JP3636901B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は工作機械の主軸駆動などに利用される誘導電動機の出力トルクを任意に制御する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、電動機の二次抵抗r2、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流i1qに応じて正確なすべり周波数を電動機に与える必要がある。しかしながら、二次抵抗r2は、電動機の温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。それにも拘わらず制御装置内においては、二次抵抗r2の値は変動が考慮されていない。その結果、電動機に与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することができない。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗r2の値が正確に把握できない場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提案している。
【０００３】
図５に特願平７−９２１６５号に開示された誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力される。変換器１は、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値i1d*を算出し出力する励磁電流指令発生手段であり、磁束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭを意味している。この変換器１では、Ｍの逆数を磁束密度指令Φ*に乗算することによって励磁電流指令値i1d*が出力される。除算器２はトルク電流指令発生手段を構成し、入力されたトルク指令Ｔ*を入力された磁束密度指令φ*で除算するものであり、誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令値i1q*として出力される。
【０００４】
この特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置の動作を図８の誘導電動機の等価回路をもとに説明する。電動機の一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一次電圧Ｅ1は磁束の回転角周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の一次電流i1d,i1q,励磁電流iod,ioq、一次電圧ｅ1d,ｅ1qを用いて次のように表される。
【０００５】
【数１】
Ｉ1＝i1d・sinωｔ＋i1q・cosωｔ ・・・（１）
【数２】
Ｉo＝iod・sinωｔ＋ioq・cosωｔ ・・・（２）
【数３】
Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ ・・・（３）
このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次のように表される。
【０００６】
【数４】
【数５】
ここでｐは微分演算子d／dt、r1は一次巻線抵抗（一次抵抗）、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスである。
【０００７】
次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
【０００８】
【数６】
−r2・i1d＋(r2＋ｐＭ)iod−ωs・Ｍ・ioq＝０ ・・・（６）
【数７】
−r2・i1q＋ωs・Ｍ・iod＋(r2＋ｐＭ)ioq＝０ ・・・（７）
ここでr2は二次巻線抵抗、ωsはすべり角周波数である。このωsは電動機の回転角周波数ωmを用いて次のように表される。
【０００９】
【数８】
ωs＝ω−ωm ・・・（８）
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、電動機内部の励磁電流ioは次のように表される。
【００１０】
【数９】
io＝φ／Ｍ＝iod，ioq＝０ ・・・（９）
（９）式と（６）式よりioとi1dとの関係を求めると次式を得る。
【００１１】
【数１０】
io／i1d＝１／(１＋ｐＭ／r2） ・・・（１０）
すなわち、励磁電流ioはi1dに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／r2である。この時定数は一般的な誘導電動機において数100msであり、ioの変化は十分に緩慢であると近似できる。
【００１２】
一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
【００１３】
【数１１】
ωs＝r2・i1q／（Ｍ・io） ・・・（１１）
これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、この式を満たすすべり角周波数ωsを電動機に与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このときi1qが磁束に直交することから電動機の発生トルクＴは、以下のようになる。
【００１４】
【数１２】
Ｔ＝φ・i1q＝Ｍ・io・i1q ・・・（１２）
従って、i1qを制御することによって任意にトルクを制御することができる。
【００１５】
前記のようにioの変化は十分に緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
【００１６】
【数１３】
ｅ1d＝(r1＋ｐＬσ)i1d−ωＬσ・i1q ・・・（１３）
【数１４】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(r1＋ｐＬσ)i1q＋ωＭ・io ・・・（１４）
これらの式より、i1d,i1qを任意に制御しようとするとき、電動機に印加する電圧（励磁電流同相電圧指令及びトルク電流同相電圧指令）をそれぞれ次のように制御すればよい。
【００１７】
【数１５】
ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q*＋r1・i1d*
r1・i1d*は他の項と比較し十分小さいので下記のように近似できる。
【００１８】
ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q* ・・・（１５）
【数１６】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋r1・iq*＋ωＭc・io* ・・・（１６）
ここで添え字*は指令値であることを意味しており、またΔi1d,Δi1qは次式で表される電流誤差である。
【００１９】
【数１７】
Δi1d＝i1d*−i1d，Δi1q＝i1q*−i1q ・・・（１７）
Ｍcはコントローラ内で想定した励磁インダクタンスであり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものである。また、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐi演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１６）式は図５のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されｄ軸電圧指令算出手段及びｑ軸電圧指令算出手段が構成されている。また、（１１）式を満たすようにすべり角周波数算出手段を構成する除算器７、乗算器８によってすべり角周波数ωsが出力される。
【００２０】
（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭがコントローラ内のＭcと等しいこと、および（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら先に述べたように、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵抗r2を正確に把握することは困難であり、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６５号においては、まず励磁インダクタンスについて同定を行っており、同定部６１における励磁インダクタンス同定部の構成を図６に示す。また、励磁インダクタンスの同定は、次式に基づいて行なっている。
【００２１】
【数１８】
Ｇq・Δi1q＝ω(Ｍ−Ｍc)io＝ ω・ΔＭ・io ・・・（１８）
