JP2007330023A

JP2007330023A - 電力変換装置及び圧縮機

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Publication number: JP2007330023A
Application number: JP2006158663A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Haga; 仁芳賀
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2006-06-07
Filing date: 2006-06-07
Publication date: 2007-12-20
Also published as: WO2007142009A1

Abstract

【課題】スイッチング素子数を低減し、持って電力変換装置で生じる損失を低減することが目的とされる。
【解決手段】電力変換装置１ａは、マトリックスコンバータ１１と、リアクトルＬ１〜Ｌ３と、コンデンサＣ１〜Ｃ３とを備える。マトリックスコンバータ１１は、入力端子１１１〜１１３と、出力端子１１４〜１１６と、双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWとを有する。入力端子１１１〜１１３には、３相交流電源Ｖから３相交流電圧ｖ_R，ｖ_S，ｖ_Tが供給される。双方向スイッチは、いずれも逆阻止能力を有し、入力端子１１１〜１１３に入力された３相交流電圧ｖ_R，ｖ_S，ｖ_Tを、所望の３相交流電圧ｖ_U，ｖ_V，ｖ_Wに変換する。リアクトルＬ１〜Ｌ３はそれぞれ、入力端子１１１〜１１３に接続される。コンデンサＣ１〜Ｃ３は、それぞれの一端が互いに接続され、それぞれの他端が出力端子１１４〜１１６に接続される。
【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置に関し、特にマトリックスコンバータに関する。

従来から交流電力から所望の交流電力に変換（ＡＣ−ＡＣ変換）する電力変換装置として、交流電力から直流電力への変換（ＡＣ−ＤＣ変換）と、直流電力から交流電力への変換（ＤＣ−ＡＣ変換）とを組み合わせたものが用いられている。例えば、ＡＣ−ＤＣ変換に整流回路が用いられ、ＤＣ−ＡＣ変換にはインバータが用いられる。

なお、本発明に関連する技術を以下に示す。

佐藤以、外３名、「マトリックスコンバータの電圧利用率改善法」、平成１５年電気学会産業応用部門大会講演論文集４、平成１５年３月、ｐ．９５−９６伊藤淳一、外２名「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの入出力波形改善法」、電気学会研究会資料、半導体電力変換・産業電力電気応用合同研究会、２００２年１１月、ｐ．７５−８０

しかし、例えば３相交流電力を所望の３相交流電力に変換する場合には、整流回路には少なくとも６つのスイッチング素子が、インバータにも少なくとも６つのスイッチング素子が、それぞれ必要である。このため、電力変換装置で生じる損失が増大していた。

本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子数を低減し、持って電力変換装置で生じる損失を低減することが目的とされる。

この発明の請求項１にかかる電力変換装置は、第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）と、第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）と、逆阻止能力を有する双方向スイッチ（Ｓ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TW）とを有し、前記第１乃至第３の入力端子に入力された交流電圧（ｖ_R，ｖ_S，ｖ_T）を前記双方向スイッチを用いて所望の交流電圧（ｖ_U，ｖ_V，ｖ_W）に変換するマトリックスコンバータ（１１）と、前記第１乃至第３の入力端子のそれぞれに接続される第１乃至第３のリアクトル（Ｌ１〜Ｌ３）と、それぞれの一端が互いに接続され、それぞれの他端が第１乃至第３の出力端子に接続される第１乃至第３のコンデンサ（Ｃ１〜Ｃ３）とを備える。

この発明の請求項２にかかる電力変換装置は、請求項１記載の電力変換装置（１ａ）であって前記マトリックスコンバータ（１１）のスイッチング動作は、両者相まって前記電力変換装置と等価な回路を構成する整流回路（１２）及びインバータ（１３）の、それぞれのスイッチング動作に基づいて決定される。

この発明の請求項３にかかる電力変換装置は、請求項２記載の電力変換装置であって、前記整流回路（１２）及び前記インバータ（１３）はそれぞれ電圧型及び電流型である。

この発明の請求項４にかかる電力変換装置は、第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）と、第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）と、逆阻止能力を有する双方向スイッチ（Ｓ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TW）とを有し、前記第１乃至第３の入力端子に入力された交流電圧（ｖ_R，ｖ_S，ｖ_T）を前記双方向スイッチを用いて所望の交流電圧（ｖ_U，ｖ_V，ｖ_W）に変換するマトリックスコンバータ（１１）と、前記第１乃至第３の入力端子のそれぞれに接続される第１乃至第３のリアクトル（Ｌ１〜Ｌ３）と、それぞれの一端が互いに接続される第１乃至第３のコンデンサ（Ｃ１〜Ｃ３）とを備え、前記第１乃至第３のコンデンサのそれぞれの他端は、前記第１乃至第３の入力端子、及び前記第１乃至第３の出力端子のいずれか一方に選択可能に接続される。

