると共に、上記受信信号から電界強度を表す電界強度状態信号、復号ＢＥＲ（ビット・エラー・レート）を表すＢＥＲ状態信号を抽出し、上記反射波状態信号と、上記電界強度状態信号もしくは上記ＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか１つの伝送状態信号とに応じて、音の所定の少なくとも２つの特性を可変して音声出力を行い、上記反射波状態と、上記電界強度状態もしくは上記ＢＥＲ状態の少なくとも何れか一方の伝送状態とを報知することを特徴とする伝送状態報知方法。 In a transmission status notification method of a transmission system using a digital modulation method,
On the receiving side, a reflected wave state signal representing the mixed state of the reflected wave is generated from the received signal, and an electric field strength state signal representing the electric field strength from the received signal, and a BER state signal representing the decoded BER (bit error rate). In response to the reflected wave state signal and at least one transmission state signal of the electric field strength state signal or the BER state signal, the predetermined at least two characteristics of the sound are varied and the sound is changed. A transmission state notification method characterized by performing output and reporting the reflected wave state and the transmission state of at least one of the electric field intensity state and the BER state.

請求項１または請求項２記載の伝送状態報知方法において、
上記反射波状態信号、上記電界強度状態信号、上記ＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れかの２つの状態信号に応じて、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化、単音と複音の切換の内、少なくとも何れか２つの上記音の特性を上記各状態信号に対応させて可変することを特徴とする伝送状態報知方法。 In the transmission status notification method according to claim 1 or 2,
According to at least any two state signals among the reflected wave state signal, the electric field strength state signal, and the BER state signal, a sound level change, a volume change, a sound repetition generation period change, a single sound A transmission state notification method characterized by varying at least any two of the above-mentioned sound characteristics in correspondence with each state signal.