ここでΔＭはコントローラ側で想定した励磁インダクタンスＭcと実際の電動機内部の真値Ｍとの間の設定誤差である。なお、（１８）式は次のように導出されている。電動機が無負荷でi1q＝i1q*＝０であるとすると、（１４），（１６）式は次のように変形できる。
【００２２】
【数１９】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋ωＭ・io ・・・（１９）
【数２０】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋ωＭc・io* ・・・（２０）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，io*＝io，ｅ1q＝ｅ1q*として（１９），（２０）式の差より、（１８）式が導出される。上記のように、i1q＝i1q*＝０の状態において励磁インダクタンスの同定がおこなわれる。すなわち、i1q＝i1q*＝０の状態のとき図６のコンパレータ２２によってトルク電流指令i1q*が小さいことが検出され、無負荷状態のときのみ、スイッチ２３が閉となり増幅器２１によってＧq・Δi1q（＝Δｅq）が増幅されて同定が行なわれる。（図６においてＧq・Δi1qをΔｅqで示してある。）前記増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり励磁インダクタンス補正値を示し、トルク指令が０でない場合においても、磁束密度指令φ*に応じて保持されている設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数１／Ｍを補償しているので、常に補正された励磁インダクタンスＭの真値を用いて制御することが可能である。
【００２３】
次に二次抵抗r2は、次式に基づいて同定が行なわれる。同定部６１における二次抵抗同定部の構成を図７に示す。
【００２４】
【数２１】
Ｇq・Δi1q＝Δr2(ω／ωs)i1q ・・・（２１）
ここでΔr2はコントローラ側で想定した値r2cと実際の値r2との間の設定誤差である。この（２１）式は以下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２２）式を得る。
【００２５】
【数２２】
ωＭ・io＝(ω／ωs)r2・i1q ・・・（２２）
この（２２）式を（１４）式に代入することによって、実際に電動機に発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
【００２６】
【数２３】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(r1＋ｐＬσ)i1q＋(ω／ωs)r2・i1q・・・（２３）
一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q*は、（２２），（１６）式から次のように表すことができる。
【００２７】
【数２４】
ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσ・i1d*＋(ω／ωs)r2c・i1q*＋r1・i1q*・・・（２４）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，i1q*＝i1q，ｅ1q＝ｅ1q*として（２３），（２４）式の差を求めると、次式を得る。
【００２８】
【数２５】
第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると（２１）式が、導き出される。
【００２９】
すなわち（２１）式よりＧq・Δi1qは二次抵抗r2の設定誤差Δr2を表しており、この誤差はＧq・Δi1qを用いて補正することが可能である。図５および図７において、Ｇq・Δi1qをΔｅqと表しており、図７においてΔｅqに増幅器２５で同定ゲインＧr2を乗算し、その出力に応じて変換器８の係数r2を補償している。
【００３０】
以上のように、特願平７−９２１６５号の発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗r2について、実際の電動機における真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従させているので、鉄心の磁気飽和の影響や電動機の製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動および電動機の温度変化等による二次抵抗r2の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【００３１】
特願平７−９２１６５号の発明における他の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なっている。図中の減算器１１が励磁電流指令値i1d*から励磁電流検出値i1dを減算して励磁電流誤差Δi1dが出力され、増幅器１２はΔi1dを増幅してＧd・Δi1dが出力される。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値i1q*と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出され、これが減算器３１によってＧd・Δi1dから減算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d*が出力される。同様に減算器１５はトルク電流指令値i1q*からトルク電流検出値i1qを減算して、トルク電流誤差Δi1qが求められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第２項Ｇq・Δi1qが得られている。変換器２０はトルク電流指令iq*に一次抵抗r1を乗算し（１６）式の第３項を算出している。変換器１８は励磁電流指令i1d*に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転角周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・i1d*が得られている。（１６）式の第４項ωＭc・io*は、図５の図中においてはｅm*／ω＝Ｍc・io*と置き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、第４項と加算器３３、３４によって加算され、さらに前記の第２項と第３項と加算器３３、３４によって加算されて（１６）式のトルク電流同相電圧指令ｅ1d*が出力される。なお、ｅm*／ωは図５の変換器１７によって磁束密度指令φ*に誘起電圧係数Ｋemを掛けることによって求められている。励磁電流同相電圧指令ｅ1d*、トルク電流同相電圧指令ｅ1q*は、三相電圧指令発生手段を構成する図５の二相三相変換器３によって三相の交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、この三相の交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に応じた電圧を電動機２８に印加することによって三相交流電流ｉu、ｉv、ｉwが流れる。この三相交流電流ｉu、ｉv、ｉwは電流検出器６ａ、６ｂ、６ｃによって検出され、三相二相変換器９によって励磁電流検出器i1dおよびトルク電流検出値i1qに変換される。なお、二相三相変換器３と三相二相変換器９とが座標変換に使用する信号sinωｔ、cosωｔは、角周波数指令ωを基に二相正弦波発生器１０によって出力される。この角周波数指令ωは、位置検出器２９によって検出された電動機２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速度ωmに、すべり角周波数ωsを加算する角周波数指令算出手段によって得られている。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
インバータと電動機間の配線が長い場合や、ビルトインモータ等でコイルエンド部近辺に電動機以外の金属部品が取付けられた場合に、予め測定されていた電動機の一次抵抗および漏れインダクタンス（コントローラが想定していた一次抵抗および漏れインダクタンス）と実際の一次抵抗および漏れインダクタンスに誤差が大きく発生していた。このような場合、前記（２１）式により同定した二次抵抗に誤差が発生していた。前記の様に一次抵抗および漏れインダクタンスに誤差がある場合（２４）式は次式のようになる。
【００３３】
【数２６】
ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσc・i1d*＋(ω／ωs)r2c・i1q*＋r1c・i1q*・・・（２６）
ここでＬσc、r1cはそれぞれコントローラで想定している漏れインダクタンス、
一次抵抗である。
【００３４】
一次抵抗誤差、漏れインダクタンス誤差をそれぞれΔr1、ΔＬσとすると一次抵抗誤差、漏れインダクタンス誤差は次式の様になる。
