JP3614778B2 - 水晶発振子を備える発振器回路 - Google Patents
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Description
【0001】
本発明は、水晶発振子を備える発振器回路に関する。
【0002】
EP04311887A2、EP0641980A2およびUS4941156Aからそれぞれ発振器回路が公知であり、これらの発振器回路は、第1および第2回路ノードの間に、水晶発振子とインバータと抵抗素子とからなる並列回路を備えている。各々の回路ノードは、少なくとも1つのコンデンサを介してアースに接続されている。これらの回路ノードのうちの少なくとも1つは、数多くのコンデンサからなる並列回路を有しており、この並列回路をスイッチによって投入状態または分離状態に切り換えることができ、これにより発振器回路の周波数を調整することができる。
【0003】
これらのコンデンサが発振器回路の動作中の任意の時点で投入状態または分離状態に切り換えられると、相応の回路ノードで全体容量が跳躍的に変化することに起因して、形成される発振に対して予測できない影響がスイッチ時点に生じてしまう。
【0004】
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の発振器回路を改善して、コンデンサの投入状態ないしは分離状態への切り換えに対するスイッチ時点を自動的に調整し、これにより発振器回路の特性を極めて良好に前もって計算できるようにすることである。
【0005】
この課題は、請求項1の特徴部分に記載された構成を備える発振器回路によって解決される。本発明の実施例および発展形態は従属請求項に記載されている。
【0006】
この発振器回路は、第1および第2回路ノードの間に、水晶発振子と第1インバータと第1抵抗素子とからなる並列回路を有している。第1回路ノードは第1コンデンサ回路を介して、また第2回路ノードは第2コンデンサ回路を介して基準電位に接続されている。第1コンデンサ回路は、それぞれ第1および第2端子を備える少なくとも2つのコンデンサを有しており、それらの第1端子は基準電位に、またそれらの第2端子はそれぞれ1つのスイッチ素子を介して第1回路ノードに接続されている。さらにこの発振器回路は同期化信号を発生するために同期化回路を有しており、この信号が第1コンデンサ回路の少なくとも1つのスイッチ素子の切り換えを第1回路ノードの電位に依存してトリガする。
【0007】
本発明の発振器回路では周波数の調整は、スイッチ素子を操作することによって行われ、これにより第1コンデンサ回路の異なる個数のコンデンサが、第1回路ノードと基準電位との間で相互に並列接続される。同期化することの利点は、発振器回路の動作中に動作周波数を、発振器回路の発振特性それ自体によって決まる時点でスイッチ素子を切り換えることにより変更できることである。これにより動作中に少なくとも1つのスイッチ素子を切り換える前と切り換えた後とで発振器回路の特性を極めて良好に前もって計算することができる。
【0008】
本発明の1つの発展形態では発振器回路は同期化回路に加えて、第3回路ノードに接続される、プレチャージ電位を形成するためのプレチャージ回路を有している。ここで第1コンデンサ回路のスイッチ素子は、第1スイッチ状態と第2スイッチ状態を有しており、この第1スイッチ状態ではこれらのスイッチ素子は各々のコンデンサの第2端子を第1回路ノードに接続し、また第2スイッチ状態ではこれらのスイッチ素子はコンデンサの第2端子を第3回路ノードに接続する。このプレチャージ回路の利点は、発振器回路の動作中にコンデンサを投入状態への切り換える時にすなわち周波数変更時に、第1回路ノードの電位を、実質的に決まったプレチャージ電位によって予想可能に変化させられることであり、これはそのスイッチ素子が第2スイッチ状態にある、第1コンデンサ回路のコンデンサが所定のプレチャージ電位にプレチャージされることによるものである。
【0009】
