JP3404880B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
て得られる直流電力を高周波電力に変換して、負荷にそ
の電力を供給するインバータ装置に関するものである。
高調波成分を低減する回路方式としてチョッパー回路が
広く用いられている。しかしながら、蛍光灯などを点灯
する場合、チョッパー回路で得た直流電圧を再度高周波
電力に変換する必要があり、回路が複雑になるという問
題があった。そこで、最近はチョッパー回路とインバー
タ回路のスイッチング素子を共用化させるようなインバ
ータ装置(例えば、特願昭63−235982号)が提
案されている。図21にその回路を示す。
る。トランジスタQ1 ,Q2 はバイポーラ型のトランジ
スタよりなる。トランジスタQ1 のエミッタはトランジ
スタQ 2 のコレクタに接続されている。トランジスタQ
1 ,Q2 のコレクタ及びエミッタには、ダイオード
D1 ,D2 のカソード及びアノードがそれぞれ接続され
ている。トランジスタQ1 のベース・エミッタ間には、
第1の矩形波信号が入力されており、トランジスタQ2
のベース・エミッタ間には、第1の矩形波信号が高レベ
ルのときに低レベルとなり、第1の矩形波信号が低レベ
ルのときに高レベルとなる第2の矩形波信号が入力され
ている。これにより、トランジスタQ1 ,Q2は交互に
オン・オフされる。トランジスタQ1 のコレクタにはダ
イオードD3 のカソードが接続され、ダイオードD3 の
アノードはダイオードD4 のカソードに接続され、ダイ
オードD4 のアノードはトランジスタQ2 のエミッタに
接続されている。トランジスタQ1 のコレクタには、コ
ンデンサC2 の一端が接続され、コンデンサC2 の他端
はコンデンサC3 の一端に接続され、コンデンサC3 の
他端はトランジスタQ2 のエミッタに接続されている。
ンサC2 ,C3 の接続点の間には、負荷回路Rが接続さ
れている。ここでは、説明を簡単化するために負荷回路
Rとして抵抗素子を用いているが、誘導性リアクタンス
や容量性リアクタンスを含んでいても良い。トランジス
タQ1 ,Q2 の接続点は交流電源Vsの一端に接続され
ている。交流電源Vsの他端は、インダクタL1 ,L2
を介して、ダイオードD3 ,D4 の接続点に接続されて
いる。インダクタL1 ,L2 の接続点と交流電源Vsの
一端との間には、コンデンサC1 が接続されている。イ
ンダクタL1 とコンデンサC1 はACフィルタ3を構成
している。また、トランジスタQ1 ,Q 2 とダイオード
D1 ,D2 及びコンデンサC2 ,C3 は、ダイオードD
3 ,D4及びインダクタL2 と共にチョッパー回路2を
構成し、且つ負荷回路Rと共にインバータ回路1を構成
している。
めの回路図である。まず、交流電源Vsが正の半サイク
ルのときに、トランジスタQ1 がオンすると、図22に
示すように、インダクタL2 、ダイオードD3 、トラン
ジスタQ1 を通る経路で交流電源VsからインダクタL
2 に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に比例した傾きで増加していく。このとき、トラン
ジスタQ1 はインバータ用のスイッチング素子としても
機能し、コンデンサC2 からトランジスタQ1を介して
負荷回路Rに電流を流す。
23に示すように、インダクタL2、ダイオードD3 、
コンデンサC2 ,C3 、ダイオードD2 、交流電源Vs
を通る経路で、インダクタL2 のエネルギーが放出さ
れ、コンデンサC2 及びC3 を充電する。このとき、ト
ランジスタQ2 がオンしており、コンデンサC3 から負
荷回路R、トランジスタQ2 を通る経路で、図22に示
す方向とは逆方向に負荷回路Rに電流を流す。
ルでは、トランジスタQ1 がチョッパー用のスイッチン
グ素子とインバータ用のスイッチング素子を兼ね、トラ
ンジスタQ2 はインバータ用のスイッチング素子として
だけ機能する。
きに、トランジスタQ2 がオンすると、図24に示すよ
うに、交流電源Vs、トランジスタQ2 、ダイオードD
4 、インダクタL2 を通る経路で、インダクタL2 に電
流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時値に
比例した傾きで増加して行く。このとき、トランジスタ
Q2 はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC3 から負荷回路R、トランジスタQ2
を通る経路で負荷回路Rに電流を流す。
25に示すように、交流電源Vs、ダイオード1、コン
デンサC2 ,C3 、ダイオードD4 、インダクタL2 を
通る経路で、インダクタL2 のエネルギーが放出され、
コンデンサC2 及びC3 を充電する。このとき、トラン
ジスタQ1 がオンしており、コンデンサC2 からトラン
ジスタQ1 を介して、図24に示す方向とは逆方向に負
荷回路Rに電流を流す。
ルでは、トランジスタQ2 がチョッパー用のスイッチン
グ素子とインバータ用のスイッチング素子の働きを兼ね
て、トランジスタQ1 はインバータ用のスイッチング素
子としてだけ機能する。なお、上記回路におけるダイオ
ードD1 ,D2 はコンデンサC2 ,C3 を充電して負荷
回路Rに安定した平滑出力を供給するものである。つま
り、図21におけるダイオードD1 ,D2 を除去した場
合、コンデンサC2 ,C3 を充電する経路は一応存在す
るが、負荷回路Rを介した経路となるので、安定した平
滑出力を供給するには、トランジスタQ1 ,Q2 の制御
に工夫を要したり、負荷回路Rのインピーダンス値に制
約が生じたりする恐れがある。
ッチング素子がチョッパー用のスイッチング素子を兼
ね、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少
なく、回路構成も簡単になるという利点がある。また、
交流電源Vsの半サイクル毎に各トランジスタQ1 ,Q
2 が交互にチョッパー用のスイッチング素子として働く
ので、スイッチング素子1個当たりのストレスが軽減さ
れるという利点があり、また、スイッチング素子(トラ
ンジスタQ1 ,Q2 )の電力損失のバランスが取れてい
るので、例えば、放熱構造は同じで良い。さらに、スイ
ッチング素子(トランジスタQ1 ,Q2 )はインバータ
用のスイッチング素子としても動作しているから、別個
にチョッパー駆動回路を設ける必要がなく、また、駆動