【００３５】
【数２７】
Δr1＝r1cーr1， ΔＬσ＝Ｌσｃ−Ｌσ ・・・（２７）
次に、（２５）式を求めたときと同様に（２３）式、（２６）式の差を求めると、次式を得る。
【００３６】
【数２８】
ここで（２１）式を求めたときと同様に第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると次式の様になる。
【００３７】
【数２９】
Ｇq・Δi1q≒Δr2(ω／ωs)i1q＋Δr1・i1q＋ωΔＬσ・i1d＝０・・・（２９）
以上の様に、予め設定されている（コントローラが想定していた）一次抵抗および漏れインダクタンスに大きな誤差がある場合、二次抵抗同定精度が悪化することがわかる。
【００３８】
特に、一次抵抗に大きな誤差がある場合、トルク電流指令が正のときとトルク電流指令が負のときで二次抵抗同定値の値が異なり、出力トルクが悪化し電動機の加速時間と減速時間に大きな差が発生した。また、一次抵抗は二次抵抗同様に温度にも影響されるため温度により二次抵抗同定精度が悪化し、トルクの出力精度が悪化した。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値により補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流同相電圧指令に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有し、二次抵抗の補正値を算出する手段は、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と、前記トルク電流誤差に基づき、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のときに算出した電動機の二次抵抗の補正値１と、前記トルク指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が負である所定値以下のときに算出した電動機の二次抵抗の補正値２を算出し、前記二次抵抗の補正値１と二次抵抗の補正値２の平均値を二次抵抗補正値とすることを特徴とする。
【００４０】
また、本発明に係る誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値により補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流同相電圧指令に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有し、一次抵抗の補正値を算出する手段は、前記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のときのトルク電流誤差１と、前記トルク指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が負である所定値以下のときのトルク電流誤差２に基づき、一次抵抗補正値を算出することを特徴とする。
【００４１】
また、本発明に係る誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値により補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流同相電圧指令に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有し、漏れインダクタンスの補正値を算出する手段は、前記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のときの励磁電流誤差１と、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が負である所定値以下のときの励磁電流誤差２に基づき、漏れインダクタンス補正値を算出することを特徴とする。
【００４２】
本発明による誘導電動機の制御装置によれば、誘導電動機の三相の１次電流検出値をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換する三相二相変換手段によって、電動機電流の３つの瞬時値（例えばiu、iv、iw）から電動機内部の励磁電流（例えばi1d）およびトルク電流（例えばi1q）を直流量として検出し、これらを磁束密度指令から変換した励磁電流指令（例えばi1d*）およびトルク指令を変換したトルク電流指令（例えばi1q*）のそれぞれに対して独立にフィードバック制御を行い、更に、トルク指令が小さな無負荷状態においては、磁束密度指令に対する励磁インダクタンス（Ｍ）をトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1q）を用いて同定する。また、漏れインダクタンスＬσを励磁電流の誤差アンプの出力（Ｇd・Δi1d）とトルク電流指令を用いて同定し、さらに一次抵抗、および二次抵抗r2についてもトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1q）とトルク電流指令を用いて同定しており、漏れインダクタンスと一次抵抗については、同定感度が高い領域（トルク電流指令が任意の設定値以上の領域）で同定し同定感度が低い領域では同定感度が高い領域で同定した同定値を保持して用いる。二次抵抗r2の同定については、二次抵抗の同定値をトルク電流指令の符号により同定仕分け、トルク電流指令の符号より同定仕分けした２つの同定値の平均値を二次抵抗の同定値とすることにより他の電動機の電気定数（一次抵抗または漏れインダクタンス）の影響を少なくすることが可能となる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。図５に示す従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
【００４４】
図１中の二次抵抗８および一次抵抗２０は、パラメータ同定部６１により同定された二次抵抗同定値および一次抵抗同定値であり、前記二次抵抗同定値を用いすべり角周波数を求める。また、図１中に示す漏れインダクタンスσは、パラメータ同定部６０により同定された漏れインダクタンス同定値である。前記一次抵抗同定値および前記漏れインダクタンス同定値を用いｄｑ軸電圧指令算出部４においてｄ軸電圧指令ｅ1d*及びｑ軸電圧指令ｅ1q*を算出する。パラメータ同定部６０は、漏れインダンクタンス補正手段により構成され、パラメータ同定部６１は、二次抵抗補正手段および一次抵抗補正手段により構成される。
【００４５】
図２は、本発明に係わる二次抵抗補正手段および一次抵抗補正手段の一実施形態のブロック図である。二次抵抗補正手段は、トルク電流指令i1q*とトルク電流iqの誤差アンプ出力Δｅq（＝Ｇq・Δi1q）を入力とし、トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの符号の異なる基準値iqref1、iqref2とコンパレータ３７、３８で比較する。例えば、符号が正の基準値をiqref1とし、符号が負の基準値をiqref2とする。トルク電流誤差アンプ出力Δｅqを演算器２５で演算し二次抵抗補正値を出力する。トルク電流指令i1q*がiqref1以上のときコンパレータ３７の出力がHighになりスイッチ３９がＯＮし、演算器２５の出力をフィルター４１でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref1以下になるとコンパレータ３７の出力がLowになりスイッチ３９がＯＦＦしフィルター４１の出力が保持される。トルク電流指令i1q*がiqref2以下のときコンパレータ３８の出力がHighになりスイッチ４０がＯＮし、演算器２５の出力をフィルター４２でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref2以上になるとコンパレータ３８の出力がLowになりスイッチ４０がＯＦＦしフィルター４２の出力が保持される。フィルター４１、４２の出力を平均化手段４５で平均し、二次抵抗同定値として出力する。トルク電流指令i1q*がiqref1以上のときフィルター４１でフィルタリングされた二次抵抗の補正値と、トルク電流指令i1q*がiqref2以下のときフィルター４２でフィルタリングされた二次抵抗の補正値の差を減算器４３により演算する。減算器４３の出力から演算器４４により一次抵抗補正値Δr１を演算し、コントローラ側で想定した一次抵抗初期値r1cと加算器４６により加算し、一次抵抗r１を同定して出力する。演算器４４には、ｐi演算増幅器などを用いる。
【００４６】
