JP3394851B2 - 電源装置 - Google Patents
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- JP3394851B2 JP3394851B2 JP16774095A JP16774095A JP3394851B2 JP 3394851 B2 JP3394851 B2 JP 3394851B2 JP 16774095 A JP16774095 A JP 16774095A JP 16774095 A JP16774095 A JP 16774095A JP 3394851 B2 JP3394851 B2 JP 3394851B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ回路を用
いた電源装置に関するものである。
いた電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、蛍光灯のような放電灯を高周
波で点灯させるためにインバータ点灯装置が用いられて
いる。インバータ点灯装置は、商用電源のような交流電
源を整流平滑した後、整流平滑によって得た直流を電源
としてインバータ回路を駆動することにより高周波電力
を出力し、この高周波電力を放電灯を含む負荷回路に供
給する。
波で点灯させるためにインバータ点灯装置が用いられて
いる。インバータ点灯装置は、商用電源のような交流電
源を整流平滑した後、整流平滑によって得た直流を電源
としてインバータ回路を駆動することにより高周波電力
を出力し、この高周波電力を放電灯を含む負荷回路に供
給する。
【０００３】ところで、インバータ回路の電源となる直
流を得るために、一般には交流電源を整流して得た脈流
電圧を平滑用コンデンサを用いて平滑しているが、この
ような整流平滑回路で直流を得ると、脈流電圧が比較的
高電圧である期間（山部）でのみ平滑用コンデンサに充
電電流が流れ、脈流電圧が比較的低電圧である期間（谷
部）では平滑コンデンサに充電電流が流れずに入力電流
に休止期間が生じることになる。すなわち、入力電流波
形に歪みが生じ入力電流に多くの高調波成分が含まれる
ことになる。
流を得るために、一般には交流電源を整流して得た脈流
電圧を平滑用コンデンサを用いて平滑しているが、この
ような整流平滑回路で直流を得ると、脈流電圧が比較的
高電圧である期間（山部）でのみ平滑用コンデンサに充
電電流が流れ、脈流電圧が比較的低電圧である期間（谷
部）では平滑コンデンサに充電電流が流れずに入力電流
に休止期間が生じることになる。すなわち、入力電流波
形に歪みが生じ入力電流に多くの高調波成分が含まれる
ことになる。
【０００４】一方、このような高調波成分を低減する構
成として、チョッパ用インダクタとダイオードとスイッ
チ手段とを備えるチョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータ
として設け、チョッパ回路の出力によりインバータ回路
を駆動することが考えられている。しかしながら、この
ような構成のインバータ点灯装置では、チョッパ回路と
インバータ回路との両方の構成要素が必要であるから、
構成要素の個数が増加し、結果的に回路基板が大型化す
るとともにコスト増につながるという問題がある。
成として、チョッパ用インダクタとダイオードとスイッ
チ手段とを備えるチョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータ
として設け、チョッパ回路の出力によりインバータ回路
を駆動することが考えられている。しかしながら、この
ような構成のインバータ点灯装置では、チョッパ回路と
インバータ回路との両方の構成要素が必要であるから、
構成要素の個数が増加し、結果的に回路基板が大型化す
るとともにコスト増につながるという問題がある。
【０００５】また、構成の簡単なインバータ回路として
は、図１８に示すような、電圧共振型の一石式インバー
タ回路が知られている。この回路では、バイポーラトラ
ンジスタよりなるスイッチ手段としてのスイッチング素
子Ｑ1 を、制御回路ＣＮによって高周波でオン、オフさ
せる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 がオンになる
と、共振用インダクタＬ2 と、放電灯Ｌａおよび安定器
用インダクタＬ3 の直列回路とを通してスイッチング素
子Ｑ1 に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ1 が
オフになると、共振用インダクタＬ2 および安定器用イ
ンダクタＬ3 に蓄積された磁気エネルギの放出により、
共振用コンデンサＣ2 が充電される。その後、共振用コ
ンデンサＣ2 に蓄積された電荷が、安定器用インダクタ
Ｌ3 と放電灯Ｌａとの直列回路を通して放電され、放電
灯Ｌａに高周波電流が流れるのである。
は、図１８に示すような、電圧共振型の一石式インバー
タ回路が知られている。この回路では、バイポーラトラ
ンジスタよりなるスイッチ手段としてのスイッチング素
子Ｑ1 を、制御回路ＣＮによって高周波でオン、オフさ
