JP4142037B2 - DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM AND DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM TRANSMISSION STATUS NOTIFICATION METHOD - Google Patents
DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM AND DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM TRANSMISSION STATUS NOTIFICATION METHOD Download PDFInfo
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Description
本発明は、直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplex)変調方式等のマルチキャリア変調方式を用いたディジタル伝送装置に関する。 The present invention relates to a digital transmission apparatus using a multicarrier modulation method such as an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) modulation method.
近年、ヨーロッパやアメリカおよび日本でディジタル放送が検討されており、その変調方式としてOFDM変調方式の採用が有力視されている。このOFDM変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものである。 このときの各キャリアの変調方式にはQPSK(Quadrature Phase Shift Keying:4相位相偏移変調)方式等が用いられ、合成波であるOFDM信号を得ることができる。ここで、このOFDM信号を数式で表すと、以下のようになる。まず、各キャリアのQPSK信号をαk(t)とすると、これは式(1)で表せる。 In recent years, digital broadcasting has been studied in Europe, the United States, and Japan, and the adoption of OFDM modulation as a modulation method is considered promising. This OFDM modulation system is a kind of multi-carrier modulation system, which is a combination of a large number of digital modulation waves. In this case, a QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) system or the like is used as a modulation system for each carrier, and an OFDM signal that is a composite wave can be obtained. Here, this OFDM signal is expressed by a mathematical expression as follows. First, assuming that the QPSK signal of each carrier is α k (t), this can be expressed by equation (1).
αk(t)=ak(t)・cos(2πkft)+bk(t)・sin(2πkft) ・・・・(1)
ここで、kはキャリアの番号を示し、ak(t)、bk(t)は、k番目のキャリアのデータで、[−1]または[1]の値をとる。次に、キャリアの本数をNとすると、OFDM信号はN本のキャリアの合成であり、これをβk(t)とすると、これは次の式(2)で表すことができる。
α k (t) = a k (t) · cos (2πkft) + b k (t) · sin (2πkft) (1)
Here, k indicates a carrier number, and a k (t) and b k (t) are data of the k-th carrier and take a value of [−1] or [1]. Next, when the number of carriers is N, the OFDM signal is a combination of N carriers, and when this is β k (t), this can be expressed by the following equation (2).
βk(t)=Σαk(t) (但し、k=1〜N) ・・・・・・(2)
ところで、OFDM変調方式では、マルチパスの影響を低減するため、信号にガードインターバルを付加するのが一般的である。このOFDM信号は、上記信号単位から構成され、この信号単位シンボルは、例えば有効サンプル1024サンプルにガードインターバルデータ48サンプルを付加した1072サンプルのシンボル894組に、6組の同期シンボルを付加した、全900シンボルからなるフレームと呼ぶストリーム単位の繰返しで構成される。
β k (t) = Σα k (t) (where k = 1 to N) (2)
By the way, in the OFDM modulation system, a guard interval is generally added to a signal in order to reduce the influence of multipath. This OFDM signal is composed of the above signal units. For example, the signal unit symbols include all 894 pairs of symbols of 1,072 samples obtained by adding 48 samples of guard interval data to 1024 samples of valid samples, and 6 sets of synchronization symbols. It consists of repetitions in units of streams called frames consisting of 900 symbols.
図13は従来技術によるOFDM伝送装置における変復調部の基本的な構成を示すブロック図であり、伝送路符号化部1T、符号化部2T、IFFT(InverseFast Fourier Transform:逆フーリエ変換)部3A、ガード付加部3B、同期シンボル挿入部5、クロック発振器6、直交変調処理部8とからなる送信側処理部101と図示しない送信アンテナを有する送信側Txと、図示しない受信アンテナとACG部9A、直交復調処理部9B、同期検出&相関部4A、FST補正部4B、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)部3C、復号化部2R、伝送路復号化部1R、電圧制御クロック発振器10からなる受信側処理部203を有する受信側Rxとにより構成され、これら送信側Txと受信側Rxは、例えば、電波を用いた無線の伝送路Lにより結ばれている。以下、図13を用いてOFDM信号の変復調処理について説明する。送信側処理部101の伝送路符号化部1Tに連続的に入力されるデータDinは、例えば900シンボルからなるフレーム毎に処理され、このフレーム期間内で同期シンボルの6シンボル期間を除く894個の情報シンボル毎に、1から400番と、625から1024番までの計800サンプル期間に、間欠状態のレート変換済データDiiとして出力される。また、伝送路符号化部1Tは、フレーム周期である900シンボル毎に、送信側のフレーム制御パルスFSTを発生し、同期シンボル期間の開始を表わすフレームパルス信号として、他のブロックに供給する。符号化部2Tは、入力されたデータDiiを符号化し、I軸とQ軸の2軸にマッピングしたデータRfとIfを出力する。IFFT部3Aは、これらデータRfとIfを周波数成分と見なし、1024サンプルからなる時間軸信号R(実数成分)とI(虚数成分)に変換する。
FIG. 13 is a block diagram showing a basic configuration of a modulation / demodulation unit in an OFDM transmission apparatus according to the prior art, a transmission