回路の構成も簡略化される。
て、トランジスタQ1 ,Q2 のドライブ信号としては、
オン時間の等しい互いに反転した矩形波信号を与えるこ
とが一般的であるが、その場合、交流電源Vsからの入
力電圧Vinが高い期間と低い期間とでチョッパー電流
の導通期間(チョッパーのインダクタンス成分に蓄えら
れたエネルギーが放出される期間)が大きく異なる。つ
まり、入力電圧Vinのピーク付近では、チョッパー電
流に殆ど休止区間が無いのに対して、入力電圧Vinの
ゼロクロス付近では、チョッパーとして働くトランジス
タのオン期間後にすぐにエネルギーが放出され、チョッ
パー電流の休止期間が長くなり、結果的に入力電流Ii
nが図26のように歪んだ波形になるという問題があっ
た。
とした場合、一般にLC共振回路により構成されるた
め、負荷回路Rには正弦波状の高周波電流が流れてい
る。そのために、トランジスタQ1 ,Q2 において、チ
ョッパー動作と兼用している期間のみをPWM制御した
場合、トランジスタQ1 ,Q2 が同時にオフする時間が
生じ、インバータ回路の動作が不安定になる。そのた
め、トランジスタQ1 ,Q2はいずれか一方が必ずオン
しているように制御することを必要とする。
ものであり、その目的とするところは、チョッパー用の
スイッチング素子とインバータ用のスイッチング素子を
兼用しながら安定したパルス幅制御を行い、入力電流波
形を正弦波状に近づけると共にインバータ装置の出力に
悪影響を与えないようにすることにある。
の課題を解決するために、図1に示すように、交流電源
Vsをスイッチングして平滑コンデンサC2 に直流電圧
を得るためのチョッパー回路と、平滑コンデンサC2 の
直流電圧をスイッチングして高周波電力を負荷回路Zに
供給するインバータ回路とで少なくとも1つのスイッチ
ング素子を共用したインバータ装置において、交流電源
Vsからの入力電圧の瞬時値を検出する手段と、検出さ
れた入力電圧の瞬時値に応じてチョッパー回路とインバ
ータ回路とで共用されているスイッチング素子のオン区
間をゼロとならない範囲で変化させる制御手段を設けた
ことを特徴とするものである。
チョッパー回路とインバータ回路とで共用し、交流電源
の極性に応じて共用される側のスイッチング素子を交互
に切り替える図1に示す回路のみならず、図8に示すよ
うに、インバータ回路を構成する二石のスイッチング素
子のうち、一石のスイッチング素子のみをチョッパー回
路と共用する回路にも適用できる。また、インバータ装
置の駆動方式は自励方式でも他励方式でも構わない。
力電圧の瞬時値を検出する手段を設けると共に、チョッ
パー回路とインバータ回路とで共用されているスイッチ
ング素子のオン区間を検出された交流電源からの入力電
圧の瞬時値に応じて変化させる制御手段を設けているの
で、例えば、交流電源の瞬時電圧値が高いときには共用
側のスイッチング素子のオン区間をゼロとならない範囲
で短くすることにより、インバータ回路の動作が不安定
になることがなく、また、チョッパー回路の出力電圧、
すなわち、インバータ回路の入力電圧が周期的に上昇す
ることを防止でき、小容量の平滑コンデンサでも安定し
た直流電圧を得ることができ、インバータ回路の出力を
安定化することができる。また、交流電源の瞬時電圧値
が低いときには共用側のスイッチング素子のオン区間を
長くすることにより、チョッパー電流の休止区間を無く
すことができ、これにより、入力電流を正弦波に近づけ
ることができ、入力電流の高調波成分を低減して、入力
電流歪みを低減できると共に、入力力率を高くすること
ができる。
示している。以下、その回路構成について説明する。ト
ランジスタQ1 ,Q2 はパワーMOSFETよりなる。
トランジスタQ1 のソースはトランジスタQ2 のドレイ
ンに接続されている。トランジスタQ1 ,Q2 のドレイ
ン及びソースには、ダイオードD1 ,D2 のカソード及
びアノードがそれぞれ接続されている。トランジスタQ
1 のゲート・ソース間には、制御回路5の駆動回路6の
端子a,bから第1の駆動信号が入力されており、トラ
ンジスタQ2 のゲート・ソース間には、制御回路5の駆
動回路6の端子c,dから第2の駆動信号が入力されて
いる。これにより、トランジスタQ1,Q2 は交互にオ
ン・オフされる。トランジスタQ1 のドレインにはダイ
オードD3 のカソードが接続され、ダイオードD3 のア
ノードはダイオードD4 のカソードに接続され、ダイオ
ードD4 のアノードはトランジスタQ2 のソースに接続
されている。トランジスタQ1 のドレインには、コンデ
ンサC2 の一端が接続され、コンデンサC2 の他端はト
ランジスタQ2 のソースに接続されている。
ンデンサC4 の並列回路にインダクタL3 を直列接続し
て成る負荷回路ZがコンデンサC3 を介して接続されて
いる。コンデンサC4 とインダクタL3 はLC直列共振
回路を構成している。また、コンデンサC3 は直流成分
カット用の結合コンデンサであり、共振用のコンデンサ
C4 に比べると十分に容量が大きく、共振には寄与しな
い。トランジスタQ1,Q2 の接続点は交流電源Vsの
一端に接続されている。交流電源Vsの他端は、インダ
クタL1 ,L2 を介して、ダイオードD3 ,D4 の接続
点に接続されている。インダクタL1 ,L2 の接続点と
交流電源Vsの一端との間には、コンデンサC1 が接続
されている。インダクタL1 とコンデンサC1 はACフ
ィルタを構成している。また、トランジスタQ1 ,Q2
とダイオードD1 ,D2 及びコンデンサC2 は、ダイオ
ードD3 ,D4 及びインダクタL2 と共にチョッパー回
路を構成し、且つ負荷回路Zと共にインバータ回路を構
成している。
接続されている。インバータ回路の入力電圧となるコン
デンサC2 の電圧は、抵抗R1 ,R2 により分圧され
て、端子gを介して制御回路5に入力されている。ま
た、交流電源Vsの瞬時電圧は、電圧検出回路4により
検出されて、端子e,fを介して制御回路5の発振回路
7に入力されている。また、高電位側のトランジスタQ
1 の両端には、抵抗R3 を介してコンデンサC18が接続
されている。コンデンサC18の電圧はツェナーダイオー
ドZDにより定電圧化されて、電源電圧E2 として駆動
回路6に供給されている。トランジスタQ1 ,Q2 のゲ
ート及びソースは、端子a〜dを介して制御回路5の駆
動回路6に接続されている。
した。以下、各部の回路構成について説明する。まず、
