JP4029284B2 - 交流−交流電力変換器の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧から多相の交流電圧を出力する交流−交流電力変換器に関し、特に、大容量のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換器において、その入力電圧に高調波を含む場合に出力電圧波形の歪みを低減する高調波補償を行うための制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、交流−直流−交流変換方式（コンバータ−インバータ方式）を用いた従来の交流−交流電力変換器の構成を示している。ここでは、入力側、出力側の多相の例として最も一般的な三相を例示しており、入力側（電源側）の各相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）の各相をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図６において、２０は交流スイッチ２１〜２６からなる三相の電流形ＰＷＭ整流器、４０は環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相の電圧形ＰＷＭインバータ、３０は整流器２０とインバータ４０との間の直流リンク部に接続され、かつリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、５０は整流器２０内の交流スイッチ２１〜２６のオン、オフを制御する整流器制御手段、６０はインバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のオン、オフを制御するインバータ制御手段である。
【０００４】
上記従来技術では、入力電流指令に従って整流器２０により入力電流を制御しながら所望の大きさの直流電圧を得ると共に、この直流電圧をインバータ４０に入力して、出力電圧指令どおりの所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換し、出力している。
ここで、前記フィルタ３０を構成するリアクトル３１及びコンデンサ３２は大容量のエネルギーバッファとして機能しており、このエネルギーバッファによって整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御を可能にしている。
【０００５】
なお、整流器２０の制御は、整流器制御手段５０により入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得て交流スイッチ２１〜２６に対する制御パルスを生成する。
インバータ４０側についても同様に、インバータ制御手段６０により出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得てスイッチング素子４１〜４６に対する制御パルスを生成する。
【０００６】
上記従来技術では、入力電圧に高調波成分が含まれていたとしても、この高調波成分はフィルタ３０により平滑されるのでその影響は出力側に現れない。
すなわち、図６の回路では、入力電圧に高調波成分が重畳されている場合でも、出力電圧を所望の大きさ、周波数に制御することができ、良好な波形を得ることができる。
【０００７】
なお、図６のようなコンバータ−インバータ方式の交流−交流電力変換器は従来から種々提供されているが、例えば以下の特許文献１に記載されたものがある。
【０００８】
【特許文献】
特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
前記コンデンサ３２や特許文献１に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、コンデンサ３２と共にフィルタ３０を構成する前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
すなわち、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば装置の小形化、長寿命化が可能であることから、フィルタ３０を有しない電力変換器の実現が要請されている。
【００１０】
ここで、図７は、図６の構成から直流リンク部のフィルタ３０を除去した場合において、入力電圧に高調波成分（５次高調波が５％、７次高調波が２．５％）が含まれる場合の入力電圧波形及び出力電圧波形を単位法表示したものである。
図７のように入力電圧に高調波成分が含まれる場合、入力電流を正弦波に制御すると有効電力が脈動し、直流リンク部の電圧にリプルが現れる。従来のフィルタ３０のように大容量のエネルギーバッファがある場合には、入力側の有効電力脈動はエネルギーバッファにより吸収することができるが、大容量のエネルギーバッファを有しない電力変換器では、直流リンク部の電圧に脈動が発生し、その結果、図７に示す如く出力電圧波形に歪みが発生する。出力電圧の歪みは、交流−交流電力変換器の負荷として電動機が接続されている場合、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させることとなる。
【００１１】
そこで本発明は、直流リンク部に大容量のエネルギーバッファを有しない電力変換器や、マトリクスコンバータのようにエネルギーバッファを介さずに交流−交流直接変換を行う場合において、入力電圧に高調波成分が含まれる場合でも出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、小形かつ長寿命であり、電動機等の負荷の運転に障害を与えることがない交流−交流電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、直流リンク部にエネルギーバッファを持たずに多相交流電圧を多相交流電圧に変換する交流−交流電力変換器において、
この電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧に応じて入力側の瞬時有効電力が一定になるような入力電流の高調波成分を演算する瞬時有効電力一定化手段と、この一定化手段により演算された高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段と、