この発明の請求項５にかかる電力変換装置は、請求項４記載の電力変換装置（１ｂ）であって、前記マトリックスコンバータ（１１）のスイッチング動作は、両者相まって前記電力変換装置と等価な回路を構成する整流回路（１２；１２１）及びインバータ（１３；１３１）の、それぞれのスイッチング動作に基づいて決定される。

この発明の請求項６にかかる電力変換装置は、請求項５記載の電力変換装置であって、前記第１乃至第３のコンデンサ（Ｃ１〜Ｃ３）のそれぞれが前記第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）に接続されている場合には、前記整流回路（１２）及び前記インバータ（１３）はそれぞれ電圧型及び電流型であり、前記第１乃至第３のコンデンサのそれぞれが前記第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）に接続されている場合には、前記整流回路及び前記インバータはそれぞれ電流型及び電圧型である。

この発明の請求項７にかかる電力変換装置は、請求項１乃至請求項６記載のいずれか一つに記載の電力変換装置であって、前記第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）と、前記第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）との間に接続されるクランプ回路（２）を更に備える。

この発明の請求項８にかかる圧縮機は、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載の電力変換装置（１ａ；１ｂ）を搭載する。

この発明の請求項１にかかる電力変換装置によれば、第１乃至第３の入力端子に３相交流電源を接続して、第１乃至第３のリアクトルをマトリックスコンバータを介して短絡させることで、第１乃至第３のリアクトルにエネルギーを蓄積することができ、以って第１乃至第３のコンデンサの両端電圧を昇圧することができる。また、第１乃至第３のコンデンサのそれぞれが第１乃至第３のリアクトルとＬＣフィルタを構成するので、第１乃至第３の出力端子に出力される電圧に含まれる高周波成分を低減することができる。しかも、整流回路とインバータとを用いたＡＣ−ＡＣ変換回路に比べ、スイッチング素子数は少なくて良く、以って電力変換装置で生じる損失が低減できる。

更に、双方向スイッチは逆阻止能力を有するので、双方向スイッチで電流が逆流することを防止できる。電流の逆流を防止することで、逆流した電流が他の双方向スイッチへと流れることを防止するための、例えば相間リアクトルなどの素子が不要である。よって、素子数を低減することができ、以って素子で生じる損失を低減することができる。

この発明の請求項２、請求項３、請求項５及び請求項６のいずれか一つにかかる電力変換装置によれば、スイッチングパターンの生成が比較的容易になる。

この発明の請求項４にかかる電力変換装置によれば、第１乃至第３のコンデンサの他端のそれぞれを第１乃至第３の入力端子に接続することで、当該電力変換装置を降圧コンバータとして機能させることができる。他方、第１乃至第３のコンデンサの他端のそれぞれを第１乃至第３の出力端子に接続することで、当該電力変換装置を昇圧コンバータとして機能させることができる。よって、第１乃至第３の出力端子に出力される電圧の可変領域を拡張することができる。

この発明の請求項７にかかる電力変換装置によれば、双方向スイッチのスイッチングで生じるサージ電圧を吸収することができる。また、当該クランプ回路を、請求項２にかかる電力変換装置に適用することで、第１乃至第３のコンデンサの一端の接続切換え時に生じる過電圧を吸収することができる。

この発明の請求項８にかかる圧縮機によれば、圧縮機の効率を高めることができる。

第１の実施の形態．
図１は、本実施の形態にかかる電力変換装置１ａを概念的に示す。電力変換装置１ａは、マトリックスコンバータ１１と、リアクトルＬ１〜Ｌ３と、コンデンサＣ１〜Ｃ３とを備える。なお、図１には更に３相交流電源Ｖ、モータ４及びクランプ回路２が示されている。

マトリックスコンバータ１１は、入力端子１１１〜１１３と、出力端子１１４〜１１６と、双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWとを有する。入力端子１１１〜１１３には、３相交流電源Ｖから３相交流電圧ｖ_R，ｖ_S，ｖ_Tが供給される。

双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWは、いずれも逆阻止能力を有する。そして、双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWは、入力端子１１１〜１１３に入力された３相交流電圧ｖ_R，ｖ_S，ｖ_Tを、所望の３相交流電圧ｖ_U，ｖ_V，ｖ_Wに変換する。