図2の回路について説明する。カレントミラー回路CM
は、一対のトランジスタよりなり、一方のトランジスタ
に流れる電流と比例する電流が他方のトランジスタにも
流れるように構成された回路であり、直流電源E1 から
抵抗r1 に流れる一定電流がコンデンサC5 にも流れ
る。これにより、コンデンサC5 は一定電流で直線的に
充電される。TMはタイマー回路であり、汎用のタイマ
ーIC(例えば、NECのμPD5555)よりなり、
コンデンサC5 の電位がタイマー回路TMのスレッショ
ルド電位に達すると、コンデンサC5 は放電を始める。
このときの充放電の波形は、鋸歯状波形となる。コンデ
ンサC5 の充放電の周期は、抵抗r1 とコンデンサC5
の時定数により決定される。以上の回路により鋸歯状波
発生回路8が構成されている。コンデンサC5 の電圧
は、コンパレータCP1 の正入力端子に入力されてい
る。コンパレータCP1 の負入力端子には、交流電源V
sからの入力電圧を全波整流し、それを抵抗r2 ,r3
で分圧した基準電圧が入力されている。コンパレータC
P1 の出力端子は、抵抗r 4 によりプルアップされてお
り、反転回路N1 により反転されて、端子hに出力され
る。以上の回路によりオン区間決定回路9が構成されて
いる。
区間決定回路9の出力は、端子hを介して反転回路
N2 ,N3 ,N7 に入力されている。反転回路N2 の出
力はコンデンサC7 を介して反転回路N4 に入力されて
いる。反転回路N3 の出力はコンデンサC8 を介して反
転回路N5 に入力されている。反転回路N4 の入力は抵
抗r5 を介して直流電源E1 のレベルにプルアップされ
ている。また、反転回路N 5 の入力は抵抗r6 を介して
グランドレベルにプルダウンされている。反転回路N5
の出力はAND回路A1 の一方の入力に接続されてい
る。反転回路N4 の出力は反転回路N6 を介してAND
回路A1 の他方の入力に接続されている。AND回路A
1 の出力は端子jから出力され、反転回路N7 の出力は
端子iから出力されている。以上の回路により、デッド
オフタイム設定回路10が構成されている。デッドオフ
タイムは、抵抗r5 、コンデンサC7 の時定数と、抵抗
r6 、コンデンサC8 の時定数により設定される。デッ
ドオフタイムを設定された出力信号は、AND回路
A2 ,A3 ,A4 ,A5 ,AN5 ,AN6 とコンデンサ
C9 ,C10よりなる信号分配回路11により端子m,n
を介して各トランジスタQ1 ,Q2 の駆動回路6に入力
されている。
ず、トランジスタQ1 の駆動回路について説明する。端
子mがHighレベルになると、抵抗r11を介してフォ
トカプラPC1 の発光素子に電流が流れて、フォトカプ
ラPC1 の受光素子が導通状態となる。これにより、抵
抗r12からトランジスタQ11に流れる電流がバイパスさ
れて、トランジスタQ11がオフとなり、抵抗r13を介し
てトランジスタQ12のベース・エミッタ間に電流が流れ
て、トランジスタQ12がオンとなり、抵抗r14,r15,
r16を介して電流が流れる。この電流により、抵抗r16
の両端に電圧が発生し、端子a,bを介してMOSトラ
ンジスタQ1 のゲート・ソース間にオン信号が入力され
る。次に、端子mがLowレベルになると、トランジス
タQ11がオンとなり、トランジスタQ12はオフ、トラン
ジスタQ13がオンとなる。これによって、MOSトラン
ジスタQ1 のゲート・ソース間に蓄積された電荷は、ダ
イオードD6 とトランジスタQ13を介して放電されて、
MOSトランジスタQ1 は速やかにオフされる。MOS
トランジスタQ2 の駆動回路についても、同様に構成さ
れており、端子nがHighレベルになると、端子c,
dを介してMOSトランジスタQ2 のゲート・ソース間
にオン信号が入力される。また、端子nがLowレベル
になると、MOSトランジスタQ2 は速やかにオフされ
る。
施例では、コンデンサC2 の電圧Vc2 を抵抗R1 ,R
2 により分圧して、端子gを介してコンパレータCP2
の正入力端子に入力されている。コンパレータCP2 の
負入力端子には、直流電源E 1 を抵抗r9 ,r10で分圧
した定電圧が入力されている。コンパレータCP2 の出
力は、フリップフロップFFのセット入力端子Sに入力
されている。フリップフロップFFは汎用のIC(例え
ば、NEC製のμPD4013)よりなり、そのリセッ
ト入力端子Rには、抵抗r7 ,r8 とコンデンサC11よ
りなるパワーオンリセット回路が接続されている。これ
により、フリップフロップFFは電源投入直後にはリセ
ットされる。以上の回路により、異常電圧保護回路12
が構成されている。無負荷時や放電灯が外れるといった
軽負荷時には、チョッパーの出力としてコンデンサC2
の電圧が異常昇圧するが、本実施例では、コンデンサC
2の電圧が基準電圧を越えると、コンパレータCP2 の
出力がHighレベルとなり、フリップフロップFFが
セットされ、その反転出力端子がHighレベルからL
owレベルに変化する。これにより、端子kを介してア
ンド回路AN5 ,AN6 にLowレベルの信号が入力さ
れて、トランジスタQ1 ,Q2 への駆動信号はいずれも
Lowレベルとなり、インバータ回路の発振を停止し
て、回路を保護することができる。
圧検出回路4の回路図であり、ダイオードブリッジDB
2 よりなり、交流電源Vsからの入力電圧を全波整流し
て、脈流電圧を端子eに出力する。本実施例では、端子
fは使用していないが、後述する実施例では、端子fを
使用する場合もある。本実施例においては、トランジス
タQ1 ,Q2 よりなるスイッチング素子のオン区間を決
定するためのオン区間決定回路9におけるコンパレータ
CP1 の負入力端子に印加する基準電圧として、交流電
源Vsからの入力電圧を全波整流し、それを抵抗r2 ,
r3 で分圧した電圧としている。そのため、共用化され
たスイッチング素子のオン区間は、交流電源Vsを全波
整流した脈流電圧に応じて変化する。つまり、脈流が高
い期間では、コンパレータCP1 の基準電位も高くなる
ため、共用するスイッチング素子のオン区間は狭くな
り、脈流電圧がゼロに近づくにつれて共用するスイッチ
ング素子のオン区間は広がる。
への駆動信号を図7に示す。図中、A,Cは共用される
スイッチング素子への駆動信号であり、B,Dは非共用
側のスイッチング素子への駆動信号である。駆動信号
A,Bは脈流電圧が高い期間での駆動信号であり、駆動
信号C,Dは脈流電圧が低い期間での駆動信号である。