ガード付加部3Bは、1024サンプルからなる時間軸信号RとIの開始期間における波形の中で、例えば最初の48サンプルの波形を1024サンプル後に付加し、合計1072サンプルの時間軸波形からなる情報シンボルRgとIgを出力する。 この48サンプルは反射波混入時の緩衝帯となる。同期シンボル挿入部5は、これら情報シンボルRg,Igに対して、それらの894サンプル毎に、予めメモリ等に記憶された、6シンボルからなる同期波形を挿入し、フレーム構成のデータRsgとIsgを作成する。これらのデータRsg,Isgは直交変調処理部8に供給され、ここでD/A変換器81と直交変調器82、ローカル発振器83により、周波数FcのキャリアによるOFDM変調波信号RFとして生成され、高周波増幅され、ここでは図示しないが、送信アンテナを介して伝送路Lに送出されることになる。 伝送帯域は、UHF帯やマイクロ波帯が用いられる。なお、送信側Txにおける処理に必要なクロックCK(周波数16MHz)は、クロック発振器6から各ブロックに送信側クロックCKdとして供給される。
The
上記の様にして送信されたOFDM変調波信号RFは、図示しない受信アンテナを介し、受信側Rxの高周波部であるAGC部9Aを経由して直交復調処理部9Bに入力され、直交復調器91により電圧制御発振器93から供給される周波数Fc'の局発信号と乗算されて、ベースバンド信号に直交復調された後、A/D変換器92によってディジタル化され、データR'sgとI'sgに変換される。これらのデータR'sg,I'sgは、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)部3Cに供給され、ここでパルスFSTrcに基づきFFTとして利用する1024サンプルのデータ期間を決定するゲート信号を作成して、緩衝帯である48サンプルを除外することにより、時間軸波形信号R'sg,I'sgは、周波数成分信号R'fとI'fに変換される。そして、これら周波数成分信号R'f,I'fは、復号化部2Rにて識別、復号化されて、データD'oになり、伝送路復号化部1Rにて連続した信号Doutとして出力される。一方、上記データR'sgとI'sgは、同期検出&相関部4Aにも入力され、ここで同期シンボル群が検出され、これによりフレームパルスとなるパルスFSTrが取り出される。 このパルスFSTrは、受信側Rxのフレーム制御パルスとなり、受信側Rxの各ブロックに供給される。また、この同期検出&相関部4Aは、電圧制御クロック発振器10から発生されるクロックCKrcとデータR'sgとI'sgの同期成分を比較し、比較結果に応じた相関出力ScをFST補正部4Bに出力する。 そして、FST補正部4Bで制御電圧VCを生成し、これにより電圧制御クロック発振器10を制御し、正しい周期のクロックCKrcが発生され、受信側の各ブロックに供給される。
The OFDM modulated wave signal RF transmitted as described above is input to the quadrature
次に、図13に示した各ブロックの詳細について説明する。伝送路符号化部1Tは、伝送中に混入の恐れがある各種のエラーによるデータ誤りを防止するため、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラー訂正用符号処理等を行う。符号化部2Tは、信号Diiを、マッピングROMを用いてI,Q軸の所定点の情報に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は0に置換し、データRfとIfを作成する。IFFT変換部3Aは、入力信号RfとIfをクロックCKdとパルスFSTとでタイミングを決められた、シンボル周期の時間軸波形RとIに変換する。具体的には、プレッシー社のPDSP16510等を用いれば実現できる。ガード付加部3Bは、ここに入力された信号RとIを1024サンプル遅延させる遅延器と、1025サンプル目から1072サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替え器からなり、これらはクロックCKとパルスFSTによってタイミングを決められる。 ここで得られる全1072サンプルからなるシンボルは、1025サンプル目から1072サンプル目に、1サンプル目から48サンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルRg,Igとなる。
Next, the details of each block shown in FIG. 13 will be described. The transmission
次に、同期シンボル挿入部5の一例を図14に示す。 まず、ROM5−1,5−2は、クロックCKとパルスFSTでタイミングが決められたコントローラ5−5によって制御され、これにより、パルスFSTに応じたタイミングで同期シンボル信号を発生する。同様にSEL5−3,5−4は、クロックCKとパルスFSTでタイミングが決められたコントローラ5−6によって制御され、ガード付の時間情報シンボル信号Rg,Igの、現段階では無信号期間である1シンボルから6シンボルまでの期間だけを、ROM5−1,5−2から読み出した同期シンボル信号に切り替えて出力する。ここで、この同期シンボル信号としては、例えば、1シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を大まかに見つけるためのヌル(NULL)シンボル、1シンボル期間に1本のキャリアにしか信号成分を持たない特殊なシンボル(以下、CWシンボルと称す)、1シンボル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求めるためのスイープ(SWEEP)シンボル、遅延検波復調をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以下、リファレンスシンボルと称す)等である。 なお、同期シンボルを6組とする場合、上記にさらに2つの予備シンボルが付加される。次に、直交変調処理部8について説明を補足すると、D/A変換器81により、実数部の信号Rsgと虚数部の信号Isgに対してD/A変換を行い、直交変調器82では、まず実数部信号に対しては、発振器83からの周波数fcのキャリア信号のままで変調し、虚数部信号に対しては、発振器83の周波数fcのキャリア信号を90°移相した信号で変調することによって直交変調を施し、これらの信号を合成してOFDM変調波信号を得る。
Next, an example of the synchronization
次に、受信側Rxの構成動作について説明する。受信側Rxでは、伝送されたフレーム構成の信号は、AGC部9Aに入力され、ここで、受け取った信号レベルを適正レベルに修正する制御信号Saを発生しレベルを変更する。 AGC部9Aにて適正レベルとなったOFDMフレーム構成信号は、直交復調処理部9Bに入力される。ここでの処理は、送信側Txとは逆に、直交復調器91によって、電圧制御発振器93から出力される周波数Fc'のキャリア信号により復調した出力を実数部信号として取り出し、キャリア信号を90°移相して復調した出力を虚数部信号として取り出すものである。 そして、これら実数部と虚数部の各復調アナログ信号を、A/D変換器92によりディジタル信号に変換する。同期検出&相関部4Aは、受信した信号R'sgとI'sgからフレームの区切りを探索しフレームの基準FSTrcを出力するとともに相関出力Scを出力する。そして、FFT部3Cは、このパルスFSTrcに基づいてシンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うことでOFDM復調を行い、データR'fとI'fを出力する。復号化部2Rは、例えばROMテーブル手法にて、データR'fとI'fを識別し、データD'oを算出する。伝送路復号化部1Rは、逆インターリーブ処理、エネルギー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行い、連続したディジタルデータDout、エラー訂正処理状況であるBER(ビット・エラー・レート)状態を示す信号Sbおよび受信側クロック信号CKRXを出力する。
Next, the configuration operation of the receiving side Rx will be described. On the receiving side Rx, the transmitted frame-structured signal is input to the