を備えたものである。
【００１３】
請求項２記載の発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項２の発明の特徴的な構成をマトリクスコンバータに適用したものであり、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器制御手段に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１５】
請求項４記載の発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記電力変換器の瞬時有効電力を求める手段と、この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項４の発明の特徴的な構成をマトリクスコンバータに適用したものであり、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記マトリクスコンバータの瞬時有効電力を求める手段と、この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記仮想整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、大容量のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換器１００と、三相交流電源１０からの入力電圧を検出する電圧検出手段２００と、入力側の瞬時有効電力が一定になるように制御を行う瞬時有効電力一定化手段３００と、この瞬時有効電力一定化手段３００により求められた入力電流の高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して電力変換器１００の入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段４００とを備えている。
なお、交流−交流電力変換器１００は、例えば図６に示したように電流形ＰＷＭ整流器２０と電圧形ＰＷＭインバータ４０とから構成されており、直流リンク部にはリアクトル及びコンデンサからなるフィルタ等のエネルギーバッファが設けられていない。
【００１８】
以下に、本実施形態において、入力側の瞬時有効電力が一定になるように入力電流を制御することにより、出力電圧波形が改善される原理について述べる。
この種の交流−交流電力変換器は、交流入力電圧から所望の大きさ、周波数の交流電圧を出力する。電力変換器から出力される対称三相交流電圧ｖｏｕｔを瞬時空間ベクトルにて表すと、数式１となる。なお、数式１において、Ｖｍｏｕｔは出力電圧の振幅、θ＝ωｔ、αは位相角である。
【００１９】
【数１】
【００２０】
また、電力変換器から出力される対称三相正弦波電流を瞬時空間ベクトルにて表すと、数式２となる。なお、数式２において、Ｉｍｏｕｔは出力電流の振幅、φは位相角である。
【００２１】
【数２】
【００２２】
従って、数式１，数式２から、瞬時有効電力は数式３となる。この結果、電力変換器の出力側の瞬時有効電力は一定であることがわかる。
【００２３】
【数３】
【００２４】
一方、入力電圧にｎ次高調波が重畳されている場合、入力電圧ベクトルは数式４となる。なお、数式４において、Ｖｍｉｎは入力電圧の振幅、Ｖｎｉｎは入力電圧のｎ次高調波成分の振幅、ζ＝ωｔ、βは位相角である。
【００２５】
【数４】
【００２６】
このとき、入力電流として対称三相交流電流を流した場合、入力電流ベクトルは数式５で表されると共に、数式４，数式５から、瞬時有効電力は数式６となる。数式５において、ρは位相角を示し、数式６において、Ｒｅは実数部を示す。
【００２７】
【数５】
【００２８】
【数６】
【００２９】
前述した数式３は出力側の瞬時有効電力であり、数式６は入力側の瞬時有効電力である。エネルギー保存の法則から、エネルギーバッファのない電力変換器では、入力側と出力側の瞬時有効電力を一致させる必要がある。
しかし、数式６は右辺第２項にζを含んでいることから脈動分を持っており、入力電圧に高調波成分を含んでいる場合には入力電流と出力電圧とを対称三相正弦波とすることは物理的に不可能である。
【００３０】
数式３と数式６を一致させるためには、入力電流または出力電圧のいずれかもしくはその両方を歪ませることにより、数式６の第２項を打ち消す必要がある。電力変換器に電動機等が接続されている場合、出力電圧をひずませて高調波が含まれると、電動機にトルクリプルを生じ、騒音が発生するので好ましくない。
そこで、入力側の瞬時有効電力が一定になるように、入力電流指令に高調波成分を重畳して数式７により制御することとした。
【００３１】
【数７】
【００３２】
ここで、入力側の瞬時有効電力を求めると、数式８となる。
【００３３】
【数８】
【００３４】
数式８右辺第４項は、入力電圧及び入力電流の高調波成分によって生じる瞬時有効電力であり、ζに対し、定数項Ｃ及び高調波次数ｎに応じた変動項ｆ（ｎζ）によって表すことができるので、数式８は数式９となる。
【００３５】
【数９】
【００３６】
数式９において、右辺第１項と第４項は定数項であり、一定である。瞬時有効電力の脈動は、ζを含む右辺第２項、第３項及び第５項により発生する。従って、瞬時有効電力を一定とするためには、数式１０を満たす高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を入力電流指令に重畳すればよい。
【００３７】
【数１０】
【００３８】
なお、スイッチングを伴う電力変換器では有効電力は入力側から出力側に伝達されるが、無効電力は電力変換器の還流モードにより発生する。これは従来の直流−交流電力変換器（インバータ）を考えれば、明らかである。インバータの入力は直流であるから、瞬時電力はすべて瞬時有効電力である。
しかし、インバータの出力側では負荷に応じて無効電力が発生し、瞬時有効電力の他に、負荷に応じた瞬時無効電力が発生している。従って、入力側の電流波形を変化させ、入出力の瞬時有効電力を一致させることで、大容量のエネルギーバッファがない場合でも出力側に一定の瞬時有効電力を取り出すことができる。
【００３９】