殊に有利であるのは、第1回路ノードの電位が第3回路ノードのプレチャージ電位に実質的に一致したまさにその時に、同期化回路がスイッチ素子の切り換えをトリガすることである。ここでこの第3回路ノードのプレチャージ電位に、このノードに接続された第1コンデンサ回路のコンデンサがプレチャージされている。この場合に別のコンデンサを第1回路ノードに切り換えても、第1回路ノードの電位は変化しない。これによって動作中に周波数変更が実行された場合でも、実質的にノイズのない発振器回路の発振特性が得られる。
【0010】
第1回路ノードの電位とプレチャージ電位とを比較するために、同期化回路は例えば相応の比較器を有することができる。同期化回路の比較的簡単でありかつ極めて有利な実施形態を実施例に用いて以下に説明する。
【0011】
以下では本発明を図面を用いて詳しく説明する。
【0012】
図1は、本発明の1つの実施例を示す図である。
【0013】
図2および図3は、図1の回路に対する信号経過を示す線図である。
【0014】
図1の発振器回路は、第1回路ノード1を有しており、この回路ノードは水晶発振子Oを介して第2回路ノード2に接続されている。この水晶発振子Oには第1CMOSインバータI1および第1抵抗素子R1が並列接続されている。第1回路ノード1は第1コンデンサ回路C1を介して、また第2回路ノード2は個別のコンデンサの形態の第2コンデンサ回路C2を介してアースに接続されている。
【0015】
第1コンデンサ回路C1は多数のコンデンサCを有しており、ここではそのうちの4つだけが示されている。コンデンサCの第1電極はアースに接続されており、また第2電極はそれぞれ1つのスイッチ素子Sに接続されている。これらのスイッチ素子Sは2つのスイッチ状態を有し、その1つの第1スイッチ状態では、これらスイッチは各々のコンデンサCの第2電極を、第1回路ノード1に接続する。別の1つの第2スイッチ状態ではこれらのスイッチは、第2端子を第3回路ノード3に接続する。図1では図示のコンデンサCはすべて第2スイッチ状態にある。
【0016】
図1のスイッチ素子Sのスイッチ状態は、制御バスF上の相応のデジタル制御信号により決定される。第1インバータI1の電圧供給源がスイッチオンしておりかつコンデンサCの少なくとも1つがそのスイッチ素子Sを介して第1回路ノード1に接続されている時に、発振器回路は発振する。この場合にコンデンサCの個数が十分であれば制御バスFを介して発振器回路の周波数を広範囲において任意に細かな段階で変化させることができる。
【0017】
上に説明した要素はそれ自体ですでに発振器回路の動作を可能とするが、この発振器回路は図1によればさらに別の要素すなわちプレチャージ回路Vと同期化回路SYとを有する。プレチャージ回路Vは第2CMOSインバータI2を有しており、その入力側は第3回路ノード3に接続されておりかつ第2抵抗素子R2を介してその出力側に接続されている。同期化回路SYは第3CMOSインバータI3を有しており、その入力側は第1回路ノード1に、また同期化信号SYNCが形成されるその出力側はスイッチSWの制御端子に接続されている。スイッチSWは、同期化信号SYNCによって決められた時点で、制御バスFに保持回路H内に記憶されていた信号を導通する。この保持回路HはスイッチSWが開いている場合にも、制御バスFに最後に印加されていた状態を記憶するためのものである。第1インバータI1、第2インバータI2および第3インバータI3の各々のトランジスタは、これらのトランジスタのすべてに対して、pチャネルトランジスタの幅と長さの比とnチャネルトランジスタの幅と長さの比とから得られる商が実質的に一致するように設計されている。すなわち以下が成り立つ。
【0018】
(WP1/LP1)/(WN1/LN1)=(WP2/LP2)/(WN2/LN2)=(WP3/LP3)/(WN3/LN3)
