JP3019340B2 - 可変容量装置 - Google Patents
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- JP3019340B2 JP3019340B2 JP1316205A JP31620589A JP3019340B2 JP 3019340 B2 JP3019340 B2 JP 3019340B2 JP 1316205 A JP1316205 A JP 1316205A JP 31620589 A JP31620589 A JP 31620589A JP 3019340 B2 JP3019340 B2 JP 3019340B2
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01G—CAPACITORS; CAPACITORS, RECTIFIERS, DETECTORS, SWITCHING DEVICES, LIGHT-SENSITIVE OR TEMPERATURE-SENSITIVE DEVICES OF THE ELECTROLYTIC TYPE
- H01G4/00—Fixed capacitors; Processes of their manufacture
- H01G4/38—Multiple capacitors, i.e. structural combinations of fixed capacitors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
- H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
- H03L1/022—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature
- H03L1/026—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature by using a memory for digitally storing correction values
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/025—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an electronic switch for switching in or out oscillator elements
- H03B2201/0266—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an electronic switch for switching in or out oscillator elements the means comprising a transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/02—Details
- H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
- H03J2200/10—Tuning of a resonator by means of digitally controlled capacitor bank
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Manufacturing & Machinery (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、半導体集積回路上に形成された可変容量コ
ンデンサに関し、特に高精度の温度補償型水晶発振回路
の周波数調整用可変容量コンデンサに関する。
ンデンサに関し、特に高精度の温度補償型水晶発振回路
の周波数調整用可変容量コンデンサに関する。
従来の可変容量コンデンサは、特開昭62−76801の様
にメモリからの出力を直並列変換し、その出力を充放電
回路により大きな時定数をもたせてコンデンサアレイを