せる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 がオンになる
と、共振用インダクタＬ2 と、放電灯Ｌａおよび安定器
用インダクタＬ3 の直列回路とを通してスイッチング素
子Ｑ1 に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ1 が
オフになると、共振用インダクタＬ2 および安定器用イ
ンダクタＬ3 に蓄積された磁気エネルギの放出により、
共振用コンデンサＣ2 が充電される。その後、共振用コ
ンデンサＣ2 に蓄積された電荷が、安定器用インダクタ
Ｌ3 と放電灯Ｌａとの直列回路を通して放電され、放電
灯Ｌａに高周波電流が流れるのである。
【０００６】この構成ではスイッチング素子Ｑ1 の両端
電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）の監視によって、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧がほぼ０Ｖのときにスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにするように制御（いわゆるゼ
ロボルトスイッチング）することができ、スイッチング
ノイズの発生を容易に低減することができるという長所
を持つ。ところで、このインバータ回路の電源として昇
圧型のチョッパ回路を用いた場合には、チョッパ回路に
用いるスイッチング素子に耐圧の高いものが要求されコ
スト高になる。また、降圧型や極性逆転型（昇降圧型と
もいう）のチョッパ回路を用いる場合には、チョッパ回
路に用いるスイッチング素子の制御回路とインバータ回
路のスイッチング素子Ｑ1 の制御回路ＣＮとの基準電圧
が異なることになり、レベルシフト回路のような複雑な
回路構成が必要になる。つまり、インバータ回路として
構成の簡単なものを採用しても、チョッパ回路とインバ
ータ回路とを個別に有するものでは、上述のような各種
の問題が生じる。
電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）の監視によって、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧がほぼ０Ｖのときにスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにするように制御（いわゆるゼ
ロボルトスイッチング）することができ、スイッチング
ノイズの発生を容易に低減することができるという長所
を持つ。ところで、このインバータ回路の電源として昇
圧型のチョッパ回路を用いた場合には、チョッパ回路に
用いるスイッチング素子に耐圧の高いものが要求されコ
スト高になる。また、降圧型や極性逆転型（昇降圧型と
もいう）のチョッパ回路を用いる場合には、チョッパ回
路に用いるスイッチング素子の制御回路とインバータ回
路のスイッチング素子Ｑ1 の制御回路ＣＮとの基準電圧
が異なることになり、レベルシフト回路のような複雑な
回路構成が必要になる。つまり、インバータ回路として
構成の簡単なものを採用しても、チョッパ回路とインバ
ータ回路とを個別に有するものでは、上述のような各種
の問題が生じる。
【０００７】一方、装置の小型化および低コスト化を図
るために、図１９に示すようにチョッパ回路とインバー
タ回路とでスイッチング素子Ｑ1 を共用し、１つのスイ
ッチング素子Ｑ1 でチョッパ回路とインバータ回路との
動作を可能にした電源装置が提案されている（特開平４
−２７１号公報）。この電源装置は、直流電源である入
力電源Ｅにチョッパ用インダクタＬ1 を介して負荷回路
（放電灯Ｌａを含む）Ｚと平滑用コンデンサＣ1 との直
列回路を接続するとともに、負荷回路Ｚと平滑用コンデ
ンサＣ1 との直列回路にスイッチング素子Ｑ1 を並列接
続した構成を有する。また、スイッチング素子Ｑ1 は図
示していない制御回路でオン、オフされる。
るために、図１９に示すようにチョッパ回路とインバー
タ回路とでスイッチング素子Ｑ1 を共用し、１つのスイ
ッチング素子Ｑ1 でチョッパ回路とインバータ回路との
動作を可能にした電源装置が提案されている（特開平４
−２７１号公報）。この電源装置は、直流電源である入
力電源Ｅにチョッパ用インダクタＬ1 を介して負荷回路
（放電灯Ｌａを含む）Ｚと平滑用コンデンサＣ1 との直
列回路を接続するとともに、負荷回路Ｚと平滑用コンデ
ンサＣ1 との直列回路にスイッチング素子Ｑ1 を並列接
続した構成を有する。また、スイッチング素子Ｑ1 は図
示していない制御回路でオン、オフされる。
【０００８】この電源装置では、スイッチング素子Ｑ1
のオン時には、入力電源Ｅ−チョッパ用インダクタＬ1
−スイッチング素子Ｑ1 −入力電源Ｅの閉回路に電流が
流れ、同時に平滑用コンデンサＣ1 の充電電荷が平滑用
コンデンサＣ1 −負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ1 −
平滑用コンデンサＣ1 の閉回路で放電される。一方、ス
イッチング素子Ｑ1 がオフになると、入力電源Ｅ−チョ