図３は、本発明に係わる一次抵抗同定手段の他の実施形態である。図２と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。トルク電流指令とトルク電流の誤差アンプ出力Δｅqを入力とし、トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの符号の異なる基準値iqref1、iqref2とコンパレータ３７、３８で比較する。除算器４８でトルク電流誤差アンプ出力Δｅqをトルク電流指令の絶対値|i1q*|で除算し、除算器４８の出力をフィルター４１、４２の入力とする。
【００４７】
図４は、本発明に係わる漏れインダクタンス補正手段の一実施形態である。トルク電流指令i1q*と励磁電流誤差アンプ出力Δｅd（＝Ｇd・Δi1d）、角周波数指令ωを入力とする。トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの符号の異なる基準値iqref3、iqref4とコンパレータ４９、５０で比較する。例えば、符号が正の基準値をiqref3とし、符号が負の基準値をiqref4とする。変換器５９で角周波数の符号により誤差アンプ出力Δｅdの符号を変換し、除算器５１で変換器５９の出力をトルク電流指令の絶対値|i1q*|で除算する。トルク電流指令i1q*がiqref3以上のときコンパレータ４９の出力がHighになりスイッチ５２がＯＮし、除算器５１の出力をフィルター５４でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref3以下になるとコンパレータ４９の出力がLowになりスイッチ５２がＯＦＦしフィルター５４の出力が保持される。トルク電流指令i1q*がiqref4以下のときコンパレータ５０の出力がHighになりスイッチ５３がＯＮし、除算器５１の出力をフィルター５５でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref4以上になるとコンパレータ５０の出力がLowになりスイッチ５３がＯＦＦしフィルター５５の出力が保持される。減算器５６でフィルタ５４、５５の出力を減算し、減算器５６の出力を演算器５７で演算し、コントローラ側で想定した漏れインダクタンス初期値Ｌσｃと加算器５８により加算し、漏れインダクタンスを同定して出力する。演算器５７には、ｐi演算増幅器などを用いる。
【００４８】
この結果、コントローラで想定した一次抵抗および漏れインダクタンスに誤差があった場合でも、一次抵抗補償値および漏れインダクタンス補償値を演算し、正確な一次抵抗および漏れインダクタンスを同定することができる。また、前記一次抵抗および漏れインダクタンスの同定値をｄｑ軸圧指令算出部４に用いることにより二次抵抗の同定に悪影響を及ぼさないため正確な二次抵抗の同定が可能となった。
【００４９】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明において誘導電動機内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立にフィードバック制御されており、その制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗r2、および一次抵抗r1、漏れインダクタンスＬσは正確な値を制御に用いることができる。特に二次抵抗値r2は、一次抵抗および漏れインダクタンスの初期値に誤差がある場合でも正確な同定値を制御に用いることができる。
【００５０】
その結果、鉄心の磁気飽和の影響や電動機の製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動および電動機の温度変化等による二次抵抗r2および一次抵抗の変動の影響を受けず、また、誘導電動機取付け時に発生する一次抵抗r1および漏れインダクタンスＬσの変動の影響を受けず常に精度良く所望の出力トルクを得ることができる。このため、従来は適用する電動機にあわせて制御パラメータの測定および調整が必要であったが、この調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。
【図２】 本発明による二次抵抗同定手段の一実施形態のブロック図である。
【図３】 本発明による一次抵抗同定手段の一実施形態のブロック図である。
【図４】 本発明による漏れインダクタンス同定手段の一実施形態のブロック図である。
【図５】 従来の誘導電動機の制御装置のブロック図である。
【図６】 励磁インダクタンス同定手段のブロック図である。
【図７】 従来の二次抵抗同定手段のブロック図である。
【図８】 誘導電動機の等価回路図である。
【符号の説明】
３ 二相三相変換器、４ ｄｑ軸電圧指令算出部、６ 電流検出器、９ 三相二相変換器、１０ 二相正弦波発生器、２４ データテーブル、２６ インバータ、２７ 直流電源、２８ 誘導電動機、２９ 位置検出器、３０ 微分器、４５ 平均化手段、１４，１９ 乗算器、２，７，４８，５１ 除算器、４１，４２，５４，５５ フィルター、１１，１５，３１，４３，５６ 減算器、２３，３９，４０，５２，５３ スイッチ、１２，１６，２１，２５，４４，５７ 増幅器、２２，３２，３７，３８，４９，５０ コンパレータ、１，８，１３，１７，１８，２０，５９ 変換器、３３，３４，３５，３６，４６，４７，５８ 加算器。
【発明の属する技術分野】
本発明は工作機械の主軸駆動などに利用される誘導電動機の出力トルクを任意に制御する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、電動機の二次抵抗r2、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流i1qに応じて正確なすべり周波数を電動機に与える必要がある。しかしながら、二次抵抗r2は、電動機の温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。それにも拘わらず制御装置内においては、二次抵抗r2の値は変動が考慮されていない。その結果、電動機に与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することができない。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗r2の値が正確に把握できない場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提案している。
【０００３】
図５に特願平７−９２１６５号に開示された誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力される。変換器１は、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値i1d*を算出し出力する励磁電流指令発生手段であり、磁束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭを意味している。この変換器１では、Ｍの逆数を磁束密度指令Φ*に乗算することによって励磁電流指令値i1d*が出力される。除算器２はトルク電流指令発生手段を構成し、入力されたトルク指令Ｔ*を入力された磁束密度指令φ*で除算するものであり、誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令値i1q*として出力される。
【０００４】
この特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置の動作を図８の誘導電動機の等価回路をもとに説明する。電動機の一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一次電圧Ｅ1は磁束の回転角周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の一次電流i1d,i1q,励磁電流iod,ioq、一次電圧ｅ1d,ｅ1qを用いて次のように表される。
【０００５】
【数１】
Ｉ1＝i1d・sinωｔ＋i1q・cosωｔ ・・・（１）
【数２】
Ｉo＝iod・sinωｔ＋ioq・cosωｔ ・・・（２）
【数３】
Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ ・・・（３）
このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次のように表される。
【０００６】
【数４】
【０００７】
次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
【０００８】
【数６】
−r2・i1d＋(r2＋ｐＭ)iod−ωs・Ｍ・ioq＝０ ・・・（６）
【数７】
−r2・i1q＋ωs・Ｍ・iod＋(r2＋ｐＭ)ioq＝０ ・・・（７）
ここでr2は二次巻線抵抗、ωsはすべり角周波数である。このωsは電動機の回転角周波数ωmを用いて次のように表される。
【０００９】