本実施例では、発振周波数を決定する鋸歯状波発生回路
8の鋸歯状波発生周期は一定であるので、インバータの
スイッチング周波数も一定である。
り、交流電源Vsからの入力電圧がゼロクロス付近で
は、チョッパー電流の休止区間は減少し、ピーク付近で
はチョッパー電流の持ち上がりを防ぐことが可能とな
り、入力電流の高調波成分を低減することができる。ま
た、周波数は一定であるため、インバータ出力である放
電灯の出力には、殆ど悪影響を与えず、安定した光出力
を供給することができる。
実施例のように、一石のスイッチング素子をインバータ
動作とチョッパー動作とで共用した電源装置にも応用す
ることができる。本実施例では、交流電源Vsはインダ
クタL1 とコンデンサC1 よりなるACフィルタを介し
てダイオードブリッジDB1 の交流入力端子に接続さ
れ、ダイオードブリッジDB1 の直流出力端子には、イ
ンダクタL2 とトランジスタQ2 の直列回路が接続され
ている。トランジスタQ2 の両端には、ダイオードD1
を介してコンデンサC2 が接続されている。トランジス
タQ2 を高周波でスイッチングすると、トランジスタQ
2 がオンのときに、インダクタL2 にエネルギーが蓄積
され、トランジスタQ2 がオフのときに、インダクタL
2 のエネルギーがダイオードブリッジDB1 の出力に重
畳されてダイオードD1 を介してコンデンサC2 に充電
される。これにより昇圧チョッパー回路を構成してい
る。また、コンデンサC2 の両端には、トランジスタQ
1 ,Q2 の直列回路が接続されており、トランジスタQ
1 の両端には、コンデンサC4 と負荷Rの並列回路にイ
ンダクタL3 を直列接続して成る負荷回路Zがコンデン
サC3 を介して接続されている。各トランジスタQ1 ,
Q2 には、それぞれダイオードD1 ,D2 が逆並列接続
されている。トランジスタQ1 ,Q2 が交互にオン・オ
フされることにより、負荷回路Zには交互に逆方向に電
流が流れる。これにより、インバータ回路が構成されて
いる。この回路では、低電位側のトランジスタQ2 がチ
ョッパー回路とインバータ回路とで共用されており、高
電位側のトランジスタQ1 はインバータ回路でのみ使用
されている。このような一石スイッチング素子共用タイ
プの電源装置にも本発明を適用することができる。
トランジスタQ1 ,Q2 の駆動信号波形である。図中、
A,Cは共用されるスイッチング素子への駆動信号であ
り、B,Dは非共用側のスイッチング素子への駆動信号
である。駆動信号A,Bは脈流電圧が高い期間での駆動
信号であり、駆動信号C,Dは脈流電圧が低い期間での
駆動信号である。この実施例では、例えば、図1の主回
路において、共用されているスイッチング素子のオン区
間を、脈流電圧が高い区間では短く、低い区間では長く
し、オン・デューティ(1周期におけるオン区間の比
率)を略50%にするように制御するとともに、スイッ
チング周波数が一定になるように、非共用側のスイッチ
ング素子のオン期間を制御するようにしたものである。
すなわち、脈流電圧の低い区間では、トランジスタ
Q1 ,Q2 のオン区間が等しくなるように制御する。
の構成を示す。この回路では、交流電源Vsからの入力
電圧をダイオードブリッジDB2 により全波整流し、そ
れをコンデンサC12,C13、ダイオードD9 ,D10,D
11からなる部分平滑回路で略50%の平滑比のリップル
電圧に変換し、端子eを介して抵抗r2 ,r3 により分
圧して、オン区間決定回路9のコンパレータCP1 の負
入力端子に入力している。そのため、共用化されたスイ
ッチング素子のオン区間は、部分平滑された基準電圧に
追従して変化する。つまり、基準電圧のピーク付近で
は、共用化されたスイッチング素子のオン区間が短くな
り、基準電圧の谷部の平滑部分では、略一定となる。こ
こで、分圧抵抗r2 ,r3 の比を調整し、基準電圧が谷
部の平滑部分では、共用化されたスイッチング素子の
(1周期におけるオン区間の比率)を50%になるよう
に設定する。また、このときの発振周波数、つまり、イ
ンバータのスイッチング周波数は一定である。このよう
なスイッチング素子の制御により電源電圧がゼロクロス
付近では、チョッパー電流の休止区間は減少し、ピーク
付近では、チョッパー電流の持ち上がりを防ぐことが可
能となり、入力電流の高調波成分を低減することができ
る。また、スイッチング周波数は略一定であるため、イ
ンバータ出力には殆ど悪影響を与えない。なお、本実施
例では、図1の主回路に示したように、異常電圧保護回
路を設けているため、チョッパー出力電圧の異常昇圧か
ら回路を保護できることは言うまでもない。その動作に
ついては、第1の実施例と同様なので説明は省略する。
本実施例に用いた制御回路は、図8に示すように、一石
スイッチング素子共用タイプの電源装置にも応用するこ
とが可能である。
図であり、自励式のインバータ回路を用いた放電灯点灯
装置である。トランジスタQ1 のベース・エミッタ間に
は、インバータ回路の共振用インダクタL3 に巻回した
2次巻線n2 が接続されており、また、トランジスタQ
2 のベース・エミッタ間には、共振用インダクタL3の
2次巻線n3 が接続されている。両巻線n2 ,n3 の巻
き方向は逆方向であり、両トランジスタQ1 ,Q2 のベ
ース・エミッタ間には、互いに逆極性の出力電圧を印加
して、一方をオン駆動しているときには他方をオフ状態
とするようになっている。トランジスタQ1 のコレクタ
とエミッタとの間には、直流成分カット用のコンデンサ
C3 を介して共振用コンデンサC4 と、共振用インダク
タL3 との直列回路が接続される。共振用コンデンサC
4 の両端には、負荷Rとして絶縁トランスからなる出力
用トランスTの一次巻線が並列接続され、出力用トラン
スTの二次巻線には蛍光灯からなる放電灯DLが並列接
続され、また、出力用トランスTの二つの予熱巻線に
は、放電灯DLのフィラメントf1 ,f2 がそれぞれ接
続されている。起動手段14は、トランジスタQ2 を電
源投入時に駆動するためのものであれば、特に限定され
ない。その他の構成については、図1の実施例と同様で
ある。
ず、起動動作後において、商用交流電源Vsが負の半サ
イクルであるとすると、商用交流電源Vs、トランジス
タQ 2 、ダイオードD4 、インダクタL2 ,L1 、商用
交流電源Vsの経路で電流が流れる。このときの電流値
は電源電圧の瞬時値に比例した傾きで増加して行く。ま