次に、図15に同期検出&相関部4Aの具体的構成の一例を示し、説明する。直交復調したディジタル信号である時間軸信号R'sg,I'sgは、NULL終了検出器4−1とSWEEP演算器4−2に入力される。NULL終了検出器4−1は、フレーム構成のシンボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるNULLを検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を検出し、NULL終了時点からタイマ回路によりSWEEPシンボル開始時点を推定して、SWEEP開始指示パルスSTを出力する。SWEEP演算器4−2は、SWEEP開始指示パルスSTを参照しNULLシンボルの2シンボル後に存在する波形を、SWEEPシンボル波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索する。具体的には、予めSWEEPシンボルのパターンが格納してあるメモリ4−3を用い、入力されたOFDM信号とこのメモリ4−3から読み出したパターンを例えば相関演算し、相関出力Scを、図13のFST補正部4Bに出力する。FST補正部4BはフレームパルスFSTrを基準に、各シンボルの正確な切り替わりタイミングとの位相ずれを算出し、受信側の基準クロックCKrの補正信号VCを出力し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させる。フレームカウンタ4−4は、SWEEP開始指示パルスSTに基づいて、クロックCKのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、1072×900)に到達する毎に、パルスFSTrを出力するとともに、カウント値を0に戻してから再びクロックCKのカウントを開始する。従って、以後は、一定カウント毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスFSTrが出力されることになり、受信側ではこのパルスFSTrを高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミングとする。
Next, an example of a specific configuration of the synchronization detection &
次に、図16と図17を用いて、NULL終了検出器4−1の具体的構成と、SWEEP開始位置推定過程の詳細を説明する。NULL終了検出器4−1へ供給される信号R'sg,I'sgは、絶対値回路4-1-1,4-1-2で絶対値化され、加算器4-1-3で加算されて、絶対値加算出力4aとなる。この絶対値加算出力4aを、比較器4-1-4において、しきい値Vthと比較し、しきい値Vthを越えない期間、即ち、T1〜T2間のNULLシンボル期間に相当する比較結果出力4bを得る。そして、エッジ検出器4-1-5において、比較結果出力4bから、信号の立上りエッジを検出する。 そして、遅延回路4-1-6により、この信号立上りエッジ検出信号4cを1シンボル遅延し、SWEEP開始指示パルスSTを発生する。このSWEEP開始指示パルスSTによって、正しいSWEEPシンボル開始位置(T3)を特定することができ、SWEEP演算器4−2に、SWEEPシンボル波形の開始部分から取り込めるため、SWEEP演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。すなわち、SWEEP演算器4−2から出力される相関出力Sc信号を基に、FST補正部4Bでずれ検出を行い、受信側サンプルレートとなるクロックCKrcの速度を調整し、伝送されてきた同期シンボル位相とのロック処理を行うことによって、FFTゲートの時間的位置の誤差は消える。 なお、反射波があるため、ゲート位置はシンボル期間の後部がベターである。ところで、粗調整にあたる同期シンボルの検出エッジを基に決定するSWEEP開始指示パルスの時間的位置が正確であれば、微調整にあたるクロックCKrcの速度調整により行うFFTゲートの時間的位置補正量が減少し、その所要時間も減少する。 すなわち、より少ない時間で、誤差0(ずれ無し)のゲート位置に設定でき、最良の復号状況を達成できる。 Next, a specific configuration of the NULL end detector 4-1 and details of the SWEEP start position estimation process will be described with reference to FIGS. The signals R′sg and I′sg supplied to the NULL end detector 4-1 are converted into absolute values by the absolute value circuits 4-1-1 and 4-1-2 and added by the adder 4-1-3. Thus, the absolute value addition output 4a is obtained. The absolute value addition output 4a is compared with the threshold value Vth in the comparator 4-1-4, and a comparison result output corresponding to a period not exceeding the threshold value Vth, that is, a NULL symbol period between T1 and T2. 4b is obtained. Then, the edge detector 4-1-5 detects the rising edge of the signal from the comparison result output 4b. Then, the delay circuit 4-1-6 delays the signal rising edge detection signal 4c by one symbol, and generates a SWEEP start instruction pulse ST. The correct SWEEP symbol start position (T3) can be specified by this SWEEP start instruction pulse ST, and the SWEEP calculator 4-2 can capture from the start portion of the SWEEP symbol waveform, so that the phase shift in the SWEEP calculation is accurately calculated. It is possible to search for the exact switching timing of each symbol. That is, based on the correlation output Sc signal output from the SWEEP calculator 4-2, the FST correction unit 4B detects a shift, adjusts the speed of the clock CKrc serving as the reception-side sample rate, and transmits the synchronized symbol that has been transmitted. By performing the lock process with the phase, the error in the temporal position of the FFT gate disappears. Since there is a reflected wave, the gate position is better at the rear of the symbol period. By the way, if the time position of the SWEEP start instruction pulse determined based on the detection edge of the synchronization symbol corresponding to the coarse adjustment is accurate, the time position correction amount of the FFT gate performed by adjusting the speed of the clock CKrc corresponding to the fine adjustment decreases. , The required time is also reduced. That is, it is possible to set the gate position with error 0 (no deviation) in less time, and the best decoding situation can be achieved.