図２及び図３はいずれも、双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWの各々に採用される具体的な回路を例示する。図２に示される回路は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）６１，６２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、端子ａ，ｂとを有する。ＩＧＢＴ６１は、エミッタＥが端子ａに、コレクタＣがダイオードＤ１を介して端子ｂにそれぞれ接続される。このとき当該コレクタＣには、ダイオードＤ１のカソードが接続される。ＩＢＧＴ６２は、エミッタＥが端子ｂに、コレクタＣがダイオードＤ２を介して端子ａにそれぞれ接続される。このとき、当該コレクタＣには、ダイオードＤ２のカソードが接続される。端子ａ，ｂの一方は入力端子１１１〜１１３のいずれかに、他方は出力端子１１４〜１１６のいずれかに、それぞれ接続される。

かかる回路によれば、ＩＧＢＴ６１をオンに、ＩＧＢＴ６２をオフにそれぞれ制御することで（制御Ａ１）、端子ｂから端子ａへとダイオードＤ１及びＩＧＢＴ６１をこの順に介して電流を流すことができる。このとき、端子ａから端子ｂへの電流の流れ（逆流）は、ダイオードＤ１によって阻止される。他方、ＩＧＢＴ６１をオフに、ＩＧＢＴ６２をオンにそれぞれ制御することで（制御Ｂ１）、端子ａから端子ｂへとダイオードＤ２及びＩＧＢＴ６２をこの順に介して電流を流すことができる。このとき、端子ｂから端子ａへの電流の流れ（逆流）は、ダイオードＤ２によって阻止される。制御Ａ１，Ｂ１のいずれにおいても、当該回路は逆流を阻止することができる。当該回路のかかる能力は、逆阻止能力と称される。

図３に示される回路は、ＩＧＢＴ６３，６４と、ダイオードＤ３，Ｄ４と、端子ａ，ｂとを有する。ＩＧＢＴ６３のコレクタＣは端子ａに接続される。ダイオードＤ３のアノード及びカソードはそれぞれ、ＩＧＢＴ６３のエミッタＥ及びコレクタＣに接続される。ＩＧＢＴ６４は、コレクタＣが端子ｂに、エミッタＥがＩＧＢＴ６３のエミッタＥにそれぞれ接続される。ダイオードＤ４のアノード及びカソードはそれぞれ、ＩＧＢＴ６４のエミッタＥ及びコレクトＣに接続される。

かかる回路によれば、ＩＧＢＴ６３をオンに、ＩＧＢＴ６４をオフにそれぞれ制御することで（制御Ａ２）、端子ａから端子ｂへとＩＧＢＴ６３及びダイオードＤ４をこの順に介して電流を流すことができる。このとき、端子ｂから端子ａへの電流の流れ（逆流）は、ダイオードＤ４によって阻止される。他方、ＩＧＢＴ６３をオフに、ＩＧＢＴ６４をオンにそれぞれ制御することで（制御Ｂ２）、端子ｂから端子ａへとＩＧＢＴ６４及びダイオードＤ３をこの順に介して電流を流すことができる。このとき、端子ａから端子ｂへの電流の流れ（逆流）は、ダイオードＤ３によって阻止される。制御Ａ２，Ｂ２のいずれにおいても、当該回路は逆流を阻止することができる。

図２及び図３に示される回路を有する双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWによれば、電流の逆流が防止されるので、Ｒ相の双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RWで電流が逆流してＳ相やＴ相の双方向スイッチＳ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWへと流れることを防止できる。他の相についても同様である。よって、例えば相間リアクトルなどの素子が不要であり、素子数を低減することができる。しかも、素子数が低減することで、当該素子で生じる損失を低減することができる。

なお、ＩＧＢＴ６１〜６４のそれぞれのエミッタＥとコレクタＣとの間には、コンデンサを接続しても良い。この場合、双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWのスイッチングで生じるサージ電圧を、当該コンデンサで吸収することができる。

双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWで変換して得られた所望の３相交流電圧ｖ_U，ｖ_V，ｖ_Wは、出力端子１１４〜１１６を介して、モータ４に供給される。