ッパ用インダクタＬ1−負荷回路Ｚ−平滑用コンデンサ
Ｃ1 −入力電源Ｅの閉回路で電流が流れ、負荷回路Ｚを
通して平滑用コンデンサＣ1 が充電される。以上の動作
を繰り返すことにより、平滑用コンデンサＣ1 には負荷
回路Ｚを通じて充電電流、放電電流が流れ、平滑用コン
デンサＣ1 の両端電圧は入力電源Ｅの電圧にほぼ等しく
なる。つまり、チョッパ回路として機能し平滑用コンデ
ンサＣ1 を充電する。また、平滑用コンデンサＣ1 への
充電時と放電時とで負荷回路Ｚには互いに逆向きの電流
が流れるから負荷回路Ｚに交番電流が流れ、インバータ
回路としても機能することになる。
のオン時には、入力電源Ｅ−チョッパ用インダクタＬ1
−スイッチング素子Ｑ1 −入力電源Ｅの閉回路に電流が
流れ、同時に平滑用コンデンサＣ1 の充電電荷が平滑用
コンデンサＣ1 −負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ1 −
平滑用コンデンサＣ1 の閉回路で放電される。一方、ス
イッチング素子Ｑ1 がオフになると、入力電源Ｅ−チョ
ッパ用インダクタＬ1−負荷回路Ｚ−平滑用コンデンサ
Ｃ1 −入力電源Ｅの閉回路で電流が流れ、負荷回路Ｚを
通して平滑用コンデンサＣ1 が充電される。以上の動作
を繰り返すことにより、平滑用コンデンサＣ1 には負荷
回路Ｚを通じて充電電流、放電電流が流れ、平滑用コン
デンサＣ1 の両端電圧は入力電源Ｅの電圧にほぼ等しく
なる。つまり、チョッパ回路として機能し平滑用コンデ
ンサＣ1 を充電する。また、平滑用コンデンサＣ1 への
充電時と放電時とで負荷回路Ｚには互いに逆向きの電流
が流れるから負荷回路Ｚに交番電流が流れ、インバータ
回路としても機能することになる。
【０００９】上記電源装置を図２０を用いてさらに具体
的に説明する。図２０に示す回路では、図１９に示した
基本回路に対してスイッチ手段としてのＭＯＳＦＥＴよ
りなるスイッチング素子Ｑ1 に共振用コンデンサＣ2 が
並列接続され、共振用コンデンサＣ2 には共振用インダ
クタＬ2 が直列接続され、共振用コンデンサＣ2 と共振
用インダクタＬ2 との直列共振回路は平滑用コンデンサ
Ｃ1 に並列接続される。また、負荷回路Ｚは、フィラメ
ントを有する蛍光灯のような放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａ
の両フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用コ
ンデンサＣ3 とを備え、さらに、チョッパ用インダクタ
Ｌ1 およびスイッチング素子Ｑ1 の接続点と一方のフィ
ラメントの電源側との間に安定器用インダクタＬ3 が挿
入される。入力電源Ｅは、商用電源のような交流電源Ａ
Ｃをダイオードブリッジのような全波整流器ＤＢで整流
することにより得ている。スイッチング素子Ｑ1 は制御
回路ＣＮによりオン、オフされる。
的に説明する。図２０に示す回路では、図１９に示した
基本回路に対してスイッチ手段としてのＭＯＳＦＥＴよ
りなるスイッチング素子Ｑ1 に共振用コンデンサＣ2 が
並列接続され、共振用コンデンサＣ2 には共振用インダ
クタＬ2 が直列接続され、共振用コンデンサＣ2 と共振
用インダクタＬ2 との直列共振回路は平滑用コンデンサ
Ｃ1 に並列接続される。また、負荷回路Ｚは、フィラメ
ントを有する蛍光灯のような放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａ
の両フィラメントの非電源側端間に接続された予熱用コ
ンデンサＣ3 とを備え、さらに、チョッパ用インダクタ
Ｌ1 およびスイッチング素子Ｑ1 の接続点と一方のフィ
ラメントの電源側との間に安定器用インダクタＬ3 が挿
入される。入力電源Ｅは、商用電源のような交流電源Ａ
Ｃをダイオードブリッジのような全波整流器ＤＢで整流
することにより得ている。スイッチング素子Ｑ1 は制御
回路ＣＮによりオン、オフされる。
【００１０】次に、図２０に示す回路について動作を説
明する。この回路はスイッチング素子Ｑ1 と共振用コン
デンサＣ2 との動作により基本的には図２１に示す４つ
の動作モードで動作する。以下の説明は安定な動作状態
での動作について説明する。また、図中の矢印は電流の
流れを示す。図２１（ａ）は、スイッチング素子Ｑ1 が
オンである状態を示している。このとき共振用コンデン
サＣ2 の両端間は短絡されて機能せず、平滑用コンデン
サＣ 1 から共振用インダクタＬ2 と、放電灯Ｌａ（予熱
用コンデンサＣ3 ）および安定器用インダクタＬ3 の直
列回路とにそれぞれ電流が流れ、共振用インダクタＬ 2
と安定器用インダクタＬ3 とに磁気エネルギが蓄積され
る。また、全波整流器ＤＢからチョッパ用インダクタＬ
1 に電流が流れ、チョッパ用インダクタＬ1 にも磁気エ
ネルギが蓄積される。全波整流器ＤＢの出力電圧は交流
電源ＡＣの電圧の絶対値に等しいから、チョッパ用イン
ダクタＬ1 に流れる電流は交流電源ＡＣの電圧の絶対値
に比例した値になる。
明する。この回路はスイッチング素子Ｑ1 と共振用コン
デンサＣ2 との動作により基本的には図２１に示す４つ