図１において、電圧検出手段２００は数式４に基づいて入力電圧ｖｉｎを検出し、瞬時有効電力一定化手段３００は、Ｖｍｉｎ，Ｖｎｉｎ，ζ，β，ｎ（高調波次数）を用いて数式１０を満たす入力電流の高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を算出する。そして、入力電流指令発生手段４００は、数式５で示される入力電流基本波指令に前記高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を重畳し、数式７により交流−交流電力変換器１００に与える入力電流指令ｉｉｎを生成して出力する。
これにより、入力側の瞬時有効電力が一定に制御され、電力変換器１００の出力電圧波形を歪みのない正弦波にすることができる。
【００４０】
次に、図２は本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
この実施形態では、交流−交流電力変換器として、入力電流を制御する電流形ＰＷＭ整流器２０と電圧形ＰＷＭインバータ４０とがフィルタなしに直接接続されており、整流器制御手段５０は、入力電流指令に応じた入力電流を流すように整流器２０を制御し、インバータ制御手段６０は、出力電圧指令に従った電圧を出力するべくインバータ４０を制御するように構成されている。２１〜２６は交流スイッチ、４１〜４６は半導体スイッチング素子である。
【００４１】
また、三相交流電源１０には電圧検出手段２００が接続され、その出力は基本波検出手段３１０及び高調波検出手段３２０に加えられていると共に、これらの検出手段３１０，３２０の出力は、入力電流基本波指令と一緒に高調波電流指令演算手段３３０に加えられている。そして、高調波電流指令演算手段３３０から出力される高調波電流指令は入力電流基本波指令と加算手段４１０により加算され、その加算結果が入力電流指令として整流器制御手段５０に入力されている。
【００４２】
本実施形態では、以下の理由により、入力電圧に含まれる５次高調波と７次高調波について補償を行うものとする。
（１）数式１０は比較的複雑であり、すべての次数の高調波について補償するためには演算量が多くなるため高速の制御装置が必要である。
（２）負荷が電動機の場合、入力電圧の高次高調波は漏れインダクタンスにより平滑され、電流に現れる影響は小さくなる。
（３）加えて、高周波のトルクリプルは電動機の慣性モーメントに吸収されるため、回転ムラとしては現れず、問題にならない。
（４）電源電圧高調波に最も多く含まれるのは、一般に５次、７次である。また、高次高調波は入力フィルタを設けることで減衰させることができる。
【００４３】
そこで、数式１０に基づき、入力電圧に５次高調波と７次高調波が含まれる場合について瞬時有効電力ｐｉｎを求めると、数式１１となる。なお、数式１１において、Ｖ５ｉｎ，Ｖ７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電圧振幅、Ｉ５ｉｎ，Ｉ７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電流振幅である。
【００４４】
【数１１】
【００４５】
数式１１の右辺第３項以降が、ζによる変動項である。入力力率を１とし（β＝ρ）、数式１１の右辺第３項以降をゼロとするためには、数式１２が成立すればよい。
【００４６】
【数１２】
【００４７】
数式１２により、入力電流基本波指令に重畳する５次高調波、７次高調波の電流振幅は数式１３となる。
【００４８】
【数１３】
【００４９】
図２では、入力電圧を電圧検出手段２００により検出し、基本波検出手段３１０により、基本波の電圧振幅Ｖｍを抽出し、高調波検出手段３２０により５次、７次高調波の電圧振幅Ｖ５ｉｎ，Ｖ７ｉｎを検出する。高調波電流指令演算手段３３０では数式１３の演算により５次、７次高調波電流の振幅Ｉ５ｉｎ，Ｉ７ｉｎを求め、これらを加算手段４１０により入力電流の基本波指令（振幅指令）に加算して整流器制御手段５０に与える入力電流指令を得る。
【００５０】
図３は、この実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧波形及び出力電圧波形であり、図７の場合と同様に、入力電圧には５次高調波が５％、７次高調波が２．５％含まれている場合である。入力電流に５次、７次高調波電流を重畳することにより、入力側の瞬時有効電力を一定にし、入力電流波形及び出力電圧波形を歪みのない正弦波にすることができる。
【００５１】
次に、図４は本発明の第３実施形態を示す構成図であり、この実施形態では、主変換器としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００５２】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図２におけるＰＷＭ整流器２０、ＰＷＭインバータ４０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータを仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を整流器制御手段５０及びインバータ制御手段６０により作成すると共に、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段７０により合成してマトリクスコンバータ９０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64を参照）。
【００５３】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１４によって表される。なお、数式１４において、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは出力相電圧、ｖｒ，ｖｓ，ｖｔは入力相電圧、Ｓ９１〜Ｓ９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００５４】
【数１４】
【００５５】
また、上記スイッチング関数Ｓ９１〜Ｓ９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１５のように表すことができる。
【００５６】
【数１５】
【００５７】
