JP3666557B2

JP3666557B2 - 電力変換回路

Info

Publication number: JP3666557B2
Application number: JP11212099A
Authority: JP
Inventors: 淳一伊東; 光悦藤田
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 1999-04-20
Filing date: 1999-04-20
Publication date: 2005-06-29
Anticipated expiration: 2019-04-20
Also published as: JP2000308368A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相交流電源から多相交流に変換する電力変換回路において、その出力電圧の増加及び直流リンク電圧利用率の改善を可能にした電力変換回路に関する。ここで、電圧利用率とは電力変換回路（インバータ）の最大出力線間電圧基本波のピーク値／直流リンク電圧を意味する。
【０００２】
【従来の技術】
以下では、単相−三相電力変換回路を例示して従来技術を説明する。
図３は、単相交流を少ないスイッチング素子と簡単な構成によって三相交流に変換する単相−三相電力変換回路の従来技術であり、負荷である三相交流電動機の巻線の中性点を利用したものである。この技術は、本出願人による特開平１０−３３７０４７号公報の図２や「平成９年電気学会産業応用部門全国大会５６」によって広く公知になっているが、回路の構成及び動作を簡単に説明すると以下のようになる。
【０００３】
図３において、Ｓ１，Ｓ２はスイッチング素子とダイオードとの逆並列回路を２個直列接続した半導体スイッチ部であり、これらによって電源側レッグＬＧが構成される。また、Ｓ１１〜Ｓ１６も同様の半導体スイッチ部であり、これらによって三相の電圧形インバータＩＮＶが構成される。Ｃ_dcは平滑コンデンサである。
インバータＩＮＶの各相出力端子は三相誘導電動機等の交流電動機Ｍの巻線の各一端に接続され、その中性点は単相交流電源ＡＣを介して電源側レッグＬＧの半導体スイッチ部Ｓ１，Ｓ２の直列回路の中点（仮想中性点）に接続されている。なお、電動機Ｍは固定子巻線が星形接続されており、各巻線の誘起電圧を交流電源の記号で図示してある。
【０００４】
図３の構成において、インバータＩＮＶの零電圧ベクトルを制御することにより電動機Ｍの中性点電位ｖ₀を制御できることから、インバータＩＮＶの零電圧ベクトルと電源側レッグＬＧとによりインバータＩＮＶの入力電流を制御する。この結果、従来の単相フルブリッジ形ＡＣ／ＤＣコンバータを用いる場合と同様に入力電流を制御することができる。
電動機Ｍに印加される電圧はインバータＩＮＶの線間電圧であるから、零相分電圧は電動機Ｍ側に現れず、電動機駆動に影響しない。従って、インバータＩＮＶの零相分電圧は自由度がある。そこで、図３の回路では零相分を用いてインバータＩＮＶの入力電流の制御を行い、正相分を用いて電動機電流の制御を行うものである。
【０００５】
この回路における制御ブロック図は、図４のように構成されている。図４において、１は自動電圧調整器（ＡＶＲ）、２，６，７，８，９は比較器、３はＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ）回路、４，１０，１１，１２はsinテーブル、５は自動電流調整器（ＡＣＲ）、２０，２１，２２，２３は加算器である。
【０００６】
図４の構成において、直流リンク電圧指令値Ｖ_dc ^*と検出値Ｖ_dcとの偏差はＡＶＲ１に入力される。また、電源電圧Ｖ_sが入力されている比較器２の出力はＰＬＬ回路３を介してsinテーブル４に入力され、電源電圧に同期した正弦波データが読み出される。この正弦波データはＡＶＲ１の出力に乗じられて、電源電流指令値ｉ_s ^*となる。この指令値ｉ_s ^*と検出値ｉ_sとの偏差が加算器２３により求められてＡＣＲ５に入力される。
ＡＣＲ５の出力は電源側レッグＬＧの中点の電圧指令値ｖ_x ^*として比較器６に入力され、キャリア（三角波）との比較に用いられる。比較器６の出力とその反転信号とは、電源側レッグＬＧの半導体スイッチ部Ｓ１，Ｓ２のスイッチング素子を駆動するＰＷＭパルスとなる。