上の商はCMOSインバータでは基本的に直流電圧動作点を決めるため、直流電圧動作点は3つのインバータI1,I2,I3すべてに対して同じである。プレチャージ回路Vの第2インバータI2は発振器回路の動作中、ほぼつねに直流電圧動作点で駆動され(このインバータは発振しないからである)、このため第3回路ノード3のプレチャージ電位はこの直流電圧動作点に等しい。インバータI1,I2,I3のスイッチング点に相応する動作点が等しいことに起因して、同期化回路SYの第3インバータI3は、第1インバータI1ひいては第1回路ノード1の電位が直流電圧動作点を通過すると直ちに導通する。
【0019】
図2は第1回路ノード1の電位を、また図3は第4回路ノード4の電位を示している。この第4回路ノード4は、図1の最も右側のコンデンサCの第2電極で接続されている。図2および図3において水平な線はそれぞれ、インバータI1,I2,I3のDC動作点を示している。コンデンサCは図3では時点t1まで、そのスイッチ素子Sを介して第3回路ノード3に接続されており、したがってDC動作点に等しいプレチャージ電位にプレチャージされる。時点t1に第3インバータI3は、第1回路ノード1における電位の「ゼロ通過」を検出し、同様に直ちに切り替わる。同期化信号SYNCを介してスイッチSWは切り替わり(すなわち閉成または開成され)、これにより制御バスFに供給されているデジタル信号が保持回路Hへ導通またはこれから遮断される。考察している例ではこのデジタル信号より、図1の最も右側の考察しているコンデンサCのスイッチ素子Sの切り換えが行われ、これによりその第2電極は第1回路ノード1に接続され、その電位は第4回路ノード4の電位と一致する。これは図3では時点t1以降に示されている。コンデンサCが時点t1で投入状態に切り替わることによって行われる、回路ノード1における発振の周波数変更は、図2および図3には図示されていない。
【0020】
3つのインバータI1,I2,I3の直流電圧動作点がほぼ等しくなり、ひいてはこれらのトランジスタの幅と長さの比の商がほぼ等しくなるようにするため、これらのインバータのpないしはnチャネルトランジスタはそれぞれ同じ設計ないしはレイアウト(集積回路内での幾何学寸法)を有するようにする。しかしながら第1インバータI1は、第2インバータI2や第3インバータI3よりも大きな電流を供給しなければならないため、第1インバータI1のトランジスタは第2インバータI2や第3インバータI3よりも大きく設計すべきである。これは1つのpチャネルトランジスタP1と1つのnチャネルトランジスタN1ではなく、第2インバータI2および第3インバータI3のトランジスタと同じように設計され、同じデザインまたはレイアウトを有する複数の同種のpないしはnチャネルトランジスタをそれぞれ、相互に並列接続して第1インバータI1を作製することによって達成される。
【0021】
制御バスF上のデジタルデータはバイナリコード化されている。第1コンデンサ回路C1のコンデンサCからなるキャパシタンス回路網も同様にバイナリで重み付けして構成することができ、バイナリコードによって直接制御されることが可能である。しかしながらデジタル制御信号の少なくともMSB(Most Significatn Bit)をあらかじめサーモメータコードに変換符号化することが望ましい。なぜならばバイナリコード化では、例えば「01111」から「10000」への移行は、半分のキャパシタンス回路網をオンに切り換え、別の半分をオフに切り換えなければならないからである。有利には制御バスF上の10ビット制御ワードの場合に最上位5ビットをサーモメータコードに変換符号化する。これに相応してキャパシタンス回路網を、5つのMSBに対する31個の同容量のコンデンサCと、LSB(Least Significant Bit)に対するバイナリで重みづけられた5つのコンデンサCとから構成する。発振器回路を、発振器回路の所要な使用領域であるPLL(Phase Locked Loop)の閉ループに使用する場合、このデジタル制御ワードは帰還結合ループ内で常時変化して跳躍しない。したがっていつの時点でもキャパシタンスの最大1/31が切り換えられる。
【0022】