図４におけるＰＷＭパルス合成手段７０は、整流器制御手段５０からのスイッチング関数とインバータ制御手段６０からのスイッチング関数とを用いて数式１４によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従ってマトリクスコンバータ９０内の双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
なお、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００５８】
本実施形態では、マトリクスコンバータ９０の入力電圧に高調波が含まれる場合でも、仮想整流器に対する入力電流指令を得るために基本波電流指令に数式１３の高調波電流指令を重畳することにより、入力側の瞬時有効電力が一定となるように制御を行い、入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減することができる。ここで、図４における各手段２００，３１０，３２０，３３０，４１０の動作は第２実施形態と同様であるため、詳述を省略する。
【００５９】
次いで、図５は本発明の第４実施形態を示すブロック図である。この実施形態では、瞬時有効電力を一定にする演算を簡単に行うため、入力電流基本波指令に重畳する高調波成分を調節器により得るようにした。
【００６０】
すなわち、図５において、交流−交流電力変換器１００の出力側には電流検出手段３４０が接続されており、この検出手段３４０により出力電流を検出し、出力電圧指令と出力電流とから出力側の瞬時有効電力を瞬時有効電力演算手段３５０により演算する。
脈動分検出手段３６０は、演算した瞬時有効電力の脈動分を検出する。瞬時有効電力の脈動を、入力電流の基本波の振幅指令に高調波成分を重畳することにより抑制できることは、各実施形態で説明したとおりである。
従って、脈動分検出手段３６０の出力とゼロが図示の符号で入力される加算器３７０と調節器３８０とを設けることにより、調節器３８０の出力が瞬時有効電力を一定にするような高調波成分となる。この高調波成分を入力電流基本波指令に加算することにより、電力変換器１００の出力側の瞬時有効電力を一定にして出力電圧波形を正弦波に制御することができる。
ここで、調節器３８０には、例えば比例調節器、比例積分調節器等を用いることができる。
【００６１】
なお、瞬時有効電力は、出力電圧指令から演算する以外に、図示されていない出力電圧検出手段を設けて出力電流及び出力電圧の各検出値から求めても良いし、電力変換器１００の入力側に電流検出手段を設け、入力電圧と入力電流とから求めても良い。
更に、この実施形態は図２の回路にも適用可能であり、直流リンク部に直流電圧検出手段及び直流電流検出手段を設け、直流リンク部の瞬時電力を求めてもよい。
また、この実施形態は、図４に示した回路にも適用可能であり、その場合には、マトリクスコンバータ９０の瞬時有効電力を検出し、その脈動成分をゼロにするように調節動作する調節器の出力を入力電流基本波指令に重畳して整流器制御手段５０に加えれば良い。この場合の瞬時有効電力も、出力電流及び出力電圧の各検出値、入力電流及び入力電圧の各検出値等から求めることができる。
【００６２】
また、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直流リンク部に大容量のエネルギーバッファを持たずに整流器及びインバータから構成される電力変換器や、マトリクスコンバータ等の交流−交流直接変換形電力変換器において、入力電圧に高調波が含まれる場合でも、出力電圧波形として歪みのない正弦波を得ることができる。
この結果、小形、長寿命であり、電動機等の負荷の運転に障害を与えない交流−交流電力変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】第２実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧波形及び出力電圧波形である。
【図４】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
【図６】従来技術を示すブロック図である。
【図７】従来技術における入力電圧波形及び出力電圧波形である。
【符号の説明】
１０：三相交流電源
２０：電流形ＰＷＭ整流器
２１〜２６：交流スイッチ
４０：電圧形ＰＷＭインバータ
４１〜４６：半導体スイッチング素子
５０：整流器制御手段
６０：インバータ制御手段
７０：ＰＷＭパルス合成手段
１００：交流−交流電力変換器
１１０：マトリクスコンバータ
１１１〜１１９：双方向スイッチ
２００：電圧検出手段
３００：瞬時有効電力一定化手段
３１０：基本波検出手段
３２０：高調波検出手段
３３０：高調波電流指令演算手段
３４０：電流検出手段
３５０：瞬時有効電力演算手段
３６０：脈動分検出手段
３７０，４１０：加算手段
４００：入力電流指令発生手段
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧から多相の交流電圧を出力する交流−交流電力変換器に関し、特に、大容量のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換器において、その入力電圧に高調波を含む場合に出力電圧波形の歪みを低減する高調波補償を行うための制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、交流−直流−交流変換方式（コンバータ−インバータ方式）を用いた従来の交流−交流電力変換器の構成を示している。ここでは、入力側、出力側の多相の例として最も一般的な三相を例示しており、入力側（電源側）の各相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）の各相をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図６において、２０は交流スイッチ２１〜２６からなる三相の電流形ＰＷＭ整流器、４０は環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相の電圧形ＰＷＭインバータ、３０は整流器２０とインバータ４０との間の直流リンク部に接続され、かつリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、５０は整流器２０内の交流スイッチ２１〜２６のオン、オフを制御する整流器制御手段、６０はインバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のオン、オフを制御するインバータ制御手段である。