【数８】
ωs＝ω−ωm ・・・（８）
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、電動機内部の励磁電流ioは次のように表される。
【００１０】
【数９】
io＝φ／Ｍ＝iod，ioq＝０ ・・・（９）
（９）式と（６）式よりioとi1dとの関係を求めると次式を得る。
【００１１】
【数１０】
io／i1d＝１／(１＋ｐＭ／r2） ・・・（１０）
すなわち、励磁電流ioはi1dに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／r2である。この時定数は一般的な誘導電動機において数100msであり、ioの変化は十分に緩慢であると近似できる。
【００１２】
一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
【００１３】
【数１１】
ωs＝r2・i1q／（Ｍ・io） ・・・（１１）
これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、この式を満たすすべり角周波数ωsを電動機に与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このときi1qが磁束に直交することから電動機の発生トルクＴは、以下のようになる。
【００１４】
【数１２】
Ｔ＝φ・i1q＝Ｍ・io・i1q ・・・（１２）
従って、i1qを制御することによって任意にトルクを制御することができる。
【００１５】
前記のようにioの変化は十分に緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
【００１６】
【数１３】
ｅ1d＝(r1＋ｐＬσ)i1d−ωＬσ・i1q ・・・（１３）
【数１４】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(r1＋ｐＬσ)i1q＋ωＭ・io ・・・（１４）
これらの式より、i1d,i1qを任意に制御しようとするとき、電動機に印加する電圧（励磁電流同相電圧指令及びトルク電流同相電圧指令）をそれぞれ次のように制御すればよい。
【００１７】
【数１５】
ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q*＋r1・i1d*
r1・i1d*は他の項と比較し十分小さいので下記のように近似できる。
【００１８】
ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q* ・・・（１５）
【数１６】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋r1・iq*＋ωＭc・io* ・・・（１６）
ここで添え字*は指令値であることを意味しており、またΔi1d,Δi1qは次式で表される電流誤差である。
【００１９】
【数１７】
Δi1d＝i1d*−i1d，Δi1q＝i1q*−i1q ・・・（１７）
Ｍcはコントローラ内で想定した励磁インダクタンスであり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものである。また、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐi演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１６）式は図５のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されｄ軸電圧指令算出手段及びｑ軸電圧指令算出手段が構成されている。また、（１１）式を満たすようにすべり角周波数算出手段を構成する除算器７、乗算器８によってすべり角周波数ωsが出力される。
【００２０】
（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭがコントローラ内のＭcと等しいこと、および（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら先に述べたように、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵抗r2を正確に把握することは困難であり、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６５号においては、まず励磁インダクタンスについて同定を行っており、同定部６１における励磁インダクタンス同定部の構成を図６に示す。また、励磁インダクタンスの同定は、次式に基づいて行なっている。
【００２１】
【数１８】
Ｇq・Δi1q＝ω(Ｍ−Ｍc)io＝ ω・ΔＭ・io ・・・（１８）
ここでΔＭはコントローラ側で想定した励磁インダクタンスＭcと実際の電動機内部の真値Ｍとの間の設定誤差である。なお、（１８）式は次のように導出されている。電動機が無負荷でi1q＝i1q*＝０であるとすると、（１４），（１６）式は次のように変形できる。
【００２２】
【数１９】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋ωＭ・io ・・・（１９）
【数２０】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋ωＭc・io* ・・・（２０）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，io*＝io，ｅ1q＝ｅ1q*として（１９），（２０）式の差より、（１８）式が導出される。上記のように、i1q＝i1q*＝０の状態において励磁インダクタンスの同定がおこなわれる。すなわち、i1q＝i1q*＝０の状態のとき図６のコンパレータ２２によってトルク電流指令i1q*が小さいことが検出され、無負荷状態のときのみ、スイッチ２３が閉となり増幅器２１によってＧq・Δi1q（＝Δｅq）が増幅されて同定が行なわれる。（図６においてＧq・Δi1qをΔｅqで示してある。）前記増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり励磁インダクタンス補正値を示し、トルク指令が０でない場合においても、磁束密度指令φ*に応じて保持されている設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数１／Ｍを補償しているので、常に補正された励磁インダクタンスＭの真値を用いて制御することが可能である。
【００２３】
次に二次抵抗r2は、次式に基づいて同定が行なわれる。同定部６１における二次抵抗同定部の構成を図７に示す。
【００２４】
【数２１】
Ｇq・Δi1q＝Δr2(ω／ωs)i1q ・・・（２１）
ここでΔr2はコントローラ側で想定した値r2cと実際の値r2との間の設定誤差である。この（２１）式は以下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２２）式を得る。
【００２５】
【数２２】
ωＭ・io＝(ω／ωs)r2・i1q ・・・（２２）
この（２２）式を（１４）式に代入することによって、実際に電動機に発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
【００２６】
【数２３】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(r1＋ｐＬσ)i1q＋(ω／ωs)r2・i1q・・・（２３）
一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q*は、（２２），（１６）式から次のように表すことができる。
【００２７】
【数２４】
ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσ・i1d*＋(ω／ωs)r2c・i1q*＋r1・i1q*・・・（２４）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，i1q*＝i1q，ｅ1q＝ｅ1q*として（２３），（２４）式の差を求めると、次式を得る。
【００２８】
【数２５】
【００２９】
すなわち（２１）式よりＧq・Δi1qは二次抵抗r2の設定誤差Δr2を表しており、この誤差はＧq・Δi1qを用いて補正することが可能である。図５および図７において、Ｇq・Δi1qをΔｅqと表しており、図７においてΔｅqに増幅器２５で同定ゲインＧr2を乗算し、その出力に応じて変換器８の係数r2を補償している。
【００３０】