の動作モードで動作する。以下の説明は安定な動作状態
での動作について説明する。また、図中の矢印は電流の
流れを示す。図２１（ａ）は、スイッチング素子Ｑ1 が
オンである状態を示している。このとき共振用コンデン
サＣ2 の両端間は短絡されて機能せず、平滑用コンデン
サＣ 1 から共振用インダクタＬ2 と、放電灯Ｌａ（予熱
用コンデンサＣ3 ）および安定器用インダクタＬ3 の直
列回路とにそれぞれ電流が流れ、共振用インダクタＬ 2
と安定器用インダクタＬ3 とに磁気エネルギが蓄積され
る。また、全波整流器ＤＢからチョッパ用インダクタＬ
1 に電流が流れ、チョッパ用インダクタＬ1 にも磁気エ
ネルギが蓄積される。全波整流器ＤＢの出力電圧は交流
電源ＡＣの電圧の絶対値に等しいから、チョッパ用イン
ダクタＬ1 に流れる電流は交流電源ＡＣの電圧の絶対値
に比例した値になる。
【００１１】次に、図２１（ｂ）のようにスイッチング
素子Ｑ1 がオフになった直後では、共振用インダクタＬ
2 と安定器用インダクタＬ3 とに蓄積された磁気エネル
ギが放出されるから、共振用インダクタＬ2 および安定
器用インダクタＬ3 には図２１（ａ）と同じ向きに電流
が流れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電される。した
がって、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（スイッチン
グ素子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇する。ま
た、チョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出さ
れるから、チョッパ用インダクタＬ1 にも図２１（ａ）
と同じ向きに電流が流れ続ける。チョッパ用インダクタ
Ｌ1 に流れる電流の大きさはチョッパ用インダクタＬ1
に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源ＡＣの電
圧の絶対値に比例する。その後、共振用インダクタＬ2
と安定器用インダクタＬ3 との磁気エネルギが放出され
てしまうと、図２１（ｃ）のように共振用コンデンサＣ
2 が放電を開始する。このときの放電電流は共振用イン
ダクタＬ2 と、安定器用インダクタＬ3 および放電灯Ｌ
ａ（予熱用コンデンサＣ3 ）の直列回路とを通して平滑
用コンデンサＣ1 への充電電流になる。また、この状態
でもチョッパ用インダクタＬ1 は磁気エネルギを放出し
続けるから、チョッパ用インダクタＬ1 を流れる電流は
共振用インダクタＬ2 と、安定器用インダクタＬ3 およ
び放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）の直列回路とを
通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流になる。
素子Ｑ1 がオフになった直後では、共振用インダクタＬ
2 と安定器用インダクタＬ3 とに蓄積された磁気エネル
ギが放出されるから、共振用インダクタＬ2 および安定
器用インダクタＬ3 には図２１（ａ）と同じ向きに電流
が流れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電される。した
がって、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（スイッチン
グ素子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇する。ま
た、チョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出さ
れるから、チョッパ用インダクタＬ1 にも図２１（ａ）
と同じ向きに電流が流れ続ける。チョッパ用インダクタ
Ｌ1 に流れる電流の大きさはチョッパ用インダクタＬ1
に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源ＡＣの電
圧の絶対値に比例する。その後、共振用インダクタＬ2
と安定器用インダクタＬ3 との磁気エネルギが放出され
てしまうと、図２１（ｃ）のように共振用コンデンサＣ
2 が放電を開始する。このときの放電電流は共振用イン
ダクタＬ2 と、安定器用インダクタＬ3 および放電灯Ｌ
ａ（予熱用コンデンサＣ3 ）の直列回路とを通して平滑
用コンデンサＣ1 への充電電流になる。また、この状態
でもチョッパ用インダクタＬ1 は磁気エネルギを放出し
続けるから、チョッパ用インダクタＬ1 を流れる電流は
共振用インダクタＬ2 と、安定器用インダクタＬ3 およ
び放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）の直列回路とを
通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流になる。
【００１２】共振用コンデンサＣ2 の放電が終了する
と、図２１（ｄ）のように、共振用インダクタＬ2 と安
定器用インダクタＬ3 との磁気エネルギによって、スイ