この様な場合の、相関出力信号Scの一例を、図18に示す。 図から明らかな様に、この場合の相関出力信号Scは、反射波がなく、主波による鋭いピークが唯一存在する形となる。次に反射波あり時の動作、NULL検出しきい値との関連を説明する。図19に示す如く、反射波が存在すると、NULL終了点の検出ずれが大きくなり、検出エッジの時間的位置は遅れるため、粗調整の精度は低下し、微調整で行う補正量も増加し、ひいては微調整に要する時間が増加して、最良の復号状況への到達が遅れる。 反射波の影響を低減する場合、しきい値Vthを低め(α=0.3)に設定すれば、主波によるNULL終了点を検出し易くなって、粗調時のずれ量は少なくなり、上述の微調整の所用時間の延長は防止できる。このような場合の、相関出力信号Scの一例を図20に示す。 図から明らかなように、この場合の相関出力信号Scは、主波による山と反射波による山が存在する形となる。以上は、雑音成分の混入の少ない高CNでの状態が前提であった。 しかし、図21に示すように、入力電界の低い使用条件では雑音成分が増加し、比較結果出力4bに、NULL期間の雑音成分で発生した偽信号が混ざる。 このため、粗調整の精度は、大幅な低下となる恐れがある。 また、更に電界が弱まると、NULL期間の雑音成分が、常にしきい値Vthを越えてしまい、NULL期間の終了点を全く検出不能となる場合も生じる。 このような低CNでの動作を確保するには、しきい値Vthは高め(α=0.8)が良い。このような場合の、相関出力信号Scの一例を図22に示す。 図から明らかな様に、この場合の相関出力信号Scは、受信側で再生したFSTrパルスを基準に取り込んだSWEEP信号に雑音が多く含まれ、SWEEPパターンメモリ4−3の位相をずらしながら一致度を演算するが、高CN時ほど一致度が高まらないため、主波により生じる山は緩い形となる。
ところで、以上説明したようなディジタル伝送装置を、マラソン中継等の移動しながらの電波伝送に用いる場合、受信側のアンテナを移動中の中継車等の送信アンテナに正確に向け、強い電波を受ける方向調整作業が必要となる。 以後、この方向調整作業を、ここでは短縮して、方調と呼ぶ。この方調作業を容易化するため、図13に示す様な従来の装置には、電界の強さをAGC部9Aの制御信号Saと見立て、電界の強さ(Sa値)に応じて周波数が変化する低周波の信号を出力する手段(例えば、図示しない電界強度を音の高・低で表す手段)や電界強度レベルメータが装備されていた。旧来のアナログ伝送の場合、ほとんどのケースで、伝送品質は電界が強い程に良好となる。 しかし、ディジタル伝送の場合は、電界が強くて反射波の混入が多い状態より、多少電界が弱くても反射波が無く、主波のみ存在する状態の方が、良好な伝送状態を得られることが圧倒的に多い。従って、電界の強弱だけを表す低周波出力音を参考に方調を行っても、反射波の混入状況は判からず、品質の高い伝送が必ずしも実現できない欠点が生じる。本発明はこれらの欠点を除去し、電界強度の高低だけでなく、反射波の有無、BER(ビット・エラー・レート)値等の総合的な伝送状態を可聴低周波で表現し、耳から該状況を受け方向調整作業を容易化し、品質の高い伝送を実現することを目的とする。
By the way, when the digital transmission apparatus as described above is used for radio wave transmission while moving, such as a marathon relay, the direction of receiving strong radio waves by accurately directing the receiving antenna to the transmission antenna of a moving relay car or the like Adjustment work is required. Hereinafter, this direction adjustment operation is shortened and called a tone. In order to facilitate this work, the conventional apparatus as shown in FIG. 13 considers the electric field strength as the control signal Sa of the
本発明は上記目的を達成するため、ディジタル変調方式を用いた伝送システムにおいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表わす反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態信号及び復号BER(ビット・エラー・レート)状態を表すBER状態信号の内、少なくとも何れか1つの状態信号を生成し、当該生成された状態信号に応じて、発生する音の所定の特性を可変する低周波発生手段を有し、当該発生する音の状態から伝送状態を総合的に解析・把握するようにしたものである。また、発生する音の所定の特性を、周波数変化、時間的振幅変化、単音と複音の切替の内、少なくとも何れか1つを可変することによって行うものである。また、発生する音の所定の特性を、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化の内、少なくとも何れか1つを可変することによって行うものである。さらに、このディジタル伝送システムは、直交周波数分割多重変調方式を用いたものである。つまり、本発明は、人間の耳が、音量の大小、音量の時間的変化、音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単音及び和音(複音)を聞き分けられることを利用し、電界の強弱、BER値の高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の各種の特性変化に割り当てることにより、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調作業を容易に実施できる。 In order to achieve the above object, in the transmission system using a digital modulation system, the present invention provides a reception side with a reflected wave state signal representing a mixed state of reflected waves from a received signal, an electric field strength state signal representing electric field strength, and a decoded BER. Low-frequency generation that generates at least one of the BER status signals representing the (bit error rate) status and changes the predetermined characteristics of the generated sound in accordance with the generated status signals Means for comprehensively analyzing and grasping the transmission state from the state of the generated sound. Further, the predetermined characteristic of the generated sound is performed by varying at least one of frequency change, temporal amplitude change, and switching between single sound and compound sound. Further, the predetermined characteristic of the generated sound is performed by varying at least one of a change in sound level, a change in sound volume, and a change in cycle of repeated sound generation. Further, this digital transmission system uses an orthogonal frequency division multiplexing modulation system. In other words, the present invention utilizes the fact that the human ear can hear a single sound and a chord (compound sound) in terms of the volume, the temporal change of the volume, the level of the sound, and the sound as it is in music. By assigning the high and low BER values, presence / absence and strength of reflected waves, etc. to various characteristic changes of low frequency output, the transmission status can be obtained with your ears, and more accurate toning work can be performed easily. it can.