【０００７】
一方、回転数指令値（角周波数指令値）ω^*はsinテーブル１０，１１，１２に入力され、互いに２π／３〔rad〕の位相差を持つ三相の正弦波データが出力される。これらの正弦波データには振幅指令値ａ^*が乗じられ、その結果が比較器７，８，９に入力される。これらの比較器７，８，９は正弦波データと前記キャリアとを比較し、インバータＩＮＶの半導体スイッチ部Ｓ１１〜Ｓ１６のスイッチング素子に対するＰＷＭパルスが生成される。
【０００８】
この制御ブロックでは、直流リンク電圧Ｖ_dcが電源電圧Ｖ_s（実効値）の２√２倍以上の関係にある場合にはインバータＩＮＶ側の電圧指令値の零相電圧を零とし、電動機Ｍの中性点電位ｖ₀を直流リンク電圧Ｖ_dcの中点電位とみなし、ＡＣ／ＤＣ変換動作については従来のハーフブリッジＡＣ／ＤＣコンバータと同様に制御していた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図３、図４の制御方法では、電動機Ｍに零相分電流として電源電流ｉ_sを重畳することから、電動機電流が増加する。この結果、銅損が増大し、電動機Ｍの発熱も大きくなる。電動機Ｍの銅損を低減するためには、電動機Ｍに流れる正相分電流の低減が必要である。この場合、正相分電流を小さくしたとしても、電動機Ｍの定格入力電圧（すなわち、インバータＩＮＶの出力電圧）を大きくすれば同じ電動機出力を得ることができる。
従って、電動機Ｍにおける損失や発熱を少なくしながら所望の出力を得るためには、電動機電流を小さくしつつインバータＩＮＶの出力電圧を大きくすることが望まれる。
【００１０】
従来の制御方法において、インバータＩＮＶの制御回路では正弦波と三角波とを比較してＰＷＭパルスを得ているので、直流リンク電圧の中点電位から見たインバータＩＮＶの相電圧基本波のピーク値は（１／２）Ｖ_dcが最大である。線間電圧は相電圧の√３倍であることから、線間電圧基本波のピーク値は（√３／２）Ｖ_dcが限界である。
他方、インバータＩＮＶの出力電圧を大きくするために、単に直流リンク電圧Ｖ_dcを上昇させることが考えられるが、この方法では使用素子耐圧が上昇するので好ましくない。
【００１１】
そこで本発明は、直流リンク電圧を上昇させる方法によらずに直流リンク電圧利用率を改善してインバータの出力電圧を増加させると共に、電動機電流を低減して発熱を抑えるようにした、高効率かつ小形の電力変換回路を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明では、インバータ側の電圧指令値の零相電圧を零ではなく、インバータの線間電圧が所望の値となり、かつ、ＰＷＭインバータの変調率が１を超えないように（比較するキャリアより大きくなることがないように）、零相電圧を重畳する。また、これに伴い、電源側レッグの電圧指令値に該零相電圧を重畳するようにした。
【００１３】
すなわち、請求項１記載の発明は、半導体スイッチ部を２個直列に接続した電源側レッグと、この電源側レッグの両端に接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端に直流入力側が接続された多相インバータと、前記電源側レッグの中点に一端が接続され、かつ、他端が前記インバータの交流出力側に星形結線されてなる多相負荷の中性点に接続された単相交流電源とを備え、前記インバータの零電圧ベクトルを制御して前記多相負荷の中性点電位を制御し、かつ、電源側レッグの半導体スイッチ部の動作により電源側レッグの中点電位を制御して前記インバータの入力電流を制御するようにした電力変換回路において、前記インバータの各相出力電圧指令値に零相電圧を重畳して前記インバータの最大出力電圧を増加させるものである。
【００１４】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の電力変換回路において、前記電源側レッグの中点電位を制御する電圧指令値に前記零相電圧を重畳するものである。
【００１５】
そして、請求項３に記載するように、前記零相電圧としては、前記インバータの出力周波数を基本周波数としたインバータ相数に等しい複数調波電圧（例えば第三高調波電圧）とすると良い。
【００１６】