【０００４】
上記従来技術では、入力電流指令に従って整流器２０により入力電流を制御しながら所望の大きさの直流電圧を得ると共に、この直流電圧をインバータ４０に入力して、出力電圧指令どおりの所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換し、出力している。
ここで、前記フィルタ３０を構成するリアクトル３１及びコンデンサ３２は大容量のエネルギーバッファとして機能しており、このエネルギーバッファによって整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御を可能にしている。
【０００５】
なお、整流器２０の制御は、整流器制御手段５０により入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得て交流スイッチ２１〜２６に対する制御パルスを生成する。
インバータ４０側についても同様に、インバータ制御手段６０により出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得てスイッチング素子４１〜４６に対する制御パルスを生成する。
【０００６】
上記従来技術では、入力電圧に高調波成分が含まれていたとしても、この高調波成分はフィルタ３０により平滑されるのでその影響は出力側に現れない。
すなわち、図６の回路では、入力電圧に高調波成分が重畳されている場合でも、出力電圧を所望の大きさ、周波数に制御することができ、良好な波形を得ることができる。
【０００７】
なお、図６のようなコンバータ−インバータ方式の交流−交流電力変換器は従来から種々提供されているが、例えば以下の特許文献１に記載されたものがある。
【０００８】
【特許文献】
特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
前記コンデンサ３２や特許文献１に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、コンデンサ３２と共にフィルタ３０を構成する前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
すなわち、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば装置の小形化、長寿命化が可能であることから、フィルタ３０を有しない電力変換器の実現が要請されている。
【００１０】
ここで、図７は、図６の構成から直流リンク部のフィルタ３０を除去した場合において、入力電圧に高調波成分（５次高調波が５％、７次高調波が２．５％）が含まれる場合の入力電圧波形及び出力電圧波形を単位法表示したものである。
図７のように入力電圧に高調波成分が含まれる場合、入力電流を正弦波に制御すると有効電力が脈動し、直流リンク部の電圧にリプルが現れる。従来のフィルタ３０のように大容量のエネルギーバッファがある場合には、入力側の有効電力脈動はエネルギーバッファにより吸収することができるが、大容量のエネルギーバッファを有しない電力変換器では、直流リンク部の電圧に脈動が発生し、その結果、図７に示す如く出力電圧波形に歪みが発生する。出力電圧の歪みは、交流−交流電力変換器の負荷として電動機が接続されている場合、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させることとなる。
【００１１】
そこで本発明は、直流リンク部に大容量のエネルギーバッファを有しない電力変換器や、マトリクスコンバータのようにエネルギーバッファを介さずに交流−交流直接変換を行う場合において、入力電圧に高調波成分が含まれる場合でも出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、小形かつ長寿命であり、電動機等の負荷の運転に障害を与えることがない交流−交流電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、直流リンク部にエネルギーバッファを持たずに多相交流電圧を多相交流電圧に変換する交流−交流電力変換器において、
この電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧に応じて入力側の瞬時有効電力が一定になるような入力電流の高調波成分を演算する瞬時有効電力一定化手段と、この一定化手段により演算された高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段と、
を備えたものである。
【００１３】
請求項２記載の発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項２の発明の特徴的な構成をマトリクスコンバータに適用したものであり、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器制御手段に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１５】
請求項４記載の発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記電力変換器の瞬時有効電力を求める手段と、この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項４の発明の特徴的な構成をマトリクスコンバータに適用したものであり、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記マトリクスコンバータの瞬時有効電力を求める手段と、この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記仮想整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、大容量のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換器１００と、三相交流電源１０からの入力電圧を検出する電圧検出手段２００と、入力側の瞬時有効電力が一定になるように制御を行う瞬時有効電力一定化手段３００と、この瞬時有効電力一定化手段３００により求められた入力電流の高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して電力変換器１００の入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段４００とを備えている。