スイッチングするものであった。これにより発振器出力
の純度(C/N比)を改善しようとするものであった。
にメモリからの出力を直並列変換し、その出力を充放電
回路により大きな時定数をもたせてコンデンサアレイを
スイッチングするものであった。これにより発振器出力
の純度(C/N比)を改善しようとするものであった。
しかし前述の従来技術では、半導体集積回路上に大き
な時定数をもった充放電回路を作ることは難しく、また
高精度化のためにコンデンサアレイの各容量を小さく
し、数を増やしてゆくとFETスイッチに寄生する容量
が、コンデンサアレイの容量値に対して無視できなくな
り、コンデンサアレイのオン/オフ時の容量比が小さく
なっていた。この結果、広い温度範囲で発振周波数を調
整できないという問題点を有する。またコンデンサアレ
イの数を増やせば、それに応じて補正メモリ容量が増大
し、コストアップになるという問題点を有する。そこで
本発明では、このような問題点を解決するもので、その
目的とするところは、コンデンサアレイの切換えスイッ
チングノイズが少なく、一方容量のオン/オフ比が大き
く、しかも少ないメモリ容量で微調ができる可変容量コ
ンデンサを提供することにある。
な時定数をもった充放電回路を作ることは難しく、また
高精度化のためにコンデンサアレイの各容量を小さく
し、数を増やしてゆくとFETスイッチに寄生する容量
が、コンデンサアレイの容量値に対して無視できなくな
り、コンデンサアレイのオン/オフ時の容量比が小さく
なっていた。この結果、広い温度範囲で発振周波数を調
整できないという問題点を有する。またコンデンサアレ
イの数を増やせば、それに応じて補正メモリ容量が増大
し、コストアップになるという問題点を有する。そこで
本発明では、このような問題点を解決するもので、その
目的とするところは、コンデンサアレイの切換えスイッ
チングノイズが少なく、一方容量のオン/オフ比が大き
く、しかも少ないメモリ容量で微調ができる可変容量コ
ンデンサを提供することにある。
本発明の可変容量装置は、それぞれ一方の電極が電気
的に共通に接続された複数のコンデンサを有するコンデ
ンサ群と、前記各々の複数のコンデンサの他方の電極と
電源との間に各々接続されるスイッチ素子と、複数の前
記スイッチ素子の導通状態を制御する制御手段とを有
し、前記スイッチ素子により選択されたコンデンサの総
和により総容量が決定される可変容量装置であって、 前記制御手段は、前記スイッチ素子の導通インピーダ
ンスを任意に制御する導通インピーダンス設定手段を有
することを特徴とする。
的に共通に接続された複数のコンデンサを有するコンデ
ンサ群と、前記各々の複数のコンデンサの他方の電極と
電源との間に各々接続されるスイッチ素子と、複数の前
記スイッチ素子の導通状態を制御する制御手段とを有
し、前記スイッチ素子により選択されたコンデンサの総
和により総容量が決定される可変容量装置であって、 前記制御手段は、前記スイッチ素子の導通インピーダ
ンスを任意に制御する導通インピーダンス設定手段を有
することを特徴とする。
また、前記制御手段は、前記複数のコンデンサに対応
したスイッチ素子のうち、導通状態を変化させるべき任
意のスイッチ素子を一つ選択し、前記選択されたスイッ
チ素子の導通インピーダンスを設定するものであること
を特徴とする。
したスイッチ素子のうち、導通状態を変化させるべき任
意のスイッチ素子を一つ選択し、前記選択されたスイッ
チ素子の導通インピーダンスを設定するものであること
を特徴とする。
また、前記制御手段は、各々接続された前記スイッチ
素子のゲート電位を制御する手段であって、前記スイッ
チ素子に印加する電位として前記スイッチ素子のスレッ
ショルド電圧近傍の電位を印加することを特徴とする。
素子のゲート電位を制御する手段であって、前記スイッ
チ素子に印加する電位として前記スイッチ素子のスレッ
ショルド電圧近傍の電位を印加することを特徴とする。
また、前記スレッショルド電圧近傍の電位を与える回
路はCR回路であることを特徴とする。
路はCR回路であることを特徴とする。
さらに、前記CR回路は、定電流源と、電圧分割抵抗
と、前記中間電位電源の寄生容量とにより構成されたこ
とを特徴とする。