リアクトルＬ１〜Ｌ３はそれぞれ、入力端子１１１〜１１３に接続される。

コンデンサＣ１〜Ｃ３は、それぞれの一端が互いに接続され、それぞれの他端が出力端子１１４〜１１６に接続される。

上述した電力変換装置１ａによれば、リアクトルＬ１〜Ｌ３をマトリックスコンバータ１１を介して短絡させることで、３相交流電源Ｖから供給されるエネルギーをリアクトルＬ１〜Ｌ３に蓄積することができ、以ってコンデンサＣ１〜Ｃ３の両端電圧を昇圧することができる。よって、電圧利用率を１以上にすることができる。このとき、入力端子１１１〜１１３には電圧型の３相交流電圧ｖ_R，ｖ_S，ｖ_Tが入力され、出力端子１１４〜１１６からは電流型の３相交流電圧ｖ_U，ｖ_V，ｖ_Wが出力される。

また、コンデンサＣ１〜Ｃ３のそれぞれがリアクトルＬ１〜Ｌ３とＬＣフィルタを構成するので、出力端子１１４〜１１６に出力される電圧に含まれる高周波成分を低減することができ、以ってモータ４に生じるトルクの脈動成分や、騒音を低減することができる。例えば、上記非特許文献１に紹介されるトルク脈動低減法を適用すれば、より効果的に当該高調波成分を低減することができる。

しかも、整流回路とインバータとを用いたＡＣ−ＡＣ変換回路に比べ、スイッチング素子数は少なくて良く、以って電力変換装置１ａで生じる損失が低減できる。

電力変換装置１ａには、クランプ回路２を接続することができる。図１では、クランプ回路２が、入力端子１１１〜１１３と、出力端子１１４〜１１６との間に接続されている。

図４は、クランプ回路２の具体的な構成を例示する。クランプ回路２は、ダイオードＤ２１〜Ｄ３２と、コンデンサＣ２１と、端子２１〜２６とを有する。端子２１には、ダイオードＤ２１のアノードと、ダイオードＤ２２のカソードがそれぞれ接続される。端子２２には、ダイオードＤ２３のアノードと、ダイオードＤ２４のカソードがそれぞれ接続される。端子２３には、ダイオードＤ２５のアノードと、ダイオードＤ２６のカソードがそれぞれ接続される。ダイオードＤ２１，Ｄ２３，Ｄ２５のそれぞれのカソードは、コンデンサ２１の一端２１１に接続される。ダイオードＤ２２，Ｄ２４，Ｄ２６のそれぞれのアノードは、コンデンサ２１の他端２１２に接続される。

端子２４には、ダイオードＤ２７のアノードと、ダイオードＤ２８のカソードがそれぞれ接続される。端子２５には、ダイオードＤ２９のアノードと、ダイオードＤ３０のカソードがそれぞれ接続される。端子２６には、ダイオードＤ３１のアノードと、ダイオードＤ３２のカソードがそれぞれ接続される。ダイオードＤ２７，Ｄ２９，Ｄ３１のそれぞれのカソードは、一端２１１に接続される。ダイオードＤ２８，Ｄ３０，Ｄ３２のそれぞれのアノードは、他端２１２に接続される。

端子２１〜２３はそれぞれ入力端子１１１〜１１３に接続され、端子２４〜２６はそれぞれ出力端子１１４〜１１６に接続される。

かかるクランプ回路２によれば、双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWのスイッチングによって入力端子１１１〜１１３と出力端子１１４〜１１６との間に生じるサージ電圧を、コンデンサＣ２１で吸収することができる。

本実施の形態にかかる電力変換装置１ａは、例えばモータを有する圧縮機に搭載することができる。かかる圧縮機によれば、効率を高めることができる。なぜなら、電力変換装置１ａは電源電圧よりも大きい電圧をモータに供給することができるので、電力変換装置１ａ及びモータに流れる電流が小さくても、所定のモータ出力を得ることができるからである。換言すれば、電流が小さくて良いので、電力変換装置１ａ及びモータで生じる損失を低減できるからである。

＜スイッチングパターンの生成＞
双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWのスイッチングを制御するための、それぞれのゲートＧに与える信号（スイッチングパターン）は、例えば、電力変換装置１ａと等価な回路（以下、「等価回路」という。）に基づいて決定される。

図５は、かかる等価回路を示す。当該等価回路は、図１で示される電力変換装置１ａについて、マトリックスコンバータ１１を、整流回路１２とインバータ１３とで構成される回路に置き換えて得られる。具体的には、整流回路１２及びインバータ１３が以下のように構成されることで、整流回路１２とインバータ１３とは両者相まって、電力変換装置１ａと等価な回路を構成する。