以上説明したように本発明によれば、電界状態、反射波の有無およびレベル、BER状態に応じて、変化する低周波信号を出力するディジタル伝送装置を実現でき、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調作業を容易に実施できる。 As described above, according to the present invention, it is possible to realize a digital transmission device that outputs a low-frequency signal that changes according to the electric field state, the presence / absence and level of a reflected wave, and the BER state, and obtains the transmission state by listening. And more accurate square work can be easily performed.
図1に、OFDM変調方式を用いた本発明の伝送システムの全体ブロック構成を示し、以下、受信側における構成・動作を主として説明する。この伝送システムは、送信側Txに図13に示す送信側処理部101を、受信側Rxに受信側処理部203、低周波発生部7を有する構成である。受信側Rxにおいて、受信側処理部203から得られる電界強度を表すAGC制御信号Sa、反射波状態を表す相関出力Sc及びBER状態を示す信号Sbは、低周波発生部7に接続される。 また、受信側処理部203の動作タイミング基準であるパルスFSTrcも、低周波発生部7に接続される。低周波発生部7は、反射波の存在を相関波形から、伝送エラーの状態を伝送路復号化部から得て、電界レベルの情報と合わせて変化する低周波出力を発生させる。
FIG. 1 shows an overall block configuration of a transmission system of the present invention using an OFDM modulation system, and the configuration and operation on the receiving side will be mainly described below. This transmission system has a configuration in which the transmission
ここで、人間の耳は、音量の大小、音量の時間的変化、その音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単音及び和音を聞き分けられる。 以後和音の状態を複音と記す。 そこで、電界の強弱、BER値の高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の変化に割り当てる。例えば、エラーフリーに近い状態、即ちBER値が低ければ、音を0.9秒間出し、0.1秒間無音とする。 また、エラー発生が多くBER値が高ければ、音を0.3秒間出し、0.7秒無音とする。 このように、音量の時間的変化でBER値の高低を表す。そして、受信電界が高ければ、音の周波数を上げ、電界が低ければ、逆に音の周波数を下げる。 このように、電界強度を周波数の高低で表す。また、相関波形の山が一つ、即ち主波のみの状態であれば単音の音を出力し、相関波形に山が二つあるような反射波が存在する状態であれば、複音の音、即ち和音を出力する。 具体的には、反射波の遅延時間に応じて、主波周波数の1倍より大きく2倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力する。 なお、反射波が主波よりも早く届く場合は、主波周波数の1/2倍より大きく1倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力する。参考までに、単音の各音であるド、レ、ミ、ファ、ソ、ラ、シ、ドの最初のドの周波数と最後のドの周波数は丁度2倍の関係となっている。 Here, the human ear can distinguish the volume of sound, the temporal change of the volume, the level of the frequency of the sound, and a single tone and a chord as described in music. Hereinafter, the state of the chord is referred to as a compound sound. Therefore, the strength of the electric field, the level of the BER value, the presence / absence or strength of the reflected wave, and the like are assigned to the change in the low frequency output. For example, if the error is almost free, that is, if the BER value is low, a sound is produced for 0.9 seconds and silence is produced for 0.1 seconds. If there are many errors and the BER value is high, a sound is produced for 0.3 seconds and silence is made for 0.7 seconds. In this way, the BER value is represented by the temporal change in volume. If the received electric field is high, the sound frequency is increased. If the electric field is low, the sound frequency is decreased. Thus, the electric field strength is expressed by the frequency level. Also, if there is only one peak of the correlation waveform, that is, only the main wave, a single sound is output, and if there is a reflected wave with two peaks in the correlation waveform, a complex sound, That is, a chord is output. Specifically, according to the delay time of the reflected wave, a frequency that is greater than about 1 and less than 2 times the main wave frequency is added and output according to the strength of the reflection. When the reflected wave arrives earlier than the main wave, a frequency greater than ½ times the main wave frequency and less than 1 time is added and output according to the strength of reflection. For reference, the frequency of the first de and the last de frequency of each of the single tones, do, les, mi, fa, so, la, shi, and do have a double relationship.
図3に、上記低周波発生部7の一実施例のブロック構成を示し、以下に詳しく説明する。電界強度に関連した信号Saは、電界強度−電圧変換器7−6に入力され、該信号Saは電圧VSaに変換される。 そして、この電圧値VSaは電圧制御発振器(VCO)7−1に入力され、電界強度レベルに応じた周波数f1を出力する。信号f1は、加算処理を行う加算器(ADD)7−4及び周波数変換器7−2に入力される。 周波数変換器7−2の出力f2は電圧制御アンプ(VCA)7−3に入力される。反射波の有無及びレベルに関連した反射波状態信号Scは、反射波状態−電圧変換器7−7に入力され、反射波状態に応じた電圧出力VScを出力する。この電圧出力VScはVCA7−3の制御端子に入力され、VScに応じて周波数変換器7−2の出力f2の振幅レベルを変更する。 VCA7−3の出力はADD7−4のもう一方の端子に入力される。 ADD7−4の出力はVCA7−5に入力される。BERの状態に関連した信号Sbは、BER状態−電圧変換器7−8に入力され、BER状態に応じた電圧VSbに変換される。 この電圧VSbは、電圧−時間(V−T)変換器7−9に入力され、電圧に応じてレベルHの時間比率が長くなる信号VTSbに変換され、VCA7−5の制御入力端子に接続される。 ここで、VCA7−5は、制御端子がレベルHの時に出力を通すものである。
FIG. 3 shows a block configuration of an embodiment of the
次に、電界強度状態を表す信号Saに関連した動作の様子を図4に示して説明する。ケースF1の様に、−80dBmと受信電界強度が低い場合、電圧VSaは低くなる。 そのため、低い電圧で制御されるVCO7−1からの出力周波数f1は、例えば110Hzと低くなる。 また、ケースF4のように、−40dBmと受信電界強度が高い場合、電圧VSaは高くなり、VCO7−1からの出力周波数f1は、例えば、1760Hzと高くなる。 なお、いずれの場合でも、周波数変換器7−2は、入力される周波数f1を、1.2倍の周波数に変換したf2を出力する。 Next, an operation related to the signal Sa representing the electric field strength state will be described with reference to FIG. As in the case F1, when the received electric field strength is as low as −80 dBm, the voltage VSa is low. Therefore, the output frequency f1 from the VCO 7-1 controlled by a low voltage is as low as 110 Hz, for example. Further, as in the case F4, when the received electric field strength is high as −40 dBm, the voltage VSa is high, and the output frequency f1 from the VCO 7-1 is as high as 1760 Hz, for example. In any case, the frequency converter 7-2 outputs f2 obtained by converting the input frequency f1 to a frequency that is 1.2 times higher.