と、前記中間電位電源の寄生容量とにより構成されたこ
とを特徴とする。
〔作 用〕 本発明の上記の構成によれば、スイッチ素子のオンと
オフ状態の間に半導通(中間インピーダンス)の状態を
設けることができるので、コンデンサ群の電極電位が急
激に変化しないため、コンデンサのスイッチングがなめ
らかに行われることになる。
オフ状態の間に半導通(中間インピーダンス)の状態を
設けることができるので、コンデンサ群の電極電位が急
激に変化しないため、コンデンサのスイッチングがなめ
らかに行われることになる。
第1図は、本発明の可変容量コンデンサを水晶発振回
路のドレイン容量として用いた場合の一例を示す図であ
る。また第4図は、第1図の主要部の具体的実施例を示
したもので、同じ構成要素に対しては、同一番号を付け
てある。第4図は、相補型MOSトランジスタ(CMOS)を
用いた半導体集積回路を前提に図示しているが、本発明
はこれに限定されるものではない。本発明が従来技術と
大きく異なるところは、コンデンサスイッチであるFET
スイッチのゲートにD/Aコンバータを介して、複数の電
位を与える点にある。これについて第1図に基づいて説
明する。
路のドレイン容量として用いた場合の一例を示す図であ
る。また第4図は、第1図の主要部の具体的実施例を示
したもので、同じ構成要素に対しては、同一番号を付け
てある。第4図は、相補型MOSトランジスタ(CMOS)を
用いた半導体集積回路を前提に図示しているが、本発明
はこれに限定されるものではない。本発明が従来技術と
大きく異なるところは、コンデンサスイッチであるFET
スイッチのゲートにD/Aコンバータを介して、複数の電
位を与える点にある。これについて第1図に基づいて説
明する。
ディジタル形温度補償水晶発振器としては、温度セン
サ1の出力を何らかのA/D変換器2を介して、ディジタ
ル化された温度情報を得る必要がある。このA/D変換器
出力の上位ビット31は、温度補償情報が格納されている
記憶回路3のアドレス信号として入力され、下位ビット
32は反転回路6を介してD/A変換器7に入力される。記
憶回路3の出力33は、(BCD)デコーダ4を介してリニ
ア変換器5に与えられる。メモリ容量を減らすために記
憶回路3は、各補正温度における補正データをバイナリ
・コードで記憶している。これを入力するデコーダ4の
出力は、どれか1つのアクティブ状態となるものであ
る。ちなみにデコーダ4やリニア変換器5は、出力33が
第1図におけるデコーダ4やリニア変換器の出力と等価
なものであれば、省略できるものである。デコーダ4の
出力で直接FETスイッチをオン/オフしたので、コンデ
ンサアレイは、重み付けした容量値をとる必要がある。
そこで本発明では、リニア変換回路を設けて、コンデン
サアレイの各容量値は等しくても、重ね付け制御ができ
るようにした。こうすることにより、コンデンサアレイ
の総容量値が最小化でき、スイッチングノズルの低位均
一化、補正の自由度を拡大することができる。
サ1の出力を何らかのA/D変換器2を介して、ディジタ
ル化された温度情報を得る必要がある。このA/D変換器
出力の上位ビット31は、温度補償情報が格納されている
記憶回路3のアドレス信号として入力され、下位ビット
32は反転回路6を介してD/A変換器7に入力される。記
憶回路3の出力33は、(BCD)デコーダ4を介してリニ
ア変換器5に与えられる。メモリ容量を減らすために記
憶回路3は、各補正温度における補正データをバイナリ
・コードで記憶している。これを入力するデコーダ4の
出力は、どれか1つのアクティブ状態となるものであ
る。ちなみにデコーダ4やリニア変換器5は、出力33が
第1図におけるデコーダ4やリニア変換器の出力と等価
なものであれば、省略できるものである。デコーダ4の
出力で直接FETスイッチをオン/オフしたので、コンデ
ンサアレイは、重み付けした容量値をとる必要がある。
そこで本発明では、リニア変換回路を設けて、コンデン
サアレイの各容量値は等しくても、重ね付け制御ができ
るようにした。こうすることにより、コンデンサアレイ
の総容量値が最小化でき、スイッチングノズルの低位均
一化、補正の自由度を拡大することができる。