整流回路１２は、スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_T，Ｓ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*を有する。スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_T，Ｓ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*はいずれも、ＩＧＢＴとダイオードとで構成される。当該ダイオードのアノード及びカソードはそれぞれ、当該ＩＧＢＴのエミッタＥ及びコレクタＣに接続される。スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_Tについては、それぞれのＩＧＢＴのエミッタＥが入力端子１１１〜１１３に接続される。スイッチＳ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*については、それぞれのＩＧＢＴのコレクタＣが入力端子１１１〜１１３に接続される。スイッチＳ_RとスイッチＳ_R ^*とは相補的なスイッチングが行われる。つまり、スイッチＳ_Rがオン（オフ）の場合には、スイッチＳ_R ^*はオフ（オン）に制御される。スイッチＳ_SとスイッチＳ_S ^*、及びスイッチＳ_TとスイッチＳ_T ^*についても同様である。よって、整流回路１２は電圧型の整流回路として機能する。

インバータ１３は、スイッチＳ_U，Ｓ_V，Ｓ_W，Ｓ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*を有する。スイッチＳ_U，Ｓ_V，Ｓ_W，Ｓ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*はいずれも、ＩＧＢＴとダイオードとで構成される。当該ダイオードのカソードは、当該ＩＧＢＴのコレクタＣに接続される。スイッチＳ_U，Ｓ_V，Ｓ_Wについては、それぞれのＩＧＢＴのエミッタが出力端子１１４〜１１６に接続され、それぞれのダイオードのアノードが、スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_TのそれぞれのＩＧＢＴのコレクタＣに接続される。スイッチＳ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*については、それぞれのダイオードのアノードが出力端子１１４〜１１６に接続され、それぞれのＩＧＢＴのエミッタＥが、スイッチＳ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*のそれぞれのＩＧＢＴのエミッタＥに接続される。スイッチＳ_UとスイッチＳ_U ^*とは相補的なスイッチングが行われる。スイッチＳ_VとスイッチＳ_V ^*、及びスイッチＳ_WとスイッチＳ_W ^*についても同様である。よって、インバータ１３は電流型のインバータとして機能する。

かかる等価回路の整流回路１２のスイッチングパターンと、インバータ１３のスイッチングパターンとに基づいて、マトリックスコンバータ１１のスイッチングパターンを、式（１）によって得ることができる。ここで、符号Ｍ（Ｓ）（Ｓ＝Ｓ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TW）は、双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWのそれぞれのゲートＧに与える信号を表す。符号Ｍ（Ｓ）（Ｓ＝Ｓ_R，Ｓ_S，Ｓ_T，Ｓ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*）は、整流回路１２のスイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_T，Ｓ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*のそれぞれのＩＧＢＴのゲートＧに与える信号を表す。符号Ｍ（Ｓ）（Ｓ＝Ｓ_U，Ｓ_V，Ｓ_W，Ｓ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*）は、インバータ１３のスイッチＳ_U，Ｓ_V，Ｓ_W，Ｓ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*のそれぞれのＩＧＢＴのゲートＧに与える信号を表す。そして、Ｍ（Ｓ）は、スイッチＳ（Ｓ＝Ｓ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TW；Ｓ＝Ｓ_U，Ｓ_V，Ｓ_W，Ｓ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*；Ｓ＝Ｓ_R，Ｓ_S，Ｓ_T，Ｓ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*）がオンの場合には１を、オフの場合には０を示す。

かかるスイッチングパターンの生成によれば、マトリックスコンバータ１１のスイッチングパターンの生成が比較的容易になる。

第２の実施の形態．
図６は、本発明の形態にかかる電力変換装置１ｂを概念的に示す。電力変換装置１ｂは、マトリックスコンバータ１１と、リアクトルＬ１〜Ｌ３と、コンデンサＣ１〜Ｃ３とを備える。マトリックスコンバータ１１の構成及びリアクトルＬ１〜Ｌ３のマトリックスコンバータ１１との接続関係は、第１の実施の形態と同様であるので説明を省略する。また、図３には更に３相交流電源Ｖ、モータ４及びクランプ回路２が示されているが、これらも第１の実施の形態と同様である。

コンデンサＣ１〜Ｃ３は、それぞれの一端が互いに接続され、それぞれの他端が、入力端子１１１〜１１３、及び出力端子１１４〜１１６のいずれか一方に選択可能に接続される。

具体的には、コンデンサＣ１〜Ｃ３のそれぞれの他端と、入力端子１１１〜１１３及び出力端子１１４〜１１６との間にスイッチＳが接続される。スイッチＳは、入力端子１１１〜１１３に接続される一組の端子Ａと、出力端子１１４〜１１６に接続される一組の端子Ｂと、コンデンサＣ１〜Ｃ３に接続される一組の端子Ｐとを有する。そして、スイッチＳは、端子Ｐと端子Ａとの接続（接続Ｐ−Ａ）と、端子Ｐと端子Ｂとの接続（接続Ｐ−Ｂ）とを切り換えることができる。