図1に示した発振器回路により、発振器の発振特性に同期して第1コンデンサ回路C1のコンデンサCをオンオフすることができる。ここでは有利にも発振器回路の動作中に周波数を変化させた場合、位相および周波数の跳躍は発生しない。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の1つの実施例を示す図である。
【図2】図1の回路に対する信号経過を示す線図である。
【図3】図1の回路に対する信号経過を示す、図2とは別の線図である。
本発明は、水晶発振子を備える発振器回路に関する。
【0002】
EP04311887A2、EP0641980A2およびUS4941156Aからそれぞれ発振器回路が公知であり、これらの発振器回路は、第1および第2回路ノードの間に、水晶発振子とインバータと抵抗素子とからなる並列回路を備えている。各々の回路ノードは、少なくとも1つのコンデンサを介してアースに接続されている。これらの回路ノードのうちの少なくとも1つは、数多くのコンデンサからなる並列回路を有しており、この並列回路をスイッチによって投入状態または分離状態に切り換えることができ、これにより発振器回路の周波数を調整することができる。
【0003】
これらのコンデンサが発振器回路の動作中の任意の時点で投入状態または分離状態に切り換えられると、相応の回路ノードで全体容量が跳躍的に変化することに起因して、形成される発振に対して予測できない影響がスイッチ時点に生じてしまう。
【0004】
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の発振器回路を改善して、コンデンサの投入状態ないしは分離状態への切り換えに対するスイッチ時点を自動的に調整し、これにより発振器回路の特性を極めて良好に前もって計算できるようにすることである。
【0005】
この課題は、請求項1の特徴部分に記載された構成を備える発振器回路によって解決される。本発明の実施例および発展形態は従属請求項に記載されている。
【0006】
この発振器回路は、第1および第2回路ノードの間に、水晶発振子と第1インバータと第1抵抗素子とからなる並列回路を有している。第1回路ノードは第1コンデンサ回路を介して、また第2回路ノードは第2コンデンサ回路を介して基準電位に接続されている。第1コンデンサ回路は、それぞれ第1および第2端子を備える少なくとも2つのコンデンサを有しており、それらの第1端子は基準電位に、またそれらの第2端子はそれぞれ1つのスイッチ素子を介して第1回路ノードに接続されている。さらにこの発振器回路は同期化信号を発生するために同期化回路を有しており、この信号が第1コンデンサ回路の少なくとも1つのスイッチ素子の切り換えを第1回路ノードの電位に依存してトリガする。
【0007】
本発明の発振器回路では周波数の調整は、スイッチ素子を操作することによって行われ、これにより第1コンデンサ回路の異なる個数のコンデンサが、第1回路ノードと基準電位との間で相互に並列接続される。同期化することの利点は、発振器回路の動作中に動作周波数を、発振器回路の発振特性それ自体によって決まる時点でスイッチ素子を切り換えることにより変更できることである。これにより動作中に少なくとも1つのスイッチ素子を切り換える前と切り換えた後とで発振器回路の特性を極めて良好に前もって計算することができる。
【0008】
本発明の1つの発展形態では発振器回路は同期化回路に加えて、第3回路ノードに接続される、プレチャージ電位を形成するためのプレチャージ回路を有している。ここで第1コンデンサ回路のスイッチ素子は、第1スイッチ状態と第2スイッチ状態を有しており、この第1スイッチ状態ではこれらのスイッチ素子は各々のコンデンサの第2端子を第1回路ノードに接続し、また第2スイッチ状態ではこれらのスイッチ素子はコンデンサの第2端子を第3回路ノードに接続する。このプレチャージ回路の利点は、発振器回路の動作中にコンデンサを投入状態への切り換える時にすなわち周波数変更時に、第1回路ノードの電位を、実質的に決まったプレチャージ電位によって予想可能に変化させられることであり、これはそのスイッチ素子が第2スイッチ状態にある、第1コンデンサ回路のコンデンサが所定のプレチャージ電位にプレチャージされることによるものである。