次に、反射波の状態を表す信号Scに関連した動作の様子を図5に示し、説明する。反射波の状態を表す信号Scは、反射波状態−電圧変換器7−7で、反射波のレベルに応じ上昇する電圧出力VScとなり出力される。 この電圧出力VScにより、VCA7−3の入力であるf2の振幅レベルを変更する。ケースF1のように、反射波の状態を表す信号Scが、主波のみの場合、VCA7−3の出力は極めて小さい。 しかし、ケースF4のように主波以外に反射波が多く含まれる場合、VScが上がりVCA7−3の出力は、大きくなる。そして、周波数出力f1とVCA7−3経由の周波数出力f2は、ADD7−4で加算されるため、VCA7−3を通過するf2の振幅レベルが上がり、ADD7−4からf1とともにf2も生じる。 Next, an operation related to the signal Sc representing the state of the reflected wave is shown in FIG. 5 and described. The signal Sc representing the state of the reflected wave is output as a voltage output V Sc that rises according to the level of the reflected wave in the reflected wave state-voltage converter 7-7. The amplitude level of f2 which is the input of VCA 7-3 is changed by this voltage output V Sc. When the signal Sc representing the state of the reflected wave is only the main wave as in the case F1, the output of the VCA 7-3 is extremely small. However, when many reflected waves are included in addition to the main wave as in case F4, V Sc increases and the output of VCA 7-3 increases. Since the frequency output f1 and the frequency output f2 via VCA 7-3 are added by ADD 7-4, the amplitude level of f2 passing through VCA 7-3 increases, and f2 is generated from ADD 7-4 together with f1.
次に、BER状態を表す信号Sbに関連した動作の様子を図6に示し、説明する。ケースF1のように、BER状態が悪い場合、電圧VSbが低く、V−T変換器7−9からは、H期間の短いパルスVTSbしか出力されない。 このH期間の短いパルスVTSbによりVCA7−5は制御され、ADD7−4からの低周波出力を、短い期間しか通さない。一方、ケースF4のように、BER状態が良く、電圧VSbも高くV−T変換器7−9からH期間の長いパルスVTSbが出力されると、VCA7−5は、長い期間ADD7−4からの低周波出力を通す。 Next, an operation related to the signal Sb representing the BER state is shown in FIG. 6 and will be described. When the BER state is bad as in the case F1, the voltage VSb is low, and only the pulse VTSb having a short H period is output from the VT converter 7-9. The VCA 7-5 is controlled by the short pulse VTSb of the H period, and the low-frequency output from the ADD 7-4 is passed only for a short period. On the other hand, as in the case F4, when the BER state is good and the voltage VSb is high and the VT converter 7-9 outputs a pulse VTSb having a long H period, the VCA 7-5 is switched from the long period ADD7-4. Pass low frequency output.
次に、反射波状態−電圧変換器7−7の一実施例のブロック構成を図7に示し、図8に反射波が混入した場合のSWEEP相関演算出力を示し、以下に詳しく説明する。図8において、0±3の範囲に生じた山が、主波を示す成分である。 また、上記以外の+4以降は遅延した反射波によるものである。なお、−4以前の出力は、主波より強い反射波に同期している際の主波の成分となる。 相関出力波形であるScは、ゲート7-7-1Aとゲート7-7-1Bとゲート7-7-1Cとに入力される。 各ゲートの出力は、それぞれ積分器7-7-2Aと積分器7-7-2Bと積分器7-7-2Cに入力される。 各積分器の出力は、演算処理部7-7-3に接続される。 演算処理部7-7-3の出力は、サンプルホールド部7-7-5に接続される。サンプルホールド部7-7-5の出力はVScとして出力される。 制御部7-7-4は、各ゲート7-7-1A〜1Cの制御入力に、それぞれの制御パルスGa,Gb,Gcを出力する。 積分器7-7-2A〜2Cのクロック(CLR)入力には、CLRパルスが接続される。 サンプルホールド部7-7-5のHOLD入力には、HOLDパルスが接続される。ゲート7-7-1A〜1Cは、制御入力がレベルH期間、入力を通過させ、レベルLの場合は入力を遮断する。 積分器7-7-2A〜2Cは、CLR入力がHレベルになると、積分結果を0に戻す初期化を行い、レベルLの場合は、積分処理を行う。演算処理部7-7-3は、(A+C)×Bの演算結果を出力する。 Next, FIG. 7 shows a block configuration of an embodiment of the reflected wave state-voltage converter 7-7, and FIG. 8 shows a SWEEP correlation calculation output when the reflected wave is mixed, which will be described in detail below. In FIG. 8, a mountain generated in a range of 0 ± 3 is a component indicating a main wave. Further, other than +4 other than the above are due to delayed reflected waves. In addition, the output before -4 becomes a component of the main wave when synchronized with a reflected wave stronger than the main wave. The correlation output waveform Sc is input to the gate 7-7-1A, the gate 7-7-1B, and the gate 7-7-1C. The output of each gate is input to integrator 7-7-2A, integrator 7-7-2B, and integrator 7-7-2C, respectively. The output of each integrator is connected to the arithmetic processing unit 7-7-3. The output of the arithmetic processing unit 7-7-3 is connected to the sample hold unit 7-7-5. The output of the sample hold unit 7-7-5 is output as VSc. The control unit 7-7-4 outputs the control pulses Ga, Gb, and Gc to the control inputs of the gates 7-7-1A to 1C. A CLR pulse is connected to the clock (CLR) input of the integrators 7-7-2A to 2C. A HOLD pulse is connected to the HOLD input of the sample hold unit 7-7-5. The gates 7-7-1A to 1C allow the control input to pass through during the level H period, and block the input when the control input is at the level L. The integrators 7-7-2A to 2C perform initialization to return the integration result to 0 when the CLR input becomes H level, and perform integration processing when the level is L. The arithmetic processing unit 7-7-3 outputs a calculation result of (A + C) × B.