スイッチＳの切換えは、例えば双方向スイッチＳ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TWのデューティ比、出力端子１１４〜１１６から出力される３相交流電圧ｖ_U，ｖ_V，ｖ_W、及びモータ４の回転速度ωの少なくともいずれか一つに基づいて実行することができる。例えば、３相交流電圧ｖ_R，ｖ_S，ｖ_Tや、入力端子１１１〜１１３に流れる電流ｉ_R，ｉ_S，ｉ_T、出力端子１１４〜１１６に流れる電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wなどに基づいてスイッチＳの切換えを実行しても良い。

図７は、３相交流電圧ｖ_U，ｖ_S，ｖ_Tのうちの一つの電圧ｖ_Uに基づいてスイッチＳの切換えを実行する制御回路８を示す。制御回路８は比較器８１を有する。比較器８１の入力端の一方には電圧の所定値ｖ０が与えられ、当該入力端の他方には実測された電圧ｖ_Uが与えられる。比較器８１は、電圧ｖ_Uと所定値ｖ０とを比較して、スイッチＳの切換えを指示する信号Ｓｉｇを出力し、スイッチＳに与える。

具体的には、電圧ｖ_Uが所定値ｖ０以上の場合には、接続Ｐ−Ａを指示する信号Ｓｉｇ（ＰＡ）を出力する。他方、回転子ｖ_Uが所定値ｖ０より小さい場合には、接続Ｐ−Ｂを指示する信号Ｓｉｇ（ＰＢ）を出力する。スイッチＳは、与えられた信号Ｓｉｇに基づいて切換えを実行する。

同様に、３相交流電圧の他の電圧ｖ_S，ｖ_Tを用いてスイッチＳの切換えを実行しても良い。

例えば、回転速度ωに基づいてスイッチＳの切換えを実行しても良い。具体的には、実測された回転速度ωと、回転速度の所定値ω０とを例えば比較器で比較する。そして、回転速度ωが所定値ω０以上の場合は信号Ｓｉｇ（ＰＢ）を出力し、回転速度ωが所定値ω０より小さい場合は信号Ｓｉｇ（ＰＡ）を出力する。

電力変換装置１ｂによれば、端子Ｐを端子Ａに接続することで、つまりコンデンサＣ１〜Ｃ３の他端のそれぞれを入力端子１１１〜１１３に接続することで、電力変換装置１ｂを降圧コンバータとして機能させることができる。このとき、入力端子１１１〜１１３には電流型の３相交流電圧ｖ_R，ｖ_S，ｖ_Tが入力され、出力端子１１４〜１１６からは電圧型の３相交流電圧ｖ_U，ｖ_V，ｖ_Wが出力される。しかも、コンデンサＣ１〜Ｃ３のそれぞれがリアクトルＬ１〜Ｌ３とＬＣフィルタを構成するので、出力端子１１４〜１１６に出力される電圧に含まれる高周波成分を低減することができる。

他方、端子Ｐを端子Ｂに接続することで、つまりコンデンサＣ１〜Ｃ３の他端のそれぞれを出力端子１１４〜１１６に接続することで、電力変換装置１ｂを、第１の実施の形態で説明した電力変換装置１ａとして機能させることができる。よって、出力端子１１４〜１１６に出力される電圧の可変領域を拡張することができる。

電力変換装置１ｂは圧縮機に搭載することができる。かかる圧縮機では、低速から高速まで可変で運転することができる。しかも高速域では、電力変換装置１ｂは第１の実施の形態で説明した電力変換装置１ａとして機能するので、圧縮機の効率が高い。

例えば、スイッチＳの切換え後は、所定の時間が経過してからスイッチＳの切換えの要否を判断して、次の切換えを実行しても良い。

＜スイッチングパターンの生成＞
スイッチＳによって接続Ｐ−Ｂが実行されている場合には、電力変換装置１ｂは電力変換装置１ａとして機能するので、電力変換装置１ｂにおいても、第１の実施の形態で説明したのと同様の方法でマトリックスコンバータ１１のスイッチングパターンを生成することができる。

他方、スイッチＳによって接続Ｐ−Ａが実行されている場合には、電力変換装置１ｂは降圧コンバータとして機能するので、当該降圧コンバータと等価な回路に基づいてスイッチングパターンを決定することができる。