【0009】
殊に有利であるのは、第1回路ノードの電位が第3回路ノードのプレチャージ電位に実質的に一致したまさにその時に、同期化回路がスイッチ素子の切り換えをトリガすることである。ここでこの第3回路ノードのプレチャージ電位に、このノードに接続された第1コンデンサ回路のコンデンサがプレチャージされている。この場合に別のコンデンサを第1回路ノードに切り換えても、第1回路ノードの電位は変化しない。これによって動作中に周波数変更が実行された場合でも、実質的にノイズのない発振器回路の発振特性が得られる。
【0010】
第1回路ノードの電位とプレチャージ電位とを比較するために、同期化回路は例えば相応の比較器を有することができる。同期化回路の比較的簡単でありかつ極めて有利な実施形態を実施例に用いて以下に説明する。
【0011】
以下では本発明を図面を用いて詳しく説明する。
【0012】
図1は、本発明の1つの実施例を示す図である。
【0013】
図2および図3は、図1の回路に対する信号経過を示す線図である。
【0014】
図1の発振器回路は、第1回路ノード1を有しており、この回路ノードは水晶発振子Oを介して第2回路ノード2に接続されている。この水晶発振子Oには第1CMOSインバータI1および第1抵抗素子R1が並列接続されている。第1回路ノード1は第1コンデンサ回路C1を介して、また第2回路ノード2は個別のコンデンサの形態の第2コンデンサ回路C2を介してアースに接続されている。
【0015】
第1コンデンサ回路C1は多数のコンデンサCを有しており、ここではそのうちの4つだけが示されている。コンデンサCの第1電極はアースに接続されており、また第2電極はそれぞれ1つのスイッチ素子Sに接続されている。これらのスイッチ素子Sは2つのスイッチ状態を有し、その1つの第1スイッチ状態では、これらスイッチは各々のコンデンサCの第2電極を、第1回路ノード1に接続する。別の1つの第2スイッチ状態ではこれらのスイッチは、第2端子を第3回路ノード3に接続する。図1では図示のコンデンサCはすべて第2スイッチ状態にある。
【0016】
図1のスイッチ素子Sのスイッチ状態は、制御バスF上の相応のデジタル制御信号により決定される。第1インバータI1の電圧供給源がスイッチオンしておりかつコンデンサCの少なくとも1つがそのスイッチ素子Sを介して第1回路ノード1に接続されている時に、発振器回路は発振する。この場合にコンデンサCの個数が十分であれば制御バスFを介して発振器回路の周波数を広範囲において任意に細かな段階で変化させることができる。
【0017】
上に説明した要素はそれ自体ですでに発振器回路の動作を可能とするが、この発振器回路は図1によればさらに別の要素すなわちプレチャージ回路Vと同期化回路SYとを有する。プレチャージ回路Vは第2CMOSインバータI2を有しており、その入力側は第3回路ノード3に接続されておりかつ第2抵抗素子R2を介してその出力側に接続されている。同期化回路SYは第3CMOSインバータI3を有しており、その入力側は第1回路ノード1に、また同期化信号SYNCが形成されるその出力側はスイッチSWの制御端子に接続されている。スイッチSWは、同期化信号SYNCによって決められた時点で、制御バスFに保持回路H内に記憶されていた信号を導通する。この保持回路HはスイッチSWが開いている場合にも、制御バスFに最後に印加されていた状態を記憶するためのものである。第1インバータI1、第2インバータI2および第3インバータI3の各々のトランジスタは、これらのトランジスタのすべてに対して、pチャネルトランジスタの幅と長さの比とnチャネルトランジスタの幅と長さの比とから得られる商が実質的に一致するように設計されている。すなわち以下が成り立つ。
【0018】
(WP1/LP1)/(WN1/LN1)=(WP2/LP2)/(WN2/LN2)=(WP3/LP3)/(WN3/LN3)