以上のように、特願平７−９２１６５号の発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗r2について、実際の電動機における真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従させているので、鉄心の磁気飽和の影響や電動機の製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動および電動機の温度変化等による二次抵抗r2の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【００３１】
特願平７−９２１６５号の発明における他の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なっている。図中の減算器１１が励磁電流指令値i1d*から励磁電流検出値i1dを減算して励磁電流誤差Δi1dが出力され、増幅器１２はΔi1dを増幅してＧd・Δi1dが出力される。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値i1q*と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出され、これが減算器３１によってＧd・Δi1dから減算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d*が出力される。同様に減算器１５はトルク電流指令値i1q*からトルク電流検出値i1qを減算して、トルク電流誤差Δi1qが求められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第２項Ｇq・Δi1qが得られている。変換器２０はトルク電流指令iq*に一次抵抗r1を乗算し（１６）式の第３項を算出している。変換器１８は励磁電流指令i1d*に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転角周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・i1d*が得られている。（１６）式の第４項ωＭc・io*は、図５の図中においてはｅm*／ω＝Ｍc・io*と置き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、第４項と加算器３３、３４によって加算され、さらに前記の第２項と第３項と加算器３３、３４によって加算されて（１６）式のトルク電流同相電圧指令ｅ1d*が出力される。なお、ｅm*／ωは図５の変換器１７によって磁束密度指令φ*に誘起電圧係数Ｋemを掛けることによって求められている。励磁電流同相電圧指令ｅ1d*、トルク電流同相電圧指令ｅ1q*は、三相電圧指令発生手段を構成する図５の二相三相変換器３によって三相の交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、この三相の交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に応じた電圧を電動機２８に印加することによって三相交流電流ｉu、ｉv、ｉwが流れる。この三相交流電流ｉu、ｉv、ｉwは電流検出器６ａ、６ｂ、６ｃによって検出され、三相二相変換器９によって励磁電流検出器i1dおよびトルク電流検出値i1qに変換される。なお、二相三相変換器３と三相二相変換器９とが座標変換に使用する信号sinωｔ、cosωｔは、角周波数指令ωを基に二相正弦波発生器１０によって出力される。この角周波数指令ωは、位置検出器２９によって検出された電動機２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速度ωmに、すべり角周波数ωsを加算する角周波数指令算出手段によって得られている。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
インバータと電動機間の配線が長い場合や、ビルトインモータ等でコイルエンド部近辺に電動機以外の金属部品が取付けられた場合に、予め測定されていた電動機の一次抵抗および漏れインダクタンス（コントローラが想定していた一次抵抗および漏れインダクタンス）と実際の一次抵抗および漏れインダクタンスに誤差が大きく発生していた。このような場合、前記（２１）式により同定した二次抵抗に誤差が発生していた。前記の様に一次抵抗および漏れインダクタンスに誤差がある場合（２４）式は次式のようになる。
【００３３】
【数２６】
ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσc・i1d*＋(ω／ωs)r2c・i1q*＋r1c・i1q*・・・（２６）
ここでＬσc、r1cはそれぞれコントローラで想定している漏れインダクタンス、
一次抵抗である。
【００３４】
一次抵抗誤差、漏れインダクタンス誤差をそれぞれΔr1、ΔＬσとすると一次抵抗誤差、漏れインダクタンス誤差は次式の様になる。
【００３５】
【数２７】
Δr1＝r1cーr1， ΔＬσ＝Ｌσｃ−Ｌσ ・・・（２７）
次に、（２５）式を求めたときと同様に（２３）式、（２６）式の差を求めると、次式を得る。
【００３６】
【数２８】
【００３７】
【数２９】
Ｇq・Δi1q≒Δr2(ω／ωs)i1q＋Δr1・i1q＋ωΔＬσ・i1d＝０・・・（２９）
以上の様に、予め設定されている（コントローラが想定していた）一次抵抗および漏れインダクタンスに大きな誤差がある場合、二次抵抗同定精度が悪化することがわかる。
【００３８】
特に、一次抵抗に大きな誤差がある場合、トルク電流指令が正のときとトルク電流指令が負のときで二次抵抗同定値の値が異なり、出力トルクが悪化し電動機の加速時間と減速時間に大きな差が発生した。また、一次抵抗は二次抵抗同様に温度にも影響されるため温度により二次抵抗同定精度が悪化し、トルクの出力精度が悪化した。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値により補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流同相電圧指令に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有し、二次抵抗の補正値を算出する手段は、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と、前記トルク電流誤差に基づき、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のときに算出した電動機の二次抵抗の補正値１と、前記トルク指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が負である所定値以下のときに算出した電動機の二次抵抗の補正値２を算出し、前記二次抵抗の補正値１と二次抵抗の補正値２の平均値を二次抵抗補正値とすることを特徴とする。
【００４０】
また、本発明に係る誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値により補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流同相電圧指令に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有し、一次抵抗の補正値を算出する手段は、前記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のときのトルク電流誤差１と、前記トルク指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が負である所定値以下のときのトルク電流誤差２に基づき、一次抵抗補正値を算出することを特徴とする。
【００４１】
また、本発明に係る誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値により補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流同相電圧指令に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有し、漏れインダクタンスの補正値を算出する手段は、前記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が正である所定値以上のときの励磁電流誤差１と、前記トルク電流指令が予め定められた符号の異なる２つの所定値のうち符号が負である所定値以下のときの励磁電流誤差２に基づき、漏れインダクタンス補正値を算出することを特徴とする。
【００４２】