図８は、かかる等価回路を示す。当該等価回路は、上記降圧コンバータについて、マトリックスコンバータ１１を、整流回路１２１とインバータ１３１とで構成される回路に置き換えて得られる。具体的には、整流回路１２１及びインバータ１３１が以下のように構成されることで、整流回路１２１とインバータ１３１とは両者相まって、降圧コンバータとして機能する際の電力変換装置１ｂと等価な回路を構成する。

整流回路１２１は、スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_T，Ｓ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*を有する。スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_T，Ｓ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*はいずれも、ＩＧＢＴとダイオードとで構成される。当該ダイオードのアノードは、当該ＩＧＢＴのエミッタＥに接続される。スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_Tについては、それぞれのＩＧＢＴのコレクタＣが入力端子１１１〜１１３に接続される。スイッチＳ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*については、それぞれのダイオードのカソードが入力端子１１１〜１１３に接続される。スイッチＳ_RとスイッチＳ_R ^*とは相補的なスイッチングが行われる。スイッチＳ_SとスイッチＳ_S ^*、及びスイッチＳ_TとスイッチＳ_T ^*についても同様である。よって、整流回路１２１は電流型の整流回路として機能する。

インバータ１３１は、スイッチＳ_U，Ｓ_V，Ｓ_W，Ｓ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*を有する。スイッチＳ_U，Ｓ_V，Ｓ_W，Ｓ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*はいずれも、ＩＧＢＴとダイオードとで構成される。当該ダイオードは、アノードが当該ＩＧＢＴのエミッタＥに、カソードが当該ＩＧＢＴのコレクタＣにそれぞれ接続される。スイッチＳ_U，Ｓ_V，Ｓ_Wについては、それぞれのＩＧＢＴのエミッタＥが出力端子１１４〜１１６に接続され、それぞれのＩＧＢＴのコレクタＣが、スイッチＳ_R，Ｓ_S，Ｓ_Tのそれぞれのダイオードのカソードに接続される。スイッチＳ_U ^*，Ｓ_V ^*，Ｓ_W ^*については、それぞれのＩＧＢＴのコレクタＣが出力端子１１４〜１１６に接続され、それぞれのＩＧＢＴのエミッタＥが、スイッチＳ_R ^*，Ｓ_S ^*，Ｓ_T ^*のそれぞれのＩＧＢＴのエミッタＣに接続される。スイッチＳ_UとスイッチＳ_U ^*とは相補的なスイッチングが行われる。スイッチＳ_VとスイッチＳ_V ^*、及びスイッチＳ_WとスイッチＳ_W ^*についても同様である。よって、インバータ１３１は電圧型のインバータとして機能する。

かかる等価回路の整流回路１２のスイッチングパターンと、インバータ１３のスイッチングパターンとに基づいて、第１の実施の形態で説明した式（１）を用いて、マトリックスコンバータ１１のスイッチングパターンを得ることができる。

図９は、マトリックスコンバータ１１のスイッチングパターンを取得する制御部を概念的に示す。かかる制御部は、切換判別部３１と、等価回路取得部３２と、生成部３３とを有する。

切換判別部３１は、スイッチＳが接続Ｐ−Ａ及び接続Ｐ−Ｂのいずれを実行しているのかを判別し、前者の場合には信号Ｒ１を、後者の場合には信号Ｒ２を等価回路選択部３２に与える。

等価回路選択部３２は、整流回路選択部３２１と、インバータ選択部３２２とを含む。整流回路選択部３２１は、整流回路１２（図５）及び整流回路１２１（図８）のいずれか一方を信号Ｒ１，Ｒ２に基づいて選択する。図９では、スイッチ３２３によって整流回路１２及び整流回路１２１いずれかを選択する場合が示されている。

インバータ選択部３２２は、インバータ１３（図５）及びインバータ１３１（図８）のいずれか一方を信号Ｒ１，Ｒ２に基づいて選択する。図９では、スイッチ３２４によってインバータ１３及びインバータ１３１のいずれかを選択する場合が示されている。

具体的には、等価回路選択部３２に信号Ｒ１が入力された場合には、整流回路選択部３２１は整流回路１２１を、インバータ選択部３２２はインバータ１３１を選択する。他方、等価回路選択部３２に信号Ｒ２が入力された場合には、整流回路選択部３２１は整流回路１２を、インバータ選択部３２２はインバータ１３を選択する。選択された整流回路１２，１２１及びインバータ１３，１３１は、生成部３３に接続される。