図9に、制御部7-7-4から出力される各制御パルスを示す。 CLRパルスは、SWEEP相関出力Scの入力時期に先立つ時刻t0に、レベルHを出力し、各積分器の内容を初期化する。 Gaパルスは、図8の−4以前の期間に相当する時刻t1〜t2の期間でレベルHとなり、Gbパルスは、図8の−3〜+3の期間に相当する時刻t2〜t3の期間でレベルHとなり、Gcパルスは、図8の+4以降の期間に相当する時刻t3〜t4の期間でレベルHとなることで、対応の期間の積分処理を各積分器7-7-2A〜2Cに行わせる。 HOLDパルスは、積分完了後、演算が完了する時刻t5にレベルHとなり、サンプルホールド部7-7-5に演算結果を保持させる。 FIG. 9 shows each control pulse output from the control unit 7-7-4. The CLR pulse outputs a level H at time t0 prior to the input timing of the SWEEP correlation output Sc, and initializes the contents of each integrator. The Ga pulse becomes level H in the period from time t1 to t2 corresponding to the period before -4 in FIG. 8, and the Gb pulse is level in the period from time t2 to t3 corresponding to the period from -3 to +3 in FIG. H, and the Gc pulse becomes level H in the period from time t3 to t4 corresponding to the period after +4 in FIG. 8, and the integration processing in the corresponding period is performed in each integrator 7-7-2A to 2C. Make it. After the integration is completed, the HOLD pulse becomes level H at the time t5 when the calculation is completed, and the sample hold unit 7-7-5 holds the calculation result.
次に、低周波発生部7の動作を、図2を用いて説明する。 ここで、縦軸は、周波数の高低、横軸は時間とする。 また、四角の無い区間は無音を意味する。図2において、受信電界が低く、BER状態も悪い時刻aの場合、音の周波数はflと低く、BER値も悪いため、音が生じる時間割合も約40%と少ない。受信電界はやや高く、かつBER状態が良い時刻dの場合、電界が高いため音の周波数はfmないしfhと高くなり、また、BER値も良いため、音が生じる時間割合は80%と多くなっている。受信電界は更に高いが反射波が混入し、BER状態が中くらいの時刻eの場合、音の周波数はfhと高く、また反射波により複音となるためfh以外に周波数が1.2倍の周波数も生じる。 しかし、BER値が中くらいのため、音が生じる時間割合は約60%とやや減少する。
Next, the operation of the
次に、上記低周波発生部7の他の実施例について、図10、図11を用いて、以下に詳しく説明する。図10は、電界強度状態、BER状態及び反射波状態を表す3種の信号を別の方法で割り当てた例を示す模式図である。 受信電界の強弱は低周波音の繰返し周期の長短で、またBER状態の良悪は発生する低周波の周波数の高低で、また反射波状態は低周波の音量の時間的変化として、表すものである。その、具体的構成を図11に示す。 BER状態を示す信号SbはBER状態−電圧変換器7−8に入力され、その出力VSbはVCO7−1Aに入力される。VCO7−1Aの出力f1は、VCA7−3に入力される。 反射波の有無を示す情報となる相関演算出力である信号Scは、時間軸拡張変換器7−10に入力された後、信号SLcとなり、VCA7−3の制御端子に入力される。電界の強弱を示すAGC制御信号である信号Saは、電界強度−電圧変換器7−6に入力された後に信号VSaとなり、超低周波VCO7−1Bに入力されてf1となる。 そしてf1は時間軸拡張器7−10のST端子に入力される。超低周波VCO7−1Bは、入力される電圧に応じて、例えば1Hz〜数Hz程度の繰り返しパルスを発生する。 時間軸拡張変換器7−10は、例えば入力された1波形の期間が数十msであるSc信号の波形を、数100ms程度の長い時間の遅い信号波形に変換する。 また、その発生は、ST端子がLからHに変化した瞬間から始まる。
Next, another embodiment of the
次に、この低周波発生部7Mの全体的な動作について図10を用い説明する。受信電界が低くVSaも低い時刻aやbの場合、超低周波VCO7−1Bの発生するHとLの繰り返し信号は、1秒程度と遅いため、時間軸拡張変換器7−10からのSLc信号も1秒程度と遅い繰り返しとなる。 さらに、VCA7−3の入力f1はBER状態が悪く低い周波数flとなる。 この場合、VCA7−3の制御信号SLcは、反射が無く主波のみであるため、単独の三角波的な波形となり、音量変化はピーッという感じの増減となる。時刻eの場合、受信電界が高くVSaも高いため、超低周波VCO7−1Bの発生するHとLの繰り返し信号は、100ms程度と早くなり、時間軸拡張変換器7−10からのSLc信号も100ms程度と早い繰り返しで出力される。さらに、VCA7−3の入力であるf1はやや良いBER状態のため、やや高い周波数fmとなる。 この場合、VCA7−3の制御信号であるSLcは、反射波があるため、単独の三角波的でなく、主波による三角波の後に反射によるやや小さな三角波を伴う波形形状となる。 その結果、音量変化は主波分と反射分によりピーピッ、ピーピッとなる音量変化となる。
Next, the overall operation of the
次に、図12に時間軸拡張変換器7−10の具体的な構成を示し、説明する。入力ScはAD変換器7-10-1でディジタル化された後、FIFOメモリ7-10-2に入る。 FIFOメモリ7-10-2は、クロック(CK)を書込みのサンプルCKとして用い、またそのCKを20分周したものを読み出しのサンプルCKとして用いる。 FIFOメモリ7-10-2は、R.RST端子がHからLに変化すると蓄えてあるメモリ内容を1/20倍の速度で1回読み出す。 読み出されたデータは、DA変換器7-10-3によりアナログ化されてSLc信号となる。 なお、全体がディジタル処理であれば、アナログ−ディジタルの変換は不要である。以上の説明は、SaとScとSbの3種の信号を全て使う例を示したが、これらの何れか2種のみを用いて低周波信号を変化させる利用方法でも良い。 Next, FIG. 12 shows a specific configuration of the time axis expansion converter 7-10, which will be described. The input Sc is digitized by the AD converter 7-10-1 and then enters the FIFO memory 7-10-2. The FIFO memory 7-10-2 uses the clock (CK) as the writing sample CK, and uses the CK divided by 20 as the reading sample CK. The FIFO memory 7-10-2 is an R.I. When the RST terminal changes from H to L, the stored memory contents are read once at a speed of 1/20. The read data is converted into an analog signal by the DA converter 7-10-3 to be an SLc signal. If the whole is digital processing, analog-digital conversion is not necessary. The above description shows an example in which all three types of signals Sa, Sc, and Sb are used. However, it is also possible to use a method of changing a low-frequency signal using only any two of them.