本発明による誘導電動機の制御装置によれば、誘導電動機の三相の１次電流検出値をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換する三相二相変換手段によって、電動機電流の３つの瞬時値（例えばiu、iv、iw）から電動機内部の励磁電流（例えばi1d）およびトルク電流（例えばi1q）を直流量として検出し、これらを磁束密度指令から変換した励磁電流指令（例えばi1d*）およびトルク指令を変換したトルク電流指令（例えばi1q*）のそれぞれに対して独立にフィードバック制御を行い、更に、トルク指令が小さな無負荷状態においては、磁束密度指令に対する励磁インダクタンス（Ｍ）をトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1q）を用いて同定する。また、漏れインダクタンスＬσを励磁電流の誤差アンプの出力（Ｇd・Δi1d）とトルク電流指令を用いて同定し、さらに一次抵抗、および二次抵抗r2についてもトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1q）とトルク電流指令を用いて同定しており、漏れインダクタンスと一次抵抗については、同定感度が高い領域（トルク電流指令が任意の設定値以上の領域）で同定し同定感度が低い領域では同定感度が高い領域で同定した同定値を保持して用いる。二次抵抗r2の同定については、二次抵抗の同定値をトルク電流指令の符号により同定仕分け、トルク電流指令の符号より同定仕分けした２つの同定値の平均値を二次抵抗の同定値とすることにより他の電動機の電気定数（一次抵抗または漏れインダクタンス）の影響を少なくすることが可能となる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。図５に示す従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
【００４４】
図１中の二次抵抗８および一次抵抗２０は、パラメータ同定部６１により同定された二次抵抗同定値および一次抵抗同定値であり、前記二次抵抗同定値を用いすべり角周波数を求める。また、図１中に示す漏れインダクタンスσは、パラメータ同定部６０により同定された漏れインダクタンス同定値である。前記一次抵抗同定値および前記漏れインダクタンス同定値を用いｄｑ軸電圧指令算出部４においてｄ軸電圧指令ｅ1d*及びｑ軸電圧指令ｅ1q*を算出する。パラメータ同定部６０は、漏れインダンクタンス補正手段により構成され、パラメータ同定部６１は、二次抵抗補正手段および一次抵抗補正手段により構成される。
【００４５】
図２は、本発明に係わる二次抵抗補正手段および一次抵抗補正手段の一実施形態のブロック図である。二次抵抗補正手段は、トルク電流指令i1q*とトルク電流iqの誤差アンプ出力Δｅq（＝Ｇq・Δi1q）を入力とし、トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの符号の異なる基準値iqref1、iqref2とコンパレータ３７、３８で比較する。例えば、符号が正の基準値をiqref1とし、符号が負の基準値をiqref2とする。トルク電流誤差アンプ出力Δｅqを演算器２５で演算し二次抵抗補正値を出力する。トルク電流指令i1q*がiqref1以上のときコンパレータ３７の出力がHighになりスイッチ３９がＯＮし、演算器２５の出力をフィルター４１でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref1以下になるとコンパレータ３７の出力がLowになりスイッチ３９がＯＦＦしフィルター４１の出力が保持される。トルク電流指令i1q*がiqref2以下のときコンパレータ３８の出力がHighになりスイッチ４０がＯＮし、演算器２５の出力をフィルター４２でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref2以上になるとコンパレータ３８の出力がLowになりスイッチ４０がＯＦＦしフィルター４２の出力が保持される。フィルター４１、４２の出力を平均化手段４５で平均し、二次抵抗同定値として出力する。トルク電流指令i1q*がiqref1以上のときフィルター４１でフィルタリングされた二次抵抗の補正値と、トルク電流指令i1q*がiqref2以下のときフィルター４２でフィルタリングされた二次抵抗の補正値の差を減算器４３により演算する。減算器４３の出力から演算器４４により一次抵抗補正値Δr１を演算し、コントローラ側で想定した一次抵抗初期値r1cと加算器４６により加算し、一次抵抗r１を同定して出力する。演算器４４には、ｐi演算増幅器などを用いる。
【００４６】
図３は、本発明に係わる一次抵抗同定手段の他の実施形態である。図２と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。トルク電流指令とトルク電流の誤差アンプ出力Δｅqを入力とし、トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの符号の異なる基準値iqref1、iqref2とコンパレータ３７、３８で比較する。除算器４８でトルク電流誤差アンプ出力Δｅqをトルク電流指令の絶対値|i1q*|で除算し、除算器４８の出力をフィルター４１、４２の入力とする。
【００４７】
図４は、本発明に係わる漏れインダクタンス補正手段の一実施形態である。トルク電流指令i1q*と励磁電流誤差アンプ出力Δｅd（＝Ｇd・Δi1d）、角周波数指令ωを入力とする。トルク電流指令i1q*を予め設定されている２つの符号の異なる基準値iqref3、iqref4とコンパレータ４９、５０で比較する。例えば、符号が正の基準値をiqref3とし、符号が負の基準値をiqref4とする。変換器５９で角周波数の符号により誤差アンプ出力Δｅdの符号を変換し、除算器５１で変換器５９の出力をトルク電流指令の絶対値|i1q*|で除算する。トルク電流指令i1q*がiqref3以上のときコンパレータ４９の出力がHighになりスイッチ５２がＯＮし、除算器５１の出力をフィルター５４でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref3以下になるとコンパレータ４９の出力がLowになりスイッチ５２がＯＦＦしフィルター５４の出力が保持される。トルク電流指令i1q*がiqref4以下のときコンパレータ５０の出力がHighになりスイッチ５３がＯＮし、除算器５１の出力をフィルター５５でフィルタリングする。トルク電流指令i1q*がiqref4以上になるとコンパレータ５０の出力がLowになりスイッチ５３がＯＦＦしフィルター５５の出力が保持される。減算器５６でフィルタ５４、５５の出力を減算し、減算器５６の出力を演算器５７で演算し、コントローラ側で想定した漏れインダクタンス初期値Ｌσｃと加算器５８により加算し、漏れインダクタンスを同定して出力する。演算器５７には、ｐi演算増幅器などを用いる。
【００４８】
この結果、コントローラで想定した一次抵抗および漏れインダクタンスに誤差があった場合でも、一次抵抗補償値および漏れインダクタンス補償値を演算し、正確な一次抵抗および漏れインダクタンスを同定することができる。また、前記一次抵抗および漏れインダクタンスの同定値をｄｑ軸圧指令算出部４に用いることにより二次抵抗の同定に悪影響を及ぼさないため正確な二次抵抗の同定が可能となった。
【００４９】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明において誘導電動機内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立にフィードバック制御されており、その制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗r2、および一次抵抗r1、漏れインダクタンスＬσは正確な値を制御に用いることができる。特に二次抵抗値r2は、一次抵抗および漏れインダクタンスの初期値に誤差がある場合でも正確な同定値を制御に用いることができる。
【００５０】
その結果、鉄心の磁気飽和の影響や電動機の製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動および電動機の温度変化等による二次抵抗r2および一次抵抗の変動の影響を受けず、また、誘導電動機取付け時に発生する一次抵抗r1および漏れインダクタンスＬσの変動の影響を受けず常に精度良く所望の出力トルクを得ることができる。このため、従来は適用する電動機にあわせて制御パラメータの測定および調整が必要であったが、この調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。
【図２】 本発明による二次抵抗同定手段の一実施形態のブロック図である。
【図３】 本発明による一次抵抗同定手段の一実施形態のブロック図である。
【図４】 本発明による漏れインダクタンス同定手段の一実施形態のブロック図である。
【図５】 従来の誘導電動機の制御装置のブロック図である。
【図６】 励磁インダクタンス同定手段のブロック図である。
【図７】 従来の二次抵抗同定手段のブロック図である。
【図８】 誘導電動機の等価回路図である。
【符号の説明】