た、トランジスタQ2 はインバータ回路のスイッチング
素子としても機能するため、コンデンサC2 、コンデン
サC3 ,C4 、共振用インダクタL3 の1次巻線n1 、
トランジスタQ2 、コンデンサC2 の経路で、コンデン
サC2 の充電電荷が放電される。このとき、出力用トラ
ンスTを介して放電灯DLに供給される電力は、インバ
ータ回路の高周波のスイッチングによるインダクタL3
とコンデンサC4 の直列共振によって誘起される共振電
圧によって得られる。ここでは、トランジスタQ2 のイ
ンバータ電流とチョッパー電流が同方向に流れ込み、共
用している状態にある。トランジスタQ1 ,Q2 のオン
・オフの制御は、インダクタL3 に巻回してある巻線n
2 ,n3 によって誘起される帰還電圧により行われ、そ
の帰還電圧はトランジスタQ1 ,Q2 が同時にオンされ
ることがないように振動電圧を帰還して交互にオン・オ
フ動作が継続されるように巻回されている。出力用トラ
ンスT、放電灯DL、直列共振回路を構成するインダク
タL3 とコンデンサC4 からなる振動回路の振動電流に
より、トランジスタQ2 にオフ信号、トランジスタQ1
にオン信号が巻線n2 ,n3 により与えられる。
インダクタL2 ,L1 に蓄積されたエネルギーは、イン
ダクタL2 ,L1 、商用交流電源Vs、ダイオード
D1 、コンデンサC2 、ダイオードD4 、インダクタL
2 ,L1 の経路で放出され、コンデンサC1 を充電す
る。一方、共振用インダクタL3 の残留エネルギーは、
インダクタL3 、ダイオードD1 、コンデンサC3 、コ
ンデンサC4 及び負荷R、インダクタL3 の経路で放出
される。ダイオードD1 はインバータ電流とチョッパー
電流が同方向に流れ込み、共用されている状態にある。
やがて、インダクタL 3 の残留エネルギーが放出される
と、次に、直流カット用コンデンサC3 の充電電荷がト
ランジスタQ1 を介して放出される動作に移行する。こ
のときのインバータ電流は、コンデンサC3 の充電電荷
を電源とし、コンデンサC3 、トランジスタQ1 、イン
ダクタL3 、共振用コンデンサC4 及び負荷R、コンデ
ンサC3の経路で流れて、コンデンサC3 の充電電荷が
放電される。一方、チョッパー電流は、インダクタ
L2 ,L1 、商用交流電源Vs、ダイオードD1 、コン
デンサC2 、ダイオードD4 、インダクタL2 ,L1 の
経路で流れ、インバータ電流の方向とは逆向きとなる。
ダイオードD3 とD4 の接続点からインダクタL3 、共
振用コンデンサC4 及び負荷R、コンデンサC3 の経路
を経る回り込み電流の分流が生じる。そのため、この回
り込み電流はインバータ電流と重なりあって、共振用イ
ンダクタL3 に発生する電圧に特徴的な効果を生み出
す。その効果とは商用交流電源Vsの電圧波形の山部
(ピーク値付近)で顕著になり、商用交流電源Vsの谷
部では非常に影響が小さい。
振用インダクタL3 の蓄積エネルギーが小さいために、
インバータ回路側への回り込み電流の値が小さく、イン
バータ動作のみを行うトランジスタQ1 のオン幅と、イ
ンバータ動作とチョッパー動作とで共用されるトランジ
スタQ2 のオン幅が略等しくなっている。このときの、
トランジスタQ1 ,Q2 の両端電圧V1 ,V2 と、その
順方向電流I1 ,I2の波形を図12に示す。また、商
用交流電源Vsの山部では、共振用インダクタL3 に蓄
積されるエネルギーが高いため、インバータ側への流れ
込む電流が大きくなって共振用インダクタL3 に発生す
る電圧が高くなり、インバータ動作のみのトランジスタ
Q1 のオン信号用の巻線n2 に誘起される電圧が高くな
るため、トランジスタQ1 のオン幅を大きく延ばすこと
になる。このときの、トランジスタQ1 ,Q2 の両端電
圧V1 ,V2 と、その順方向電流I1 ,I2 の波形を図
13に示す。
流れる振動電流が巻線n2 ,n3 によりトランジスタQ
1 ,Q2 に帰還され、トランジスタQ1 にオフ信号、ト
ランジスタQ2 にオン信号が与えられる。これによっ
て、次に、共振用インダクタL 3 の蓄積エネルギーを電
源とした動作に移行する。トランジスタQ2 にオン信号
が与えられて、トランジスタQ2 がオン動作すると、商
用交流電源Vs、トランジスタQ2 、ダイオードD4 、
インダクタL2 ,L1 、商用交流電源Vsの経路に電流
が流れて、インダクタL2 に磁気エネルギーが蓄積され
る。一方、共振用インダクタL3 を電源とし、共振用イ
ンダクタL3 、コンデンサC4 及び負荷R、コンデンサ
C3 、コンデンサC2 、ダイオードD2 、共振用インダ
クタL3 の経路で電流が流れる。この経路中、インバー
タ電流がフライホイール用ダイオードD2 を流れると
き、チョッパー電流はダイオードD2 と並列に接続され
ているトランジスタQ2 を流れることになる。このた
め、フライホイール電流はトランジスタQ2 に各々流れ
るチョッパー電流により打ち消される。インバータ電流
は略一定であるのに対して、チョッパー電流は商用交流
電源Vsの瞬時電圧値に左右されるため、商用交流電源
Vsの谷部では、ダイオードD4 を流れる電流は余り影
響を受けないが、商用交流電源Vsの山部に近づくにつ
れて、ダイオードD 4 を流れる電流は打ち消され、ダイ
オードD4 のオン時間が短縮され、オン・デューティを
縮めることになる。
sの谷部では、インバータ動作のみのトランジスタQ1
のオン幅と、チョッパー動作と共用されるトランジスタ
Q2のオン幅は略等しくなって周波数を一定に保ち、商
用交流電源Vsの山部では、インバータ動作のみのトラ
ンジスタQ1 のオン幅が長くなり、チョッパー動作と共
用されるトランジスタQ2 のオン幅は短くなる。このた
め、結局は周波数が一定となる方向で動作し、入力電流
Iinの休止区間が無くなり、より正弦波に近い包絡線
波形が得られる。図14は本実施例における商用交流電
源Vsからの入力電圧Vinと入力電流Iinの波形を
示している。
図である。以下、その回路構成について説明する。交流
電源VsはダイオードブリッジDB1 により全波整流さ
れ、その整流出力はインダクタL2 とトランジスタQ2
の直列回路に印加される。トランジスタQ2 の両端に
は、ダイオードD1 を介して平滑用のコンデンサC2 が
接続されている。コンデンサC2 の両端には、トランジ
スタQ1 ,Q2 の直列回路が接続されている。各トラン
ジスタQ1 ,Q2 には、それぞれダイオードD1,D2