上の商はCMOSインバータでは基本的に直流電圧動作点を決めるため、直流電圧動作点は3つのインバータI1,I2,I3すべてに対して同じである。プレチャージ回路Vの第2インバータI2は発振器回路の動作中、ほぼつねに直流電圧動作点で駆動され(このインバータは発振しないからである)、このため第3回路ノード3のプレチャージ電位はこの直流電圧動作点に等しい。インバータI1,I2,I3のスイッチング点に相応する動作点が等しいことに起因して、同期化回路SYの第3インバータI3は、第1インバータI1ひいては第1回路ノード1の電位が直流電圧動作点を通過すると直ちに導通する。
【0019】
図2は第1回路ノード1の電位を、また図3は第4回路ノード4の電位を示している。この第4回路ノード4は、図1の最も右側のコンデンサCの第2電極で接続されている。図2および図3において水平な線はそれぞれ、インバータI1,I2,I3のDC動作点を示している。コンデンサCは図3では時点t1まで、そのスイッチ素子Sを介して第3回路ノード3に接続されており、したがってDC動作点に等しいプレチャージ電位にプレチャージされる。時点t1に第3インバータI3は、第1回路ノード1における電位の「ゼロ通過」を検出し、同様に直ちに切り替わる。同期化信号SYNCを介してスイッチSWは切り替わり(すなわち閉成または開成され)、これにより制御バスFに供給されているデジタル信号が保持回路Hへ導通またはこれから遮断される。考察している例ではこのデジタル信号より、図1の最も右側の考察しているコンデンサCのスイッチ素子Sの切り換えが行われ、これによりその第2電極は第1回路ノード1に接続され、その電位は第4回路ノード4の電位と一致する。これは図3では時点t1以降に示されている。コンデンサCが時点t1で投入状態に切り替わることによって行われる、回路ノード1における発振の周波数変更は、図2および図3には図示されていない。
【0020】
3つのインバータI1,I2,I3の直流電圧動作点がほぼ等しくなり、ひいてはこれらのトランジスタの幅と長さの比の商がほぼ等しくなるようにするため、これらのインバータのpないしはnチャネルトランジスタはそれぞれ同じ設計ないしはレイアウト(集積回路内での幾何学寸法)を有するようにする。しかしながら第1インバータI1は、第2インバータI2や第3インバータI3よりも大きな電流を供給しなければならないため、第1インバータI1のトランジスタは第2インバータI2や第3インバータI3よりも大きく設計すべきである。これは1つのpチャネルトランジスタP1と1つのnチャネルトランジスタN1ではなく、第2インバータI2および第3インバータI3のトランジスタと同じように設計され、同じデザインまたはレイアウトを有する複数の同種のpないしはnチャネルトランジスタをそれぞれ、相互に並列接続して第1インバータI1を作製することによって達成される。
【0021】
制御バスF上のデジタルデータはバイナリコード化されている。第1コンデンサ回路C1のコンデンサCからなるキャパシタンス回路網も同様にバイナリで重み付けして構成することができ、バイナリコードによって直接制御されることが可能である。しかしながらデジタル制御信号の少なくともMSB(Most Significatn Bit)をあらかじめサーモメータコードに変換符号化することが望ましい。なぜならばバイナリコード化では、例えば「01111」から「10000」への移行は、半分のキャパシタンス回路網をオンに切り換え、別の半分をオフに切り換えなければならないからである。有利には制御バスF上の10ビット制御ワードの場合に最上位5ビットをサーモメータコードに変換符号化する。これに相応してキャパシタンス回路網を、5つのMSBに対する31個の同容量のコンデンサCと、LSB(Least Significant Bit)に対するバイナリで重みづけられた5つのコンデンサCとから構成する。発振器回路を、発振器回路の所要な使用領域であるPLL(Phase Locked Loop)の閉ループに使用する場合、このデジタル制御ワードは帰還結合ループ内で常時変化して跳躍しない。したがっていつの時点でもキャパシタンスの最大1/31が切り換えられる。