前述のように、電動機の銅損を減らすためには電動機の正相分電流を低減することが望ましい。電力は電圧と電流との積に比例するので、電圧を大きくすることにより、同一電力のもとで電流を小さくすることができる。よって、インバータの出力電圧はできる限り大きくする必要がある。
【００１７】
図３に示した電源側レッグＬＧは半導体スイッチ部（スイッチング素子及びダイオード）により構成されているため、負荷の中性点電位ｖ₀が変動しても、この変動を考慮して電源側レッグＬＧの中点電位ｖ_xを半導体スイッチ部の動作により制御すれば、インバータＩＮＶの入力電流の制御が可能である。
一般に、三相インバータの電圧利用率を改善する方法として、インバータの各相電圧指令値にインバータの出力電圧の第三高調波を重畳する方法がある。この時、インバータの電圧指令値は数式１により与えられる。
【００１８】
【数１】
ｖ_u ^*＝（Ｖ_dc／２）・ａ・｛sinωｔ＋（１／６）・sin３ωｔ｝
ｖ_v ^*＝（Ｖ_dc／２）・ａ・｛sin（ωｔ−２π／３）＋（１／６）・sin３ωｔ｝
ｖ_w ^*＝（Ｖ_dc／２）・ａ・｛sin（ωｔ−４π／３）＋（１／６）・sin３ωｔ｝
【００１９】
すなわち、本発明では、各相電圧指令値に零相分として第三高調波を重畳する。
インバータの出力電圧を歪みなく得るためには、インバータの各相電圧指令値の最大値はＶ_dc／２以下でなくてはならない。このため、インバータの出力電圧指令値の変調比ａは、従来では最大で１であった（数式１の右辺第２項がない場合）が、本発明では、数式１における右辺の（Ｖ_dc／２）・ａを除く括弧内の最大値が０．８６６程度であることから、変調比ａを１．１５まで大きくすることができる。これは、出力電圧を従来より１５％大きくできることを意味する。
以上が、請求項１及び３記載の発明に相当する。
【００２０】
この時、数式１から、電動機Ｍの中性点電位ｖ₀は数式２によって表される。
【００２１】
【数２】
ｖ₀＝（１／１２）・Ｖ_dc・ａ・sin３ωｔ
【００２２】
一方、電源側レッグＬＧのＡＣ／ＤＣ制御には、数式３の関係が成立する。
【００２３】
【数３】
ｖ₀＝ｖ_x−ｖ_s
【００２４】
従って、電源側レッグＬＧの中点電位ｖ_xは、数式４により求められる。
【００２５】
【数４】
ｖ_x＝（１／１２）・Ｖ_dc・ａ・sin３ωｔ＋√２Ｖ_s・sinω_sｔ
【００２６】
本発明において、インバータＩＮＶの各相電圧指令値に第三高調波を重畳した場合、電源側レッグＬＧの制御は数式４に従う。具体的には、数式４の右辺の第２項はＡＣＲの出力によって得られるので、第１項をＡＣＲの出力に加算することとする。この結果、ＡＣＲは従来の電源電流制御と同等の応答を持つものでよく、第三高調波による歪みを与えることなしに、電源電流制御を行うことができる。
以上が、請求項２及び３の発明に相当する。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、請求項１及び３に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図であり、前述の図３の回路を対象とした制御回路である。
【００２８】
図１の制御回路が図４と異なる部分は、数式１の右辺｛｝内の第三高調波（インバータＩＮＶの出力電圧の３倍の周波数を持つ正弦波データ）が格納されたsinテーブル１５を設け、この第三高調波と振幅指令値ａ^*との乗算結果を加算器２０，２１，２２において各相電圧指令値に重畳することにより最終的な各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*を得るようにした点である。
sinテーブル１０，１１，１２からは、図４と同様に回転数指令値ω^*に基づいて互いに２π／３〔rad〕の位相差を持つ三相の正弦波データが出力され、振幅指令値ａ^*が乗じられる。
【００２９】
本実施形態において、電源側レッグＬＧの制御は次のように行われる。
従来技術と同様に、直流電圧指令値Ｖ_dc ^*と検出値Ｖ_dcとの偏差はＡＶＲ１に入力される。一方、電源電圧検出値Ｖ_sは比較器２に入力され、ＰＬＬ回路３、sinテーブル４を介して電源電圧に同期した正弦波が生成される。