が逆並列接続されている。トランジスタQ1 の両端に
は、電流帰還用のインダクタL4 の1次巻線n1 と、共
振用のインダクタL3 と、負荷Rとしての蛍光灯と、直
流成分カット用のコンデンサC3 の直列回路が接続され
ている。蛍光灯のフィラメントの非電源側端子間には、
共振用のコンデンサC4 が並列接続されている。本実施
例では、低電位側のトランジスタQ2 と高電位側のダイ
オードD1 がチョッパー回路とインバータ回路とで兼用
されている。
ジスタQ1 ,Q2 は、いずれもインダクタL4 に誘起さ
れる電圧を2次巻線n2 ,n3 から帰還させることによ
り自励駆動させている。まず、トランジスタQ1 がオン
しているとき、同時に時定数回路のコンデンサC16が抵
抗R16を介して充電されており、コンデンサC16の電位
がツェナーダイオードZD1 のツェナー電圧とMOSト
ランジスタQ7 のスレッショルド電圧の和よりも高くな
ると、抵抗R17を介してMOSトランジスタQ 7 のゲー
トにオン信号が与えられて、MOSトランジスタQ7 は
オンとなり、帰還巻線n2 からトランジスタQ1 のベー
スに流れ込む電流がバイパスされて、トランジスタQ1
はオフする。このように、トランジスタQ1 は時定数回
路で設定される一定時間の間だけオンする。すなわち、
トランジスタQ1 のオン区間は脈流電圧にかかわらず固
定である。次に、インダクタL4 の振動電流が反転する
と、2次巻線n3 を介してトランジスタQ2 にオン信号
が送られ、トランジスタQ 2 はオンする。また、トラン
ジスタQ2 へのオン信号は、同時にトランジスタQ 6 へ
のオン信号にもなるため、直流電源E4 により駆動され
るトランジスタQ5はオフとなる。そのため、抵抗
R12、コンデンサC15により構成される時定数回路の充
電が開始される。コンデンサC15の電圧は、コンパレー
タCP3 の正入力端子に入力されている。また、直流電
源E4 を抵抗R10,R11により分圧して得た基準電圧
は、コンパレータCP3 の負入力端子に入力されてい
る。コンパレータCP3 は、コンデンサC15の電圧が基
準電圧を越えたときに、トランジスタQ 4 をオンし、ト
ランジスタQ3 をオンにする。このため、トランジスタ
Q2 へのオン信号はトランジスタQ3 により引き抜か
れ、トランジスタQ2 はオフとなる。つまり、トランジ
スタQ2 のオン区間も抵抗R12とコンデンサC15の時定
数により決定される。
入力電圧をダイオードブリッジDB 1 で全波整流した脈
流電圧を電圧検出回路4の抵抗R5 ,R6 で分圧し、ダ
イオードD12を介して時定数回路のコンデンサC15に入
力しているため、チョッパーとインバータとで共用され
るトランジスタQ2 のオン区間を脈流電圧の大きさに応
じて変化させることが可能である。つまり、非共用側の
トランジスタQ1 は、一定のオン区間で動作し、もう一
方の共用化されたトランジスタQ2 は、電源電圧を全波
整流した脈流電圧のピーク付近ではオン区間が短くな
り、ゼロ付近ではオン区間が長くなる。
により、交流電源Vsの電源電圧がゼロクロス付近で
は、チョッパー電流の休止区間は減少し、ピーク付近で
あっても、チョッパー電流の持ち上がりを防ぐことが可
能になり、入力電流の高調波成分は低減できる。また、
インバータ側の出力については、脈流電圧に応じて多少
変化するが、安定した動作を維持させることができる。
さらに、本実施例は、第4実施例と同様のスイッチング
動作でありながら、比較的簡単な回路で構成できる。
スタQ1 ,Q2 の駆動信号波形である。図中、A,Cは
共用されるスイッチング素子への駆動信号であり、B,
Dは非共用側のスイッチング素子への駆動信号である。
駆動信号A,Bは脈流電圧が高い期間での駆動信号であ
り、駆動信号C,Dは脈流電圧が低い期間での駆動信号
である。この実施例では、共用されているスイッチング
素子のオン区間を、脈流電圧が高い区間では短く、低い
区間では長くし、非共用側のスイッチング素子のオン期
間は一定となるように制御するようにしたものである。
すなわち、脈流電圧の低い区間では、スイッチング素子
Q1 ,Q2 のオン区間が等しくなるように制御する。こ
の制御方式は、図1、図8又は図11の回路にも適用で
きる。
るトランジスタQ1 ,Q2 の駆動信号波形である。図
中、A,Cは共用されるスイッチング素子への駆動信号
であり、B,Dは非共用側のスイッチング素子への駆動
信号である。駆動信号A,Bは脈流電圧が高い期間での
駆動信号であり、駆動信号C,Dは脈流電圧が低い期間
での駆動信号である。この実施例では、共用されている
スイッチング素子のオン区間を、脈流電圧が高い区間で
は短く、低い区間では長くなるような制御をすると共
に、非共用側のスイッチング素子のオン区間も、脈流電
圧が高い区間では短く、低い区間では長くなるように制
御したものである。ただし、この場合、脈流電圧に応じ
て変化する共用化されているスイッチング素子のオン区
間は、非共用側のスイッチング素子のオン区間よりも大
きいことを条件とする。
電圧検出回路4として、図18に示すような回路を用い
ており、ダイオードブリッジDB2 により得られた脈流
電圧が、端子fを介して鋸歯状波発生回路8のコンデン
サC5 に入力されており、もう一方の端子eは、オン区
間決定回路9のコンパレータCP1 の負入力端子につな
がり、基準電圧となっている。そのため、検出された脈
流電圧の大きさに応じて、脈流電圧が高いときは周波数
を高く、また、脈流電圧が低いときは周波数を低くする
ように制御するものである。
ング素子のオン区間が脈流電圧の大きさに応じて変化し
ており、脈流電圧の高い部分でオン区間を短く、低い部
分でオン区間が長くなるように制御しているので、入力
電流の高調波成分は低減する。しかしながら、非共用側
のスイッチング素子も同様の制御をされるため、前記各
実施例に比べれば、共用しているスイッチング素子のオ
ン区間のデューティ変化は少ない。また、インバータの
出力も脈流電圧に応じて前記各実施例に比べて周波数の
変化が大きく、出力の変動は大きくなる。なお、本実施
例においても、異常電圧保護回路を設けているため、チ
ョッパー出力の異常昇圧から回路を保護できることは言
うまでもない。さらに、本実施例に用いた制御回路は、
図8に示すような一石スイッチング素子共用タイプにも
応用は可能である。
る。本実施例では、一石スイッチング素子共用タイプの
自励式の電源装置において、共用化されているスイッチ
ング素子のオン区間を、脈流電圧が高い区間では短く、