生成部３３は、等価回路選択部３２で選択された整流回路１２，１２１及びインバータ１３，１３１で構成される等価回路（図５及び図８）に基づいて、マトリックスコンバータ１１のスイッチングパターンを形成する。具体的には、上述した式（１）を用いて当該スイッチングパターンを算出する。よって、第１の実施の形態と同様に、マトリックスコンバータ１１のスイッチングパターンの生成が比較的容易となる。

第１の実施の形態で説明される、電力変換装置を概念的に示す図である。双方向スイッチを概念的に示す回路図である。双方向スイッチを概念的に示す回路図である。クランプ回路を概念的に示す回路図である。等価回路を概念的に示す回路図である。第２の実施の形態で説明される、電力変換装置を概念的に示す図である。制御回路を概念的に示す図である。等価回路を概念的に示す回路図である。制御部を概念的に示すブロック図である。

符号の説明

１ａ，１ｂ電力変換装置
２クランプ回路
１１マトリックスコンバータ
１２，１２１整流回路
１３，１３１インバータ
１１１〜１１３入力端子
１１４〜１１６出力端子
Ｓ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TW 双方向スイッチ
ｖ_R，ｖ_S，ｖ_T，ｖ_U，ｖ_V，ｖ_W ３相交流電圧
Ｌ１〜Ｌ３リアクトル
Ｃ１〜Ｃ３コンデンサ

Claims

第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）と、第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）と、逆阻止能力を有する双方向スイッチ（Ｓ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TW）とを有し、前記第１乃至第３の入力端子に入力された交流電圧（ｖ_R，ｖ_S，ｖ_T）を前記双方向スイッチを用いて所望の交流電圧（ｖ_U，ｖ_V，ｖ_W）に変換するマトリックスコンバータ（１１）と、
前記第１乃至第３の入力端子のそれぞれに接続される第１乃至第３のリアクトル（Ｌ１〜Ｌ３）と、
それぞれの一端が互いに接続され、それぞれの他端が第１乃至第３の出力端子に接続される第１乃至第３のコンデンサ（Ｃ１〜Ｃ３）と
を備える、電力変換装置。
請求項１記載の電力変換装置（１ａ）であって
前記マトリックスコンバータ（１１）のスイッチング動作は、両者相まって前記電力変換装置と等価な回路を構成する整流回路（１２）及びインバータ（１３）の、それぞれのスイッチング動作に基づいて決定される、電力変換装置。
前記整流回路（１２）及び前記インバータ（１３）はそれぞれ電圧型及び電流型である、請求項２記載の電力変換装置。
第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）と、第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）と、逆阻止能力を有する双方向スイッチ（Ｓ_RU，Ｓ_RV，Ｓ_RW，Ｓ_SU，Ｓ_SV，Ｓ_SW，Ｓ_TU，Ｓ_TV，Ｓ_TW）とを有し、前記第１乃至第３の入力端子に入力された交流電圧（ｖ_R，ｖ_S，ｖ_T）を前記双方向スイッチを用いて所望の交流電圧（ｖ_U，ｖ_V，ｖ_W）に変換するマトリックスコンバータ（１１）と、
前記第１乃至第３の入力端子のそれぞれに接続される第１乃至第３のリアクトル（Ｌ１〜Ｌ３）と、
それぞれの一端が互いに接続される第１乃至第３のコンデンサ（Ｃ１〜Ｃ３）と
を備え、
前記第１乃至第３のコンデンサのそれぞれの他端は、前記第１乃至第３の入力端子、及び前記第１乃至第３の出力端子のいずれか一方に選択可能に接続される、電力変換装置。
請求項４記載の電力変換装置（１ｂ）であって、
前記マトリックスコンバータ（１１）のスイッチング動作は、両者相まって前記電力変換装置と等価な回路を構成する整流回路（１２；１２１）及びインバータ（１３；１３１）の、それぞれのスイッチング動作に基づいて決定される、電力変換装置。
前記第１乃至第３のコンデンサ（Ｃ１〜Ｃ３）のそれぞれが前記第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）に接続されている場合には、前記整流回路（１２）及び前記インバータ（１３）はそれぞれ電圧型及び電流型であり、
前記第１乃至第３のコンデンサのそれぞれが前記第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）に接続されている場合には、前記整流回路及び前記インバータはそれぞれ電流型及び電圧型である、
請求項５記載の電力変換装置。
前記第１乃至第３の入力端子（１１１〜１１３）と、前記第１乃至第３の出力端子（１１４〜１１６）との間に接続されるクランプ回路（２）を
更に備える、請求項１乃至請求項６記載のいずれか一つに記載の電力変換装置。
請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載の電力変換装置（１ａ；１ｂ）を搭載する、圧縮機。