ＡＶＲ１の出力と電源に同期した正弦波との乗算結果が、電源電流指令値ｉ_s ^*となる。この電源電流指令値ｉ_s ^*と検出値ｉ_sとの偏差が加算器２３により求められてＡＣＲ５に入力される。このＡＣＲ５の出力である電源側レッグＬＧの中点電位指令値ｖ_x ^*を比較器６にてキャリアと比較することにより、従来と同様に電源側レッグＬＧの半導体スイッチ部に対するＰＷＭパルスが得られる。
【００３０】
このように本実施形態では、従来技術に対して、第三高調波が格納されたsinテーブル１５及び加算器２０，２１，２２を追加し、各相電圧指令値に零相分として第三高調波を重畳することにより、インバータＩＮＶの最大出力線間電圧基本波のピーク値を直流リンク電圧と等しくし、数式１によってインバータＩＮＶの出力電圧を従来よりも１５パーセント程度大きくすることができる。
【００３１】
次に、図２は請求項２及び３に記載した発明の実施形態である。図１と異なる点は、電源側レッグＬＧ側の制御において、インバータＩＮＶに重畳される零相分としての第三高調波が電源側レッグＬＧの制御に与える影響を打ち消すように、ＡＣＲ５の出力にインバータＩＮＶ側と同じ第三高調波を重畳することである。
すなわち、図２においてＡＣＲ５の出力側に設けられた加算器２４により、インバータＩＮＶ側と同様の第三調波が重畳される。
【００３２】
インバータＩＮＶに重畳される第三高調波はインバータ出力電圧の３倍の周波数を持つから、電動機の高速運転時には非常に高い周波数になる。この結果、ＡＣＲ５をこれに追従させようとすると、非常に高速応答のＡＣＲが必要となり、制御回路のコストが上昇する。
そこで、本実施形態では、ＡＣＲ５の構成は従来技術と同様にして、前述の数式４の第１項に相当する第三高調波をＡＣＲ５の出力に加算することにより、ＡＣＲの負担を軽減すると共に第三高調波による歪みを与えることなく、従来のＡＣ／ＤＣコンバータと同等の速度のＡＣＲを用いて入力電流の制御を実現可能とした。
【００３３】
なお、本発明は、上記実施形態の三相出力ばかりでなく、三相以外の多相出力電力変換回路に適用することができる。
【００３４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インバータの最大線間出力電圧基本波のピーク値を直流リンク電圧値と等しくして直流リンク電圧利用率を改善することができる。すなわち、従来では、直流リンク電圧の８６％程度が限界であったため、本発明によって１５％程度の出力電圧の増加を図ることが可能になる。
この結果、インバータの直流リンク電圧を上昇させることなく、電動機への印加電圧を従来よりも増加させることができ、電動機電流の低減によって銅損の増加や発熱を抑制し、小形かつ高効率のシステムを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】従来技術を示す回路図である。
【図４】図３の制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ＡＶＲ（自動電圧調整器）
２，６，７，８，９比較器
３ＰＬＬ回路
４，１０，１１，１２，１５ sinテーブル
５ＡＣＲ（自動電流調整器）
２０，２１，２２，２３，２４加算器

Claims

半導体スイッチ部を２個直列に接続した電源側レッグと、この電源側レッグの両端に接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端に直流入力側が接続された多相インバータと、前記電源側レッグの中点に一端が接続され、かつ、他端が前記インバータの交流出力側に星形結線されてなる多相負荷の中性点に接続された単相交流電源とを備え、前記インバータの零電圧ベクトルを制御して前記多相負荷の中性点電位を制御し、かつ、電源側レッグの半導体スイッチ部の動作により電源側レッグの中点電位を制御して前記インバータの入力電流を制御するようにした電力変換回路において、
前記インバータの各相出力電圧指令値に零相電圧を重畳して前記インバータの最大出力電圧を増加させることを特徴とする電力変換回路。
請求項１記載の電力変換回路において、
前記電源側レッグの中点電位を制御する電圧指令値に前記零相電圧を重畳することを特徴とする電力変換回路。
請求項１または２記載の電力変換回路において、
前記零相電圧が、前記インバータの出力周波数を基本周波数としたインバータ相数に等しい複数調波電圧であることを特徴とする電力変換回路。