低い区間では長くなるように制御すると共に、非共用側
のスイッチング素子のオン区間を、脈流電圧が高い区間
では長く、低い区間では短くなるように制御したもので
ある。このとき、トランジスタQ1 ,Q2 への駆動信号
は図20に示すようになる。図中、A,Cは共用される
スイッチング素子への駆動信号であり、B,Dは非共用
側のスイッチング素子への駆動信号である。駆動信号
A,Bは脈流電圧が高い期間での駆動信号であり、駆動
信号C,Dは脈流電圧が低い期間での駆動信号である。
タQ1 はインダクタL3 の帰還巻線n2 のみにより制御
される。そのため、トランジスタQ1 のオン区間は、ダ
イオードブリッジDB1 により整流された脈流電圧の大
きさに応じて、チョッパー回路のインダクタL2 に蓄積
されるエネルギーが異なり、トランジスタQ1 のオン区
間は脈流電圧の大きさに応じて変化する。脈流電圧が大
きいときは、トランジスタQ1 のオン区間は長くなり、
脈流電圧が低いときは、トランジスタQ1 のオン区間が
短くなる。また、トランジスタQ2 の動作については、
図15に示した第5実施例の制御回路と同じであり、脈
流電圧が大きいときは、トランジスタQ 2 のオン区間は
短くなり、脈流電圧が小さいときは、トランジスタQ2
のオン区間は長くなる。
により交流電源Vsからの入力電圧がゼロクロス付近で
は、チョッパー電流の休止区間は減少し、ピーク付近で
は、チョッパー電流の持ち上がりを防ぐことが可能とな
り、入力電流の高調波成分を低減することができる。ま
た、本実施例は、他励式の電源装置に比べると、比較的
簡単な回路で構成できるという利点もある。
て、図1又は図8の主回路におけるトランジスタQ1 ,
Q2 を他励駆動して、共用されているスイッチング素子
のオン区間を、脈流電圧が高い区間では短く、低い区間
では長くなるような制御をすると共に、非共用側のスイ
ッチング素子のオン区間を、脈流電圧が高い区間では長
く、低い区間でオン区間を短くなるように制御しても良
い。このようなトランジスタQ1 ,Q2 の制御により、
交流電源Vsの電源電圧がゼロクロス付近では、チョッ
パー電流の休止区間は減少し、ピーク付近では、チョッ
パー電流の持ち上がりを防ぐことが可能となり、入力電
流の高調波成分は低減することができる。なお、図1又
は図8の主回路では、図5に示すような異常電圧保護回
路を設けているため、チョッパー出力の異常昇圧から回
路を保護できる。
ついては特に限定しないが、図11に示すようなトラン
スを用いた回路でも良いし、図19に示すようなトラン
スを用いない回路でも良い。また、実施例の説明では、
回路方式として、チョッパー動作とインバータ動作で二
石のスイッチング素子が共用される方式と一石のスイッ
チング素子が共用される方式を例示し、駆動方式として
各スイッチング素子が他励駆動される方式と自励駆動さ
れる方式を例示し、制御方式として、図7、図9、図1
6、図17及び図20に示す方式を例示したが、これら
の回路方式、駆動方式、制御方式は任意に組み合わせて
使用できることは言うまでもない。
交流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手段を設け
ると共に、チョッパー動作とインバータ動作を共用して
いるスイッチング素子のオン区間を検出された電源電圧
の瞬時値に応じてゼロとならない範囲で変化させるよう
にしたから、インバータ回路の動作が不安定になること
がなく、また、電源電圧の大小に関係なく、チョッパー
電流の休止区間を無くすことができるため、高入力力
率、低入力電流歪率を実現できるという効果がある。特
に、請求項1記載の発明によれば、二石のスイッチング
素子をチョッパー動作とインバータ動作とで共用し、共
用される側のスイッチング素子を交流電源の極性に応じ
て交互に切り替えるようにしたから、個々のスイッチン
グ素子のストレスを分散できるという効果があり、請求
項2記載の発明によれば、一石のスイッチング素子のみ
をチョッパー動作とインバータ動作とで共用するように
したから、制御回路が簡単化できるという効果がある。
タ動作を行うスイッチング素子を他励駆動していること
により、精度の高い制御が可能となるという効果があ
り、請求項4の発明によれば、インバータ動作を行うス
イッチング素子を自励駆動していることにより、回路構
成を簡略化できるという効果がある。また、いずれの発
明においても、チョッパー動作と兼用されるスイッチン
グ素子の駆動回路をインバータ動作のためのスイッチン
グ素子の駆動回路と兼用できるので、コストを低減でき
るという利点がある。
流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手段を設ける
と共に、チョッパー動作とインバータ動作を共用してい
るスイッチング素子のオン区間を検出された電源電圧の
瞬時値が高い期間ではゼロとならない範囲で狭く、電源
電圧の瞬時値が低い期間では広くするように制御してい
るので、インバータ回路の動作が不安定になることがな
く、また、電源電圧の瞬時値の大小に関係なく、チョッ
パー電流の休止期間を無くすことができ、入力電流を正
弦波状の波形とすることができ、入力電流歪みを低減す
ると共に、入力力率を高くすることができるという効果
がある。また、特に、請求項5又は6の発明によれば、
スイッチング周波数が一定であることにより、ノイズ除
去用のフィルタ回路の設計を容易にすることができると
いう利点がある。
電灯を含むLC共振回路である場合には、効率の高い点
灯装置を実現できるという利点があり、さらに、請求項
11のように、異常電圧保護回路を設ければ、無負荷、
ランプ外れなどの軽負荷時において、発振を停止させる
ため、チョッパー回路の過昇圧から回路を保護すること
ができるという効果がある。
路部の回路図である。
路部の回路図である。
である。
の回路図である。
路図である。
回路図である。
る動作波形図である。
る動作波形図である。
電流の波形図である。
回路図である。
る。
る。
る。
る。
である。
Claims (12)
- 【請求項1】 順方向に交互にオン・オフされ、逆方
向電流は阻止しない第1のスイッチング要素及び第2の
スイッチング要素を順方向が一致するように直列接続し
た回路と、第1及び第2のダイオードを順方向が一致す
るように直列接続された回路とを、各ダイオードの順方
向が各スイッチング要素の逆方向と一致するように並列
接続し、第1及び第2のスイッチング要素の接続点と第