なお、交流−交流電力変換器１００は、例えば図６に示したように電流形ＰＷＭ整流器２０と電圧形ＰＷＭインバータ４０とから構成されており、直流リンク部にはリアクトル及びコンデンサからなるフィルタ等のエネルギーバッファが設けられていない。
【００１８】
以下に、本実施形態において、入力側の瞬時有効電力が一定になるように入力電流を制御することにより、出力電圧波形が改善される原理について述べる。
この種の交流−交流電力変換器は、交流入力電圧から所望の大きさ、周波数の交流電圧を出力する。電力変換器から出力される対称三相交流電圧ｖｏｕｔを瞬時空間ベクトルにて表すと、数式１となる。なお、数式１において、Ｖｍｏｕｔは出力電圧の振幅、θ＝ωｔ、αは位相角である。
【００１９】
【数１】
また、電力変換器から出力される対称三相正弦波電流を瞬時空間ベクトルにて表すと、数式２となる。なお、数式２において、Ｉｍｏｕｔは出力電流の振幅、φは位相角である。
【００２１】
【数２】
従って、数式１，数式２から、瞬時有効電力は数式３となる。この結果、電力変換器の出力側の瞬時有効電力は一定であることがわかる。
【００２３】
【数３】
一方、入力電圧にｎ次高調波が重畳されている場合、入力電圧ベクトルは数式４となる。なお、数式４において、Ｖｍｉｎは入力電圧の振幅、Ｖｎｉｎは入力電圧のｎ次高調波成分の振幅、ζ＝ωｔ、βは位相角である。
【００２５】
【数４】
このとき、入力電流として対称三相交流電流を流した場合、入力電流ベクトルは数式５で表されると共に、数式４，数式５から、瞬時有効電力は数式６となる。数式５において、ρは位相角を示し、数式６において、Ｒｅは実数部を示す。
【００２７】
【数５】
【数６】
前述した数式３は出力側の瞬時有効電力であり、数式６は入力側の瞬時有効電力である。エネルギー保存の法則から、エネルギーバッファのない電力変換器では、入力側と出力側の瞬時有効電力を一致させる必要がある。
しかし、数式６は右辺第２項にζを含んでいることから脈動分を持っており、入力電圧に高調波成分を含んでいる場合には入力電流と出力電圧とを対称三相正弦波とすることは物理的に不可能である。
【００３０】
数式３と数式６を一致させるためには、入力電流または出力電圧のいずれかもしくはその両方を歪ませることにより、数式６の第２項を打ち消す必要がある。電力変換器に電動機等が接続されている場合、出力電圧をひずませて高調波が含まれると、電動機にトルクリプルを生じ、騒音が発生するので好ましくない。
そこで、入力側の瞬時有効電力が一定になるように、入力電流指令に高調波成分を重畳して数式７により制御することとした。
【００３１】
【数７】
ここで、入力側の瞬時有効電力を求めると、数式８となる。
【００３３】
【数８】
数式８右辺第４項は、入力電圧及び入力電流の高調波成分によって生じる瞬時有効電力であり、ζに対し、定数項Ｃ及び高調波次数ｎに応じた変動項ｆ（ｎζ）によって表すことができるので、数式８は数式９となる。
【００３５】
【数９】
数式９において、右辺第１項と第４項は定数項であり、一定である。瞬時有効電力の脈動は、ζを含む右辺第２項、第３項及び第５項により発生する。従って、瞬時有効電力を一定とするためには、数式１０を満たす高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を入力電流指令に重畳すればよい。
【００３７】
【数１０】
なお、スイッチングを伴う電力変換器では有効電力は入力側から出力側に伝達されるが、無効電力は電力変換器の還流モードにより発生する。これは従来の直流−交流電力変換器（インバータ）を考えれば、明らかである。インバータの入力は直流であるから、瞬時電力はすべて瞬時有効電力である。
しかし、インバータの出力側では負荷に応じて無効電力が発生し、瞬時有効電力の他に、負荷に応じた瞬時無効電力が発生している。従って、入力側の電流波形を変化させ、入出力の瞬時有効電力を一致させることで、大容量のエネルギーバッファがない場合でも出力側に一定の瞬時有効電力を取り出すことができる。
【００３９】
図１において、電圧検出手段２００は数式４に基づいて入力電圧ｖｉｎを検出し、瞬時有効電力一定化手段３００は、Ｖｍｉｎ，Ｖｎｉｎ，ζ，β，ｎ（高調波次数）を用いて数式１０を満たす入力電流の高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を算出する。そして、入力電流指令発生手段４００は、数式５で示される入力電流基本波指令に前記高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を重畳し、数式７により交流−交流電力変換器１００に与える入力電流指令ｉｉｎを生成して出力する。
これにより、入力側の瞬時有効電力が一定に制御され、電力変換器１００の出力電圧波形を歪みのない正弦波にすることができる。
【００４０】
次に、図２は本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
この実施形態では、交流−交流電力変換器として、入力電流を制御する電流形ＰＷＭ整流器２０と電圧形ＰＷＭインバータ４０とがフィルタなしに直接接続されており、整流器制御手段５０は、入力電流指令に応じた入力電流を流すように整流器２０を制御し、インバータ制御手段６０は、出力電圧指令に従った電圧を出力するべくインバータ４０を制御するように構成されている。２１〜２６は交流スイッチ、４１〜４６は半導体スイッチング素子である。
【００４１】
また、三相交流電源１０には電圧検出手段２００が接続され、その出力は基本波検出手段３１０及び高調波検出手段３２０に加えられていると共に、これらの検出手段３１０，３２０の出力は、入力電流基本波指令と一緒に高調波電流指令演算手段３３０に加えられている。そして、高調波電流指令演算手段３３０から出力される高調波電流指令は入力電流基本波指令と加算手段４１０により加算され、その加算結果が入力電流指令として整流器制御手段５０に入力されている。