ッチング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位よりも下
がり、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐが導
通する。その結果、共振用インダクタＬ2 および安定器
用インダクタＬ3 は図２１（ｃ）と同じ方向に平滑用コ
ンデンサＣ1 への充電電流を流し続ける。また、チョッ
パ用インダクタＬ1 を流れる電流も図２１（ｃ）と同様
に平滑用コンデンサＣ1 を充電し続ける。ここに、チョ
ッパ用インダクタＬ1 のインダクタンスによってはチョ
ッパ用インダクタＬ1 に流れる電流には休止期間が生じ
ることもある。
と、図２１（ｄ）のように、共振用インダクタＬ2 と安
定器用インダクタＬ3 との磁気エネルギによって、スイ
ッチング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位よりも下
がり、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐが導
通する。その結果、共振用インダクタＬ2 および安定器
用インダクタＬ3 は図２１（ｃ）と同じ方向に平滑用コ
ンデンサＣ1 への充電電流を流し続ける。また、チョッ
パ用インダクタＬ1 を流れる電流も図２１（ｃ）と同様
に平滑用コンデンサＣ1 を充電し続ける。ここに、チョ
ッパ用インダクタＬ1 のインダクタンスによってはチョ
ッパ用インダクタＬ1 に流れる電流には休止期間が生じ
ることもある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述した動作より明ら
かなように、上記構成では、平滑用コンデンサＣ1 への
充電電流が負荷回路Ｚを流れる。しかるに、負荷回路Ｚ
として放電灯Ｌａのように、各種の動作状態（たとえ
ば、予熱、調光点灯、定常点灯）あるいは周囲温度の変
化などによってインピーダンスが変化するものを含む場
合には、上記回路構成では平滑用コンデンサＣ1 への充
電電流が変動し、結果的に平滑用コンデンサＣ1 の両端
電圧が変動することになる。つまりは、放電灯Ｌａのラ
ンプ電流も変動することになり、ランプ電流を所定の値
に制御するためには複雑な回路構成を要することにな
る。
かなように、上記構成では、平滑用コンデンサＣ1 への
充電電流が負荷回路Ｚを流れる。しかるに、負荷回路Ｚ
として放電灯Ｌａのように、各種の動作状態（たとえ
ば、予熱、調光点灯、定常点灯）あるいは周囲温度の変
化などによってインピーダンスが変化するものを含む場
合には、上記回路構成では平滑用コンデンサＣ1 への充
電電流が変動し、結果的に平滑用コンデンサＣ1 の両端
電圧が変動することになる。つまりは、放電灯Ｌａのラ
ンプ電流も変動することになり、ランプ電流を所定の値
に制御するためには複雑な回路構成を要することにな
る。
【００１４】また、スイッチング素子Ｑ1 はチョッパ回
路とインバータ回路とのスイッチ手段として兼用されて
いるから、チョッパ回路を流れる電流とインバータ回路
を流れる電流とが加算された形でスイッチング素子Ｑ1
に流れる。つまり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
が大きくなり、スイッチング素子Ｑ1 のストレスが大き
くなる。
路とインバータ回路とのスイッチ手段として兼用されて
いるから、チョッパ回路を流れる電流とインバータ回路
を流れる電流とが加算された形でスイッチング素子Ｑ1
に流れる。つまり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
が大きくなり、スイッチング素子Ｑ1 のストレスが大き
くなる。
【００１５】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、第１の目的は、負荷回路への出力を簡単な構成で
容易に制御することができる電源装置を提供することに
あり、第２の目的は、スイッチ手段に流れる電流を低減
した電源装置を提供することにある。
あり、第１の目的は、負荷回路への出力を簡単な構成で
容易に制御することができる電源装置を提供することに
あり、第２の目的は、スイッチ手段に流れる電流を低減
した電源装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、直
流入力電源にチョッパ用インダクタを介して直流導通素
子と平滑用コンデンサとの直列回路を接続し、上記直列
回路の両端間に、オン、オフ制御されるスイッチ手段を
接続すると共に負荷回路と直流カット用のコンデンサと
の直列回路を接続してある。
流入力電源にチョッパ用インダクタを介して直流導通素
子と平滑用コンデンサとの直列回路を接続し、上記直列
回路の両端間に、オン、オフ制御されるスイッチ手段を
接続すると共に負荷回路と直流カット用のコンデンサと
の直列回路を接続してある。
【００１７】請求項２の発明では、交流電源を全波整流
器により整流した直流入力電源を備え、直流入力電源に
チョッパ用インダクタを介して直流導通素子としての共