D/A変換器7の出力は、スイッチ制御回路8を介して
リニア変換器の出力で補正する値の中間を補間するもの
である。本発明では、中間補間する際に、FETスイッチ
のオン抵抗を変化させ、結果としてドレイン配線28とGN
D間のCR時定数を変化させるものである。
リニア変換器の出力で補正する値の中間を補間するもの
である。本発明では、中間補間する際に、FETスイッチ
のオン抵抗を変化させ、結果としてドレイン配線28とGN
D間のCR時定数を変化させるものである。
第4図において、信号D0、D1、D2、信号d0、d1、信号
D/uは、第1図の出力33、32、34に対応する。出力33、3
2のビット数は増減が可能である。さて図において、水
晶振動子25は、発振増幅器27のゲート・ドレイン間に接
続される。さらにドレイン配線には、固定コンデンサ23
とコンデンサアレイ20、21、22が接続され、コンデンサ
アレイはスイッチ制御回路からの信号によりGNDとの接
続をオン/オフされ、容量値を可変させる。コンデンサ
・アレイのスイッチングは、一例として3ビット入力の
デコーダ4の出力とD/A変換器7の出力とを組合せて行
われる。デコーダ4の出力は、リニア変換回路5に入力
され、コンデンサ・アレイ10〜12の物理的配置に従っ
て、コンデンサ・アレイがオン・オフしている境界が必
ず1つになるように変換される。すなわち入力D0〜D2の
状態に従って、デコーダ4の出力はどれか1つが“L"に
なり、他の“H"となる。これがリニア変換器5に入力さ
れると図では、デコーダ4の出力が“L"になっていると
ころに該当するコンデンサ・アレイを境界として、その
コンデンサ・アレイとその左側のコンデンサ・アレイは
オン(GNDと導通され)し、右側のコンデンサ・アレイ
はオフする。
D/uは、第1図の出力33、32、34に対応する。出力33、3
2のビット数は増減が可能である。さて図において、水
晶振動子25は、発振増幅器27のゲート・ドレイン間に接
続される。さらにドレイン配線には、固定コンデンサ23
とコンデンサアレイ20、21、22が接続され、コンデンサ
アレイはスイッチ制御回路からの信号によりGNDとの接
続をオン/オフされ、容量値を可変させる。コンデンサ
・アレイのスイッチングは、一例として3ビット入力の
デコーダ4の出力とD/A変換器7の出力とを組合せて行
われる。デコーダ4の出力は、リニア変換回路5に入力
され、コンデンサ・アレイ10〜12の物理的配置に従っ
て、コンデンサ・アレイがオン・オフしている境界が必
ず1つになるように変換される。すなわち入力D0〜D2の
状態に従って、デコーダ4の出力はどれか1つが“L"に
なり、他の“H"となる。これがリニア変換器5に入力さ
れると図では、デコーダ4の出力が“L"になっていると
ころに該当するコンデンサ・アレイを境界として、その
コンデンサ・アレイとその左側のコンデンサ・アレイは
オン(GNDと導通され)し、右側のコンデンサ・アレイ
はオフする。
前述したようにデコーダ4やA/D変換器2の入力は、
温度センサ回路から供給される。すなわち水晶振動子や
半導体センサからの出力を電圧−周波数変換器やA/D変
換器を介して、アナログ量をデジタル量に変換する。こ
の変換されたディジタル情報のうち上位ビットを温度補
正情報が格納されている記憶回路(ROM)3のアドレス
信号31として与え、下位ビット32をD/A変換器7の入力
として与える。この下位ビット32は、水晶振動子の温度
特性が二次曲線や三次曲線を描くので、この変曲点でな
めらかな補正を行うために下位ビットの順次を反転する
必要がある。これを実現するため信号d0、d1は反転回路
6を介してD/A変換器7に与えられる。EX−OR61、62で
構成される反転回路6の反転制御信号D/uは、記憶回路
3もしくは記憶回路の出力を演算した結果として与えら
れる。
温度センサ回路から供給される。すなわち水晶振動子や
半導体センサからの出力を電圧−周波数変換器やA/D変
換器を介して、アナログ量をデジタル量に変換する。こ
の変換されたディジタル情報のうち上位ビットを温度補
正情報が格納されている記憶回路(ROM)3のアドレス
信号31として与え、下位ビット32をD/A変換器7の入力