【００４２】
本実施形態では、以下の理由により、入力電圧に含まれる５次高調波と７次高調波について補償を行うものとする。
（１）数式１０は比較的複雑であり、すべての次数の高調波について補償するためには演算量が多くなるため高速の制御装置が必要である。
（２）負荷が電動機の場合、入力電圧の高次高調波は漏れインダクタンスにより平滑され、電流に現れる影響は小さくなる。
（３）加えて、高周波のトルクリプルは電動機の慣性モーメントに吸収されるため、回転ムラとしては現れず、問題にならない。
（４）電源電圧高調波に最も多く含まれるのは、一般に５次、７次である。また、高次高調波は入力フィルタを設けることで減衰させることができる。
【００４３】
そこで、数式１０に基づき、入力電圧に５次高調波と７次高調波が含まれる場合について瞬時有効電力ｐｉｎを求めると、数式１１となる。なお、数式１１において、Ｖ５ｉｎ，Ｖ７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電圧振幅、Ｉ５ｉｎ，Ｉ７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電流振幅である。
【００４４】
【数１１】
数式１１の右辺第３項以降が、ζによる変動項である。入力力率を１とし（β＝ρ）、数式１１の右辺第３項以降をゼロとするためには、数式１２が成立すればよい。
【００４６】
【数１２】
数式１２により、入力電流基本波指令に重畳する５次高調波、７次高調波の電流振幅は数式１３となる。
【００４８】
【数１３】
図２では、入力電圧を電圧検出手段２００により検出し、基本波検出手段３１０により、基本波の電圧振幅Ｖｍを抽出し、高調波検出手段３２０により５次、７次高調波の電圧振幅Ｖ５ｉｎ，Ｖ７ｉｎを検出する。高調波電流指令演算手段３３０では数式１３の演算により５次、７次高調波電流の振幅Ｉ５ｉｎ，Ｉ７ｉｎを求め、これらを加算手段４１０により入力電流の基本波指令（振幅指令）に加算して整流器制御手段５０に与える入力電流指令を得る。
【００５０】
図３は、この実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧波形及び出力電圧波形であり、図７の場合と同様に、入力電圧には５次高調波が５％、７次高調波が２．５％含まれている場合である。入力電流に５次、７次高調波電流を重畳することにより、入力側の瞬時有効電力を一定にし、入力電流波形及び出力電圧波形を歪みのない正弦波にすることができる。
【００５１】
次に、図４は本発明の第３実施形態を示す構成図であり、この実施形態では、主変換器としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００５２】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図２におけるＰＷＭ整流器２０、ＰＷＭインバータ４０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータを仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を整流器制御手段５０及びインバータ制御手段６０により作成すると共に、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段７０により合成してマトリクスコンバータ９０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64を参照）。
【００５３】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１４によって表される。なお、数式１４において、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは出力相電圧、ｖｒ，ｖｓ，ｖｔは入力相電圧、Ｓ９１〜Ｓ９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００５４】
【数１４】
また、上記スイッチング関数Ｓ９１〜Ｓ９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１５のように表すことができる。
【００５６】
【数１５】
図４におけるＰＷＭパルス合成手段７０は、整流器制御手段５０からのスイッチング関数とインバータ制御手段６０からのスイッチング関数とを用いて数式１４によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従ってマトリクスコンバータ９０内の双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
なお、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００５８】
本実施形態では、マトリクスコンバータ９０の入力電圧に高調波が含まれる場合でも、仮想整流器に対する入力電流指令を得るために基本波電流指令に数式１３の高調波電流指令を重畳することにより、入力側の瞬時有効電力が一定となるように制御を行い、入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減することができる。ここで、図４における各手段２００，３１０，３２０，３３０，４１０の動作は第２実施形態と同様であるため、詳述を省略する。
【００５９】
次いで、図５は本発明の第４実施形態を示すブロック図である。この実施形態では、瞬時有効電力を一定にする演算を簡単に行うため、入力電流基本波指令に重畳する高調波成分を調節器により得るようにした。
【００６０】
すなわち、図５において、交流−交流電力変換器１００の出力側には電流検出手段３４０が接続されており、この検出手段３４０により出力電流を検出し、出力電圧指令と出力電流とから出力側の瞬時有効電力を瞬時有効電力演算手段３５０により演算する。
脈動分検出手段３６０は、演算した瞬時有効電力の脈動分を検出する。瞬時有効電力の脈動を、入力電流の基本波の振幅指令に高調波成分を重畳することにより抑制できることは、各実施形態で説明したとおりである。