1及び第2のダイオードの接続点の間に、インダクタを
介して交流電源を接続し、第1及び第2のスイッチング
要素の直列回路の両端に第1のコンデンサを並列接続
し、一方のスイッチング要素と並列に負荷回路と第2の
コンデンサの直列回路を接続して成るインバータ装置に
おいて、交流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手
段と、検出された入力電圧の瞬時値に応じて交流電源か
らの入力電流と負荷回路への出力電流が同時に流れるス
イッチング要素のオン区間をゼロとならない範囲で変化
させる制御手段を設けたことを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項2】 第1及び第2のスイッチング素子の直
列回路を第1のコンデンサに並列接続し、第1及び第2
のスイッチング素子にそれぞれ第1及び第2のダイオー
ドを逆並列接続し、一方のスイッチング素子と並列に負
荷回路と第2のコンデンサの直列回路を接続し、交流電
源を全波整流する整流器の直流出力端子に第2のスイッ
チング素子とインダクタの直列回路を接続し、第1及び
第2のスイッチング素子を交互にオン・オフ駆動する手
段を備えるインバータ装置において、交流電源からの入
力電圧の瞬時値を検出する手段と、検出された入力電圧
の瞬時値に応じて第2のスイッチング素子のオン区間を
ゼロとならない範囲で変化させる制御手段を設けたこと
を特徴とするインバータ装置。 - 【請求項3】 前記制御手段は自励式の駆動回路を備
えることを特徴とする請求項1又は2に記載のインバー
タ装置。 - 【請求項4】 前記制御手段は他励式の駆動回路を備
えることを特徴とする請求項1又は2に記載のインバー
タ装置。 - 【請求項5】 交流電源をスイッチングして平滑コン
デンサに直流電圧を得るためのチョッパー回路と、平滑
コンデンサの直流電圧をスイッチングして高周波電力を
負荷回路に供給するインバータ回路とで少なくとも1つ
のスイッチング素子を共用したインバータ装置におい
て、交流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手段
と、検出された入力電圧の瞬時値に応じてチョッパー回
路とインバータ回路とで共用されているスイッチング素
子の周波数を略一定に維持したままで、そのオン区間を
ゼロとならない範囲で交流電源の瞬時電圧値が高いとき
には短く、低いときには長くなるように制御する手段を
備えることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項6】 チョッパー回路とインバータ回路とで
共用されているスイッチング素子のオン区間は、交流電
源の瞬時電圧値がゼロ付近ではスイッチング周期の約半
分に相当する長さに設定されていることを特徴とする請
求項5記載のインバータ装置。 - 【請求項7】 交流電源をスイッチングして平滑コン
デンサに直流電圧を得るためのチョッパー回路と、平滑
コンデンサの直流電圧をスイッチングして高周波電力を
負荷回路に供給するインバータ回路とで少なくとも1つ
のスイッチング素子を共用したインバータ装置におい
て、交流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手段
と、検出された入力電圧の瞬時値に応じてチョッパー回
路とインバータ回路とで共用されているスイッチング素
子のオフ区間を略一定に維持したままで、そのオン区間
をゼロとならない範囲で交流電源の瞬時電圧値が高いと
きには短く、低いときには長くなるように制御する手段
を備えることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項8】 交流電源をスイッチングして平滑コン
デンサに直流電圧を得るためのチョッパー回路と、平滑
コンデンサの直流電圧をスイッチングして高周波電力を
負荷回路に供給するインバータ回路とで少なくとも1つ
のスイッチング素子を共用したインバータ装置におい
て、交流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手段
と、検出された入力電圧の瞬時値に応じてチョッパー回
路とインバータ回路とで共用されているスイッチング素
子のオン区間及びオフ区間をゼロとならない範囲で交流
電源の瞬時電圧値が高いときには短く、低いときには長
くなるように制御する手段を備えることを特徴とするイ
ンバータ装置。 - 【請求項9】 交流電源をスイッチングして平滑コン
デンサに直流電圧を得るためのチョッパー回路と、平滑
コンデンサの直流電圧をスイッチングして高周波電力を
負荷回路に供給するインバータ回路とで少なくとも1つ
のスイッチング素子を共用したインバータ装置におい
て、交流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手段
と、検出された入力電圧の瞬時値に応じてチョッパー回
路とインバータ回路とで共用されているスイッチング素
子のオン区間をゼロとならない範囲で交流電源の瞬時電
圧値が高いときには短く、低いときには長くなるように
制御すると共に、オフ期間をゼロとならない範囲で交流
電源の瞬時電圧値が高いときには長く、低いときには短
くなるように制御する手段を備えることを特徴とするイ
ンバータ装置。 - 【請求項10】 負荷回路は放電灯を含むLC共振回
路より成ることを特徴とする請求項1乃至9のいずれか
に記載のインバータ装置。 - 【請求項11】 平滑コンデンサに得られる直流電圧
が所定値以上であるときに、インバータ回路のスイッチ
ング素子を強制的に停止させる異常電圧保護回路を備え
ることを特徴とする請求項5乃至10のいずれかに記載
のインバータ装置。 - 【請求項12】 交流電源をスイッチングして平滑コ
ンデンサに直流電圧を得るためのチョッパー回路と、平
滑コンデンサの直流電圧をスイッチングして高周波電力
を負荷回路に供給するインバータ回路とで少なくとも1
つのスイッチング素子を共用したインバータ装置におい
て、交流電源からの入力電圧の瞬時値を検出する手段
と、検出された入力電圧の瞬時値に応じてチョッパー回
路とインバータ回路とで共用されているスイッチング素
子のオン区間をゼロとならない範囲で変化させる制御手
段を設けたことを特徴とするインバータ装置。
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