として与える。この下位ビット32は、水晶振動子の温度
特性が二次曲線や三次曲線を描くので、この変曲点でな
めらかな補正を行うために下位ビットの順次を反転する
必要がある。これを実現するため信号d0、d1は反転回路
6を介してD/A変換器7に与えられる。EX−OR61、62で
構成される反転回路6の反転制御信号D/uは、記憶回路
3もしくは記憶回路の出力を演算した結果として与えら
れる。
第4図では、コンデンサ・アレイの制御回路は、A、
B、Cの破線枠で示されるように規則正しい回路ユニッ
トとして構成される。以下ではこのユニットBに関して
説明する。ゲート84、85、86、トランスファゲート18
4、185、186から構成されるスイッチ制御回路は、デコ
ーダ42とゲート53、54で構成されるリニア制御回路の出
力を受けて、NチャネルMOSトランジスタからなるFETス
イッチ11のゲート電位を制御する。スイッチ制御回路
は、オフ電位(GND)とオン電位(VDD)及びオフ電位と
オン電位の中間電位VEE2を伝える3つのトランスファゲ
ートとそのゲート制御回路からなる。デコーダ42の出力
が“L"(アクティブ)になっている場合は、D/A変換器
の出力である中間電位VEE2を伝え、その左側のアレイA
では、トランスファゲート181によりオン電位VDDを、右
側のアレイC′ではトランスファゲート188によりオン
電位GNDを伝える。これにより本発明ではFETスイッチ1
0、11、12は、可変抵抗として働くので、コンデンサ・
アレイ部分の等価回路は、第2図のようになる。図にお
いてCXは寄生容量、RSはFETスイッチの抵抗、CAはアレ
イコンデンサであり、ドレイン28からみた等価容量C
は、 で表わされ、FETスイッチのゲート電位Vgに対して、 であるので、第3図に示す関係がある。ここで注目すべ
きことは、等価容量CがFETスイッチのスレッショルド
電圧VTH近辺で急激に変化することである。このため単
純な時定数回路でFETスイッチを制御したのでは、等価
容量Cは急激に変化し、ドレイン28の電位がジャンプす
るため、コンデンサカップリングによるスイッチングノ
イズが出力28に発生する。そこで本発明では、第3図に
示す等価容量が急激に変化する領域のゲート電圧を第1
図のD/A変換器7を用いて発生する。第4図において、F
ETスイッチトランジスタと同じチャネル長をもち同じ導
電型のMOSトランジスタ161をスレッショルド電圧近くで
定電流動作させ、その電圧をν0電位として使い、ν0
からわずかに高い電位ν1、ν2は拡散抵抗もしくはポ
リシリコン抵抗等の受動抵抗162、163とMOS抵抗164を用
いて発生させる。最高電位ν3は、電源VDDに近い電位
に設定する。電位ν0〜ν3は、アナログスイッチ171
〜178により選択され、中間電位VEE1、VEE2としてトラ
ンスファゲートに与えられる。電位ν0〜ν3は高抵抗
を介して発生させるので、大きな時定数をもってFETス
イッチのゲートに与えられ、等価容量を一層なめらかに
変化させる。ところでコンデンサ・アレイのスイッチン
グが隣のアレイにシフトするときは、VEE電圧がν0か
らν3もしくはν3からν0に大きく変化するため、瞬
間的にトランスファゲート183、186、189を介してFETス
イッチのゲート電位を大きく変動させる場合がある。こ
れを防止するために本発明では、中間電位としてVEE1と
VEE2の2系統用意し、トランスファゲート183、186、18
9がオフしているときにν0とν3の電位変化をさせる
ようにデコーダ71の論理を構成してある。
B、Cの破線枠で示されるように規則正しい回路ユニッ
トとして構成される。以下ではこのユニットBに関して
説明する。ゲート84、85、86、トランスファゲート18
4、185、186から構成されるスイッチ制御回路は、デコ
ーダ42とゲート53、54で構成されるリニア制御回路の出
力を受けて、NチャネルMOSトランジスタからなるFETス
イッチ11のゲート電位を制御する。スイッチ制御回路
は、オフ電位(GND)とオン電位(VDD)及びオフ電位と
オン電位の中間電位VEE2を伝える3つのトランスファゲ
ートとそのゲート制御回路からなる。デコーダ42の出力