従って、脈動分検出手段３６０の出力とゼロが図示の符号で入力される加算器３７０と調節器３８０とを設けることにより、調節器３８０の出力が瞬時有効電力を一定にするような高調波成分となる。この高調波成分を入力電流基本波指令に加算することにより、電力変換器１００の出力側の瞬時有効電力を一定にして出力電圧波形を正弦波に制御することができる。
ここで、調節器３８０には、例えば比例調節器、比例積分調節器等を用いることができる。
【００６１】
なお、瞬時有効電力は、出力電圧指令から演算する以外に、図示されていない出力電圧検出手段を設けて出力電流及び出力電圧の各検出値から求めても良いし、電力変換器１００の入力側に電流検出手段を設け、入力電圧と入力電流とから求めても良い。
更に、この実施形態は図２の回路にも適用可能であり、直流リンク部に直流電圧検出手段及び直流電流検出手段を設け、直流リンク部の瞬時電力を求めてもよい。
また、この実施形態は、図４に示した回路にも適用可能であり、その場合には、マトリクスコンバータ９０の瞬時有効電力を検出し、その脈動成分をゼロにするように調節動作する調節器の出力を入力電流基本波指令に重畳して整流器制御手段５０に加えれば良い。この場合の瞬時有効電力も、出力電流及び出力電圧の各検出値、入力電流及び入力電圧の各検出値等から求めることができる。
【００６２】
また、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直流リンク部に大容量のエネルギーバッファを持たずに整流器及びインバータから構成される電力変換器や、マトリクスコンバータ等の交流−交流直接変換形電力変換器において、入力電圧に高調波が含まれる場合でも、出力電圧波形として歪みのない正弦波を得ることができる。
この結果、小形、長寿命であり、電動機等の負荷の運転に障害を与えない交流−交流電力変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】第２実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧波形及び出力電圧波形である。
【図４】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
【図６】従来技術を示すブロック図である。
【図７】従来技術における入力電圧波形及び出力電圧波形である。
【符号の説明】
１０：三相交流電源
２０：電流形ＰＷＭ整流器
２１〜２６：交流スイッチ
４０：電圧形ＰＷＭインバータ
４１〜４６：半導体スイッチング素子
５０：整流器制御手段
６０：インバータ制御手段
７０：ＰＷＭパルス合成手段
１００：交流−交流電力変換器
１１０：マトリクスコンバータ
１１１〜１１９：双方向スイッチ
２００：電圧検出手段
３００：瞬時有効電力一定化手段
３１０：基本波検出手段
３２０：高調波検出手段
３３０：高調波電流指令演算手段
３４０：電流検出手段
３５０：瞬時有効電力演算手段
３６０：脈動分検出手段
３７０，４１０：加算手段
４００：入力電流指令発生手段
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
Claims (5)
- 直流リンク部にエネルギーバッファを持たずに多相交流電圧を多相交流電圧に変換する交流−交流電力変換器において、
この電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、
この電圧検出手段により検出された入力電圧に応じて入力側の瞬時有効電力が一定になるような入力電流の高調波成分を演算する瞬時有効電力一定化手段と、
この一定化手段により演算された高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換器の制御装置。 - 多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、
この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、
これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、
前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換器の制御装置。 - 多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、
この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、
これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、
前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器制御手段に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換器の制御装置。 - 多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記電力変換器の瞬時有効電力を求める手段と、
この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、
この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、
この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換器の制御装置。 - 多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記マトリクスコンバータの瞬時有効電力を求める手段と、
この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、
この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、
この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記仮想整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換器の制御装置。
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