３ 二相三相変換器、４ ｄｑ軸電圧指令算出部、６ 電流検出器、９ 三相二相変換器、１０ 二相正弦波発生器、２４ データテーブル、２６ インバータ、２７ 直流電源、２８ 誘導電動機、２９ 位置検出器、３０ 微分器、４５ 平均化手段、１４，１９ 乗算器、２，７，４８，５１ 除算器、４１，４２，５４，５５ フィルター、１１，１５，３１，４３，５６ 減算器、２３，３９，４０，５２，５３ スイッチ、１２，１６，２１，２５，４４，５７ 増幅器、２２，３２，３７，３８，４９，５０ コンパレータ、１，８，１３，１７，１８，２０，５９ 変換器、３３，３４，３５，３６，４６，４７，５８ 加算器。
Claims (3)
- 直流電源から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記誘導電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換する手段と、前記誘導電動機の三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換すると共に、この二相の検出値を前記二相指令を三相電圧指令に変換する手段にフィードバックする手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、
前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、
前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、
前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、
前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、
前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値によって補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記補正された漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流誤差に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、
前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、
前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、
を有し、
前記二次抵抗の補正値を算出する手段は、
前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と、前記トルク電流誤差に基づき、前記トルク電流指令が予め定められた２つの所定値のうち一方の所定値以上のときに算出した電動機の二次抵抗の補正値１と、前記トルク指令が予め定められた２つの所定値のうち他方の所定値以下のときに算出した電動機の二次抵抗の補正値２を算出し、前記二次抵抗の補正値１と二次抵抗の補正値２の平均値を二次抵抗補正値とすることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 直流電源から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記誘導電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換する手段と、前記誘導電動機の三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換すると共に、この二相の検出値を前記二相指令を三相電圧指令に変換する手段にフィードバックする手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、
前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、
前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令 発生手段と、
前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、
前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、
前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値によって補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記補正された漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流誤差に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、
前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、
前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、
を有し、
前記一次抵抗の補正値を算出する手段は、
前記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流指令が予め定められた２つの所定値のうち一方の所定値以上のときのトルク電流誤差１と、前記トルク指令が予め定められた２つの所定値のうち他方の所定値以下のときのトルク電流誤差２の差に基づき、一次抵抗補正値を算出することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 直流電源から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記誘導電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換する手段と、前記誘導電動機の三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換すると共に、この二相の検出値を前記二相指令を三相電圧指令に変換する手段にフィードバックする手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、
前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、
前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生手段と、
前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出する手段と、
前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出する手段と、
前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令と、前記電動機の漏れインダクタンスの補正値によって補正された漏れインダクタンスと、角周波数指令と、前記励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク電流誤差と、前記トルク電流指令に基づき電動機の一次抵抗の補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令と、前記一次抵抗補正値により補正された一次抵抗と、前記励磁電 流指令と、前記補正された漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク電流指令又は前記トルク電流検出値と前記トルク電流誤差に基づき電動機の二次抵抗の補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、
前記すべり角周波数と実際の電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、
前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、
を有し、
前記漏れインダクタンスの補正値を算出する手段は、
前記トルク電流指令又は、前記トルク電流検出値と、前記トルク電流指令が予め定められた２つの所定値のうち一方の所定値以上のときの励磁電流誤差１と、前記トルク指令が予め定められた２つの所定値のうち他方の所定値以下のときの励磁電流誤差２の差に基づき、漏れインダクタンス補正値を算出することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
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