振用インダクタと平滑用コンデンサとの直列回路を接続
し、上記直列回路の両端間に、オン、オフ制御されるス
イッチ手段を接続すると共に安定器用インダクタと負荷
回路と直流カット用のコンデンサとの直列回路を接続し
てある。
器により整流した直流入力電源を備え、直流入力電源に
チョッパ用インダクタを介して直流導通素子としての共
振用インダクタと平滑用コンデンサとの直列回路を接続
し、上記直列回路の両端間に、オン、オフ制御されるス
イッチ手段を接続すると共に安定器用インダクタと負荷
回路と直流カット用のコンデンサとの直列回路を接続し
てある。
【００１８】請求項３の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記直流導通素子と平滑用コンデンサとの直列回
路の両端間に、第２の直流導通素子を介して、上記スイ
ッチ手段を接続すると共に上記負荷回路と直流カット用
のコンデンサとの直列回路を接続してある。請求項４の
発明では、請求項２の発明において、上記直流導通素子
としての共振用インダクタと平滑用コンデンサとの直列
回路の両端間に、第２の直流導通素子としての限流用イ
ンダクタを介して、上記スイッチ手段を接続すると共に
上記安定器用インダクタと負荷回路と直流カット用のコ
ンデンサとの直列回路を接続してある。
いて、上記直流導通素子と平滑用コンデンサとの直列回
路の両端間に、第２の直流導通素子を介して、上記スイ
ッチ手段を接続すると共に上記負荷回路と直流カット用
のコンデンサとの直列回路を接続してある。請求項４の
発明では、請求項２の発明において、上記直流導通素子
としての共振用インダクタと平滑用コンデンサとの直列
回路の両端間に、第２の直流導通素子としての限流用イ
ンダクタを介して、上記スイッチ手段を接続すると共に
上記安定器用インダクタと負荷回路と直流カット用のコ
ンデンサとの直列回路を接続してある。
【００１９】請求項５の発明では、直流入力電源にチョ
ッパ用インダクタを介して負荷回路と平滑用コンデンサ
との直列回路を接続し、上記直列回路の両端間にオン、
オフ制御されるスイッチ手段と第２の直流導通素子との
直列回路を接続してある。請求項６の発明では、交流電
源を全波整流器により整流した直流入力電源を備え、直
流入力電源にチョッパ用インダクタを介して直流導通素
子としての共振用インダクタと平滑用コンデンサとの直
列回路を接続し、上記直列回路の両端間に第２の直流挿
通素子としての限流用インダクタとオン、オフ制御され
るスイッチ手段との直列回路を接続し、共振用インダク
タと平滑用コンデンサとの接続点と限流用インダクタと
スイッチ手段との接続点との間に、安定器用インダクタ
と負荷回路との直列回路を接続し、共振用インダクタ
と、スイッチ手段と、限流用インダクタおよびスイッチ
手段の直列回路とのいずれかに共振用コンデンサを並列
的に接続してある。
ッパ用インダクタを介して負荷回路と平滑用コンデンサ
との直列回路を接続し、上記直列回路の両端間にオン、
オフ制御されるスイッチ手段と第２の直流導通素子との
直列回路を接続してある。請求項６の発明では、交流電
源を全波整流器により整流した直流入力電源を備え、直
流入力電源にチョッパ用インダクタを介して直流導通素
子としての共振用インダクタと平滑用コンデンサとの直
列回路を接続し、上記直列回路の両端間に第２の直流挿
通素子としての限流用インダクタとオン、オフ制御され
るスイッチ手段との直列回路を接続し、共振用インダク
タと平滑用コンデンサとの接続点と限流用インダクタと
スイッチ手段との接続点との間に、安定器用インダクタ
と負荷回路との直列回路を接続し、共振用インダクタ
と、スイッチ手段と、限流用インダクタおよびスイッチ
手段の直列回路とのいずれかに共振用コンデンサを並列
的に接続してある。
【００２０】請求項７の発明では、交流電源を全波整流
器により整流した直流入力電源を備え、直流入力電源に
チョッパ用インダクタを介してオン、オフ制御されるス
イッチ手段を接続し、上記スイッチ手段の両端間に安定
器用インダクタを介して直流導通素子としての共振用イ
ンダクタと平滑用コンデンサとの直列回路を接続し、負
荷回路を共振用インダクタと並列的に接続し、共振用イ
ンダクタとスイッチ手段とのいずれかに共振用コンデン
サを並列的に接続してある。
器により整流した直流入力電源を備え、直流入力電源に
チョッパ用インダクタを介してオン、オフ制御されるス
イッチ手段を接続し、上記スイッチ手段の両端間に安定
器用インダクタを介して直流導通素子としての共振用イ
ンダクタと平滑用コンデンサとの直列回路を接続し、負
荷回路を共振用インダクタと並列的に接続し、共振用イ
ンダクタとスイッチ手段とのいずれかに共振用コンデン
サを並列的に接続してある。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。 （実施形態１）基本的な回路構成を図１に、等価回路を
図２に、具体回路を図３に示す。図１を図２０と比較す
れば明らかであるが、図２０に示した従来構成では平滑
用コンデンサＣ1 と共振用インダクタＬ2 との接続点に
負荷回路Ｚ（放電灯Ｌａ、予熱用コンデンサＣ3 ）の一
端を接続していたのに対して、本実施形態では負荷回路