101:送信側処理部 203:受信側処理部
7,7M:低周波発生部 7−1:電圧制御発振器(VCO)
7−1B:超低周波VCO 7−2:周波数変換器
7−3,7−5:電圧制御アンプ(VCA) 7−4:加算器(ADD)
7−6:電界強度−電圧変換器 7−7:反射波状態−電圧変換器
7−8:BER状態−電圧変換器 7−9:電圧−時間(V−T)変換器
7−10:時間軸拡張変換器。
101: Transmission side processing unit 203: Reception
7-1B: Very low frequency VCO 7-2: Frequency converter 7-3, 7-5: Voltage control amplifier (VCA) 7-4: Adder (ADD)
7-6: Electric field intensity-voltage converter 7-7: Reflected wave state-voltage converter 7-8: BER state-voltage converter 7-9: Voltage-time (VT) converter 7-10: Time Axis expansion transducer.
Claims (3)
受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表わす反射波状態信号を生成すると共に、上記受信信号から電界強度を表す電界強度状態信号、復号BER(ビット・エラー・レート)状態を表すBER状態信号を抽出し、上記反射波状態信号、上記電界強度状態信号、上記BER状態信号の内、少なくとも何れか2つの伝送状態に応じて、音の所定の少なくとも2つの特性を可変して音声出力を行い、少なくとも上記2つの伝送状態を報知することを特徴とする伝送状態報知方法。 In a transmission status notification method of a transmission system using a digital modulation method,
On the receiving side, a reflected wave state signal representing a mixed state of reflected waves is generated from the received signal, and an electric field strength state signal representing the electric field strength from the received signal, and a BER state representing a decoded BER (bit error rate) state A signal is extracted, and at least two predetermined characteristics of the sound are varied according to at least any two of the reflected wave state signal, the electric field strength state signal, and the BER state signal, and an audio output is obtained. And transmitting at least the above-mentioned two transmission states.
受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表す反射波状態信号を生成すると共に、上記受信信号から電界強度を表す電界強度状態信号、復号BER(ビット・エラー・レート)を表すBER状態信号を抽出し、上記反射波状態信号と、上記電界強度状態信号もしくは上記BER状態信号の内、少なくとも何れか1つの伝送状態信号とに応じて、音の所定の少なくとも2つの特性を可変して音声出力を行い、上記反射波状態と、上記電界強度状態もしくは上記BER状態の少なくとも何れか一方の伝送状態とを報知することを特徴とする伝送状態報知方法。 In a transmission status notification method of a transmission system using a digital modulation method,
On the receiving side, a reflected wave state signal representing the mixed state of the reflected wave is generated from the received signal, and an electric field strength state signal representing the electric field strength from the received signal, and a BER state signal representing the decoded BER (bit error rate). In response to the reflected wave state signal and at least one transmission state signal of the electric field strength state signal or the BER state signal, the predetermined at least two characteristics of the sound are varied and the sound is changed. A transmission state notification method characterized by performing output and reporting the reflected wave state and the transmission state of at least one of the electric field intensity state and the BER state.
上記反射波状態信号、上記電界強度状態信号、上記BER状態信号の内、少なくとも何れかの2つの状態信号に応じて、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化、単音と複音の切換の内、少なくとも何れか2つの上記音の特性を上記各状態信号に対応させて可変することを特徴とする伝送状態報知方法。 In the transmission status notification method according to claim 1 or 2,
According to at least any two state signals among the reflected wave state signal, the electric field strength state signal, and the BER state signal, a sound level change, a volume change, a sound repetition generation period change, a single sound A transmission state notification method characterized by varying at least any two of the above-mentioned sound characteristics in correspondence with each state signal.
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