が“L"(アクティブ)になっている場合は、D/A変換器
の出力である中間電位VEE2を伝え、その左側のアレイA
では、トランスファゲート181によりオン電位VDDを、右
側のアレイC′ではトランスファゲート188によりオン
電位GNDを伝える。これにより本発明ではFETスイッチ1
0、11、12は、可変抵抗として働くので、コンデンサ・
アレイ部分の等価回路は、第2図のようになる。図にお
いてCXは寄生容量、RSはFETスイッチの抵抗、CAはアレ
イコンデンサであり、ドレイン28からみた等価容量C
は、 で表わされ、FETスイッチのゲート電位Vgに対して、 であるので、第3図に示す関係がある。ここで注目すべ
きことは、等価容量CがFETスイッチのスレッショルド
電圧VTH近辺で急激に変化することである。このため単
純な時定数回路でFETスイッチを制御したのでは、等価
容量Cは急激に変化し、ドレイン28の電位がジャンプす
るため、コンデンサカップリングによるスイッチングノ
イズが出力28に発生する。そこで本発明では、第3図に
示す等価容量が急激に変化する領域のゲート電圧を第1
図のD/A変換器7を用いて発生する。第4図において、F
ETスイッチトランジスタと同じチャネル長をもち同じ導
電型のMOSトランジスタ161をスレッショルド電圧近くで
定電流動作させ、その電圧をν0電位として使い、ν0
からわずかに高い電位ν1、ν2は拡散抵抗もしくはポ
リシリコン抵抗等の受動抵抗162、163とMOS抵抗164を用
いて発生させる。最高電位ν3は、電源VDDに近い電位
に設定する。電位ν0〜ν3は、アナログスイッチ171
〜178により選択され、中間電位VEE1、VEE2としてトラ
ンスファゲートに与えられる。電位ν0〜ν3は高抵抗
を介して発生させるので、大きな時定数をもってFETス
イッチのゲートに与えられ、等価容量を一層なめらかに
変化させる。ところでコンデンサ・アレイのスイッチン
グが隣のアレイにシフトするときは、VEE電圧がν0か
らν3もしくはν3からν0に大きく変化するため、瞬
間的にトランスファゲート183、186、189を介してFETス
イッチのゲート電位を大きく変動させる場合がある。こ
れを防止するために本発明では、中間電位としてVEE1と
VEE2の2系統用意し、トランスファゲート183、186、18
9がオフしているときにν0とν3の電位変化をさせる
ようにデコーダ71の論理を構成してある。
なお、こうしたコンデンサ・アレイのスイッチング回
路のテストは、一般的なLSIテスターでは充分テストで
きない。そこで本発明では、リニア制御回路の出力とテ
スト信号TESTでオン/オフされるトランスファゲート91
〜96を各アレイに設け、モニター端子MからFETスイ
ッチのゲート電位をモニターできるようにした。EETス
イッチのゲート電位は、デコーダ4の出力がアクティブ
のユニットだけがMO端子に選択出力される。こうするこ
とによりFETスイッチを制御する回路の動作を確実にテ
ストできるので、信頼性の高いコンデンサアレイを得る
ことができる。
路のテストは、一般的なLSIテスターでは充分テストで
きない。そこで本発明では、リニア制御回路の出力とテ
スト信号TESTでオン/オフされるトランスファゲート91
〜96を各アレイに設け、モニター端子MからFETスイ
ッチのゲート電位をモニターできるようにした。EETス
イッチのゲート電位は、デコーダ4の出力がアクティブ
のユニットだけがMO端子に選択出力される。こうするこ
とによりFETスイッチを制御する回路の動作を確実にテ
ストできるので、信頼性の高いコンデンサアレイを得る
ことができる。
以上の説明では、コンデンサアレイを発振増幅器の出
力側に設けた例を示したが、入力側に設けても良いこと
は云うまでもない。さらに本発明は発振回路への応用に
限定されることなく、フィルタや同調装置等コンデンサ
を用いてその時定数を利用する用途、コンデンサ容量を
プログラマブルに微調する必要がある電子回路に広く応
用できるものである。
力側に設けた例を示したが、入力側に設けても良いこと
は云うまでもない。さらに本発明は発振回路への応用に
限定されることなく、フィルタや同調装置等コンデンサ