【0022】
図1に示した発振器回路により、発振器の発振特性に同期して第1コンデンサ回路C1のコンデンサCをオンオフすることができる。ここでは有利にも発振器回路の動作中に周波数を変化させた場合、位相および周波数の跳躍は発生しない。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の1つの実施例を示す図である。
【図2】図1の回路に対する信号経過を示す線図である。
【図3】図1の回路に対する信号経過を示す、図2とは別の線図である。
Claims (4)
- 水晶発振子(O)と第1インバータ(I1)と第1抵抗素子(R1)とからなる並列回路を介して相互に接続されている第1(1)および第2回路ノード(2)を備えており、
第1回路ノード(1)は第1コンデンサ回路(C1)を介して、また第2回路ノード(2)は第2コンデンサ回路(C2)を介して基準電位(アース)に接続されており、
前記第1コンデンサ回路(C1)は、それぞれ第1および第2端子を備える少なくとも2つのコンデンサ(C)を有しており、該コンデンサ(C)の第1端子は基準電位(アース)に、また第2端子はそれぞれ1つのスイッチ素子(S)を介して前記第1回路ノード(1)に接続されており、
同期化信号(SYNC)を形成するための同期化回路(SY)を有しており、前記同期化信号(SYNC)は、少なくとも1つのスイッチ素子(S)の切り換えを前記第1回路ノード(1)の電位に依存してトリガし、
前記スイッチ素子(S)はそれぞれ、第1スイッチ状態と第2スイッチ状態を有しており、前記第1スイッチ状態では前記スイッチ素子(S)はそれぞれの前記コンデンサ(C)の第2端子を前記第1回路ノード(1)に接続し、前記第2スイッチ状態では前記スイッチ素子(S)は前記第2端子を第3回路ノード(3)に接続し、
該第3回路ノード(3)に接続された、プレチャージ電圧を形成するためのプレチャージ回路(V)を有しており、
前記同期化回路(SY)は、前記第1回路ノード(1)の電位が前記第3回路ノード(3)のプレチャージ電圧に実質的に一致した時に、少なくとも1つのスイッチ素子(S)を前記第2スイッチ状態から前記第1スイッチ状態への切り換える
発振器回路。 - 前記第1インバータ(I1)は、第1導電形(P1)のトランジスタと第2導電形(N1)のトランジスタを有しており、
前記プレチャージ回路(V)は、第1導電形(P2)のトランジスタおよび第2導電形(N2)のトランジスタを備える第2インバータ(I2)と、該第2インバータ(I2)に並列接続されている第2抵抗素子(R2)とを有しており、
前記第2インバータ(I2)の入力側または出力側は、第3回路ノード(3)に接続されており、
第1導電形(P1;P2)のトランジスタの幅と長さの比と、第2導電形(N1;N2)のトランジスタの幅と長さの比とから得られる商が、第1(I1)および第2インバータ(I2)に対して実質的に一致する
請求項1に記載の発振器回路。 - 前記第1インバータ(I1)は、第1導電形(P1)のトランジスタと第2導電形(N1)のトランジスタを有しており、
前記同期化回路(SY)は、第1導電形(P3)のトランジスタと第2導電形(N3)のトランジスタとを備える第3インバータ(I3)を有しており、
該第3インバータ(I3)の入力側は第1回路ノード(1)に接続されており、
前記第3インバータ(I3)の出力側は同期化信号(SYNC)を供給するために使用され、
第1導電形(P1;P3)のトランジスタの幅と長さの比と、第2導電形(N1;N3)のトランジスタの幅と長さの比とから得られる商が、第1(I1)および第3インバータ(I3)に対して実質的に一致する
請求項1又は2に記載の発振器回路。 - 前記インバータは、CMOSインバータである
請求項2または3に記載の発振器回路。
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