を用いてその時定数を利用する用途、コンデンサ容量を
プログラマブルに微調する必要がある電子回路に広く応
用できるものである。
以上述べたように本発明によれば、コンデンサ・アレ
イは極めてなめらかに容量値が変化するので、これを用
いた発振回路はスイッチングによる急激な周波数変動が
なく、極めて純度の高い発振出力を得ることができる。
また従来に比べて数分の1のアレイ数で、しかも比較的
容量値の大きいコンデンサアレイで高分解能の微調整が
できるので、第2図に示す寄生容量CXを小さくできるた
め、発振回路に応用したとき、緩急範囲を広くとること
ができる。また半導体集積回路上大きな面積を占めるコ
ンデンサ領域を少なくすることができること、補正用の
メモリ容量を数分の1にできるので、より低コストの可
変容量アレイ集積回路を実現できる。
イは極めてなめらかに容量値が変化するので、これを用
いた発振回路はスイッチングによる急激な周波数変動が
なく、極めて純度の高い発振出力を得ることができる。
また従来に比べて数分の1のアレイ数で、しかも比較的
容量値の大きいコンデンサアレイで高分解能の微調整が
できるので、第2図に示す寄生容量CXを小さくできるた
め、発振回路に応用したとき、緩急範囲を広くとること
ができる。また半導体集積回路上大きな面積を占めるコ
ンデンサ領域を少なくすることができること、補正用の
メモリ容量を数分の1にできるので、より低コストの可
変容量アレイ集積回路を実現できる。
第1図は、本発明の可変容量コンデンサの一実施例を示
すブロック図。 第2図は、コンデンサアレイ部の等価回路を示す図。 第3図は、スイッチ素子のゲート電位に対する等価容量
の変化を示す図。 第4図は、第1図の具体的な回路例を示す図。 1……温度センサ 2……A/D変換器 3……記憶回路 4……デコーダ 5……リニア変換器 6……反転回路 7……D/A変換器 8……スイッチ制御回路 10、11、12……スイッチ素子群 20、21、22……コンデンサ群
すブロック図。 第2図は、コンデンサアレイ部の等価回路を示す図。 第3図は、スイッチ素子のゲート電位に対する等価容量
の変化を示す図。 第4図は、第1図の具体的な回路例を示す図。 1……温度センサ 2……A/D変換器 3……記憶回路 4……デコーダ 5……リニア変換器 6……反転回路 7……D/A変換器 8……スイッチ制御回路 10、11、12……スイッチ素子群 20、21、22……コンデンサ群
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Claims (5)
- 【請求項1】それぞれ一方の電極が電気的に共通に接続
された複数のコンデンサを有するコンデンサ群と、前記
各々の複数のコンデンサの他方の電極と電源との間に各
々接続されるスイッチ素子と、複数の前記スイッチ素子
の導通状態を制御する制御手段とを有し、前記スイッチ
素子により選択されたコンデンサの総和により総容量が
決定される可変容量装置であって、 前記制御手段は、前記スイッチ素子の導通インピーダン
スを任意に制御する導通インピーダンス設定手段を有す
ることを特徴とする可変容量装置。 - 【請求項2】前記制御手段は、前記複数のコンデンサに
対応したスイッチ素子のうち、導通状態を変化させるべ
き任意のスイッチ素子を一つ選択し、前記選択されたス
イッチ素子の導通インピーダンスを設定するものである
ことを特徴とする請求項1記載の可変容量装置。 - 【請求項3】前記制御手段は、各々接続された前記スイ
ッチ素子のゲート電位を制御する手段であって、前記ス
イッチ素子に印加する電位として前記スイッチ素子のス
レッショルド電圧近傍の電位を印加することを特徴とす
る請求項1乃至2記載の可変容量装置。 - 【請求項4】前記スレッショルド電圧近傍の電位を与え
る回路はCR回路であることを特徴とする請求項3記載の
可変容量装置。 - 【請求項5】前記CR回路は、定電流源と、電圧分割抵抗
と、前記中間電位電源の寄生容量とにより構成されたこ
とを特徴とする請求項4記載の可変容量装置。
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