Ｚ（放電灯Ｌａ、予熱用コンデンサＣ3 ）に安定器用イ
ンダクタＬ3 だけではなく直流カット用のコンデンサＣ
4 も直列接続し、安定器用インダクタＬ3 と負荷回路Ｚ
とコンデンサＣ4 との直列回路をスイッチ手段としての
ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ1 に並列接続
してある。すなわち、平滑用コンデンサＣ 1 はチョッパ
用インダクタＬ1 と直流導通素子である共振用インダク
タＬ2 とを介して入力電源Ｅに接続され、負荷回路Ｚは
コンデンサＣ4 との直列回路をスイッチング素子Ｑ1 に
並列接続したことになる。また、スイッチング素子Ｑ1
はチョッパ用インダクタＬ1 を介して入力電源Ｅに接続
される。ここに、直流導通素子は、直流的には抵抗が小
さく、交流的には比較的大きなインピーダンスを持つ素
子という意味である。
に基づいて説明する。 （実施形態１）基本的な回路構成を図１に、等価回路を
図２に、具体回路を図３に示す。図１を図２０と比較す
れば明らかであるが、図２０に示した従来構成では平滑
用コンデンサＣ1 と共振用インダクタＬ2 との接続点に
負荷回路Ｚ（放電灯Ｌａ、予熱用コンデンサＣ3 ）の一
端を接続していたのに対して、本実施形態では負荷回路
Ｚ（放電灯Ｌａ、予熱用コンデンサＣ3 ）に安定器用イ
ンダクタＬ3 だけではなく直流カット用のコンデンサＣ
4 も直列接続し、安定器用インダクタＬ3 と負荷回路Ｚ
とコンデンサＣ4 との直列回路をスイッチ手段としての
ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ1 に並列接続
してある。すなわち、平滑用コンデンサＣ 1 はチョッパ
用インダクタＬ1 と直流導通素子である共振用インダク
タＬ2 とを介して入力電源Ｅに接続され、負荷回路Ｚは
コンデンサＣ4 との直列回路をスイッチング素子Ｑ1 に
並列接続したことになる。また、スイッチング素子Ｑ1
はチョッパ用インダクタＬ1 を介して入力電源Ｅに接続
される。ここに、直流導通素子は、直流的には抵抗が小
さく、交流的には比較的大きなインピーダンスを持つ素
子という意味である。
【００２２】図３に示すように、具体回路では、フィル
タ用インダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサＣ0 とから
なるローパスフィルタ回路を、交流電源ＡＣと全波整流
器ＤＢとの間に挿入することにより、入力電流の高調波
歪成分を低減してある。図１に示す基本回路の動作につ
いて説明する。この回路はスイッチング素子Ｑ 1 と共振
用コンデンサＣ2 との動作により基本的には図４に示す
４つの動作モードで動作する。以下では安定な動作状態
での動作について説明する。また、図中の矢印は電流の
流れを示す。
タ用インダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサＣ0 とから
なるローパスフィルタ回路を、交流電源ＡＣと全波整流
器ＤＢとの間に挿入することにより、入力電流の高調波
歪成分を低減してある。図１に示す基本回路の動作につ
いて説明する。この回路はスイッチング素子Ｑ 1 と共振
用コンデンサＣ2 との動作により基本的には図４に示す
４つの動作モードで動作する。以下では安定な動作状態
での動作について説明する。また、図中の矢印は電流の
流れを示す。
【００２３】図４（ａ）は、スイッチング素子Ｑ1 がオ
ンである状態を示している。このとき、共振用コンデン
サＣ2 の両端間は短絡されて機能せず、平滑用コンデン
サＣ 1 から共振用インダクタＬ2 に電流が流れるととも
に、コンデンサＣ4 から安定器用インダクタＬ3 と放電
灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路に電流が
流れ、共振用インダクタＬ2 と安定器用インダクタＬ3
とに磁気エネルギが蓄積される。また、全波整流器ＤＢ
からチョッパ用インダクタＬ1 に電流が流れ、チョッパ
用インダクタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積される。全波
整流器ＤＢの出力電圧は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に
略等しいから、チョッパ用インダクタＬ 1 に流れる電流
は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に比例した値になる。
ンである状態を示している。このとき、共振用コンデン
サＣ2 の両端間は短絡されて機能せず、平滑用コンデン
サＣ 1 から共振用インダクタＬ2 に電流が流れるととも
に、コンデンサＣ4 から安定器用インダクタＬ3 と放電
灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路に電流が
流れ、共振用インダクタＬ2 と安定器用インダクタＬ3
とに磁気エネルギが蓄積される。また、全波整流器ＤＢ
からチョッパ用インダクタＬ1 に電流が流れ、チョッパ
用インダクタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積される。全波
整流器ＤＢの出力電圧は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に
略等しいから、チョッパ用インダクタＬ 1 に流れる電流
は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に比例した値になる。
【００２４】次に、図４（ｂ）のようにスイッチング素
子Ｑ1 がオフになった直後では、共振用インダクタＬ2
と安定器用インダクタＬ3 とに蓄積された磁気エネルギ
が放出されるから、共振用インダクタＬ2 および安定器
用インダクタＬ3 には図４（ａ）と同じ向きに電流が流
れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電される。したがっ
て、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（スイッチング素
子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇する。また、チ
ョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出されるか
ら、チョッパ用インダクタＬ1 にも図４（ａ）と同じ向
きに電流が流れ続ける。チョッパ用インダクタＬ1 に流
れる電流の大きさはチョッパ用インダクタＬ1 に蓄積さ
れた磁気エネルギ、すなわち交流電源ＡＣの電圧の絶対
値に比例する。その後、共振用インダクタＬ2 と安定器
用インダクタＬ3 との磁気エネルギが放出されてしまう
と、図４（ｃ）のように共振用コンデンサＣ2 が放電を
開始する。このときの放電電流は共振用インダクタＬ2
を通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流になる。こ
のとき同時に、安定器用インダクタＬ3 と放電灯Ｌａ
（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路を通してコンデ
ンサＣ4 に充電電流が流れる。また、チョッパ用インダ
クタＬ1 は磁気エネルギを放出し続けるから、チョッパ
用インダクタＬ1 を流れる電流は共振用インダクタＬ2
を通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流になる。
子Ｑ1 がオフになった直後では、共振用インダクタＬ2
と安定器用インダクタＬ3 とに蓄積された磁気エネルギ
が放出されるから、共振用インダクタＬ2 および安定器
用インダクタＬ3 には図４（ａ）と同じ向きに電流が流
れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電される。したがっ
て、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（スイッチング素
子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇する。また、チ
ョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出されるか
ら、チョッパ用インダクタＬ1 にも図４（ａ）と同じ向
きに電流が流れ続ける。チョッパ用インダクタＬ1 に流
れる電流の大きさはチョッパ用インダクタＬ1 に蓄積さ
れた磁気エネルギ、すなわち交流電源ＡＣの電圧の絶対
値に比例する。その後、共振用インダクタＬ2 と安定器
用インダクタＬ3 との磁気エネルギが放出されてしまう
と、図４（ｃ）のように共振用コンデンサＣ2 が放電を
開始する。このときの放電電流は共振用インダクタＬ2
を通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流になる。こ
のとき同時に、安定器用インダクタＬ3 と放電灯Ｌａ
（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路を通してコンデ
ンサＣ4 に充電電流が流れる。また、チョッパ用インダ
クタＬ1 は磁気エネルギを放出し続けるから、チョッパ
用インダクタＬ1 を流れる電流は共振用インダクタＬ2
を通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流になる。
【００２５】共振用コンデンサＣ2 の放電が終了する
と、図４（ｄ）のように、共振用インダクタＬ2 と安定
器用インダクタＬ3 との磁気エネルギによって、スイッ
チング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位よりも下が
り、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐが導通
する。その結果、共振用インダクタＬ2 は図４（ｃ）と
同じ方向に平滑用コンデンサＣ1 への充電電流を流し続
け、安定器用インダクタＬ3 はコンデンサＣ4 への充電
電流を流し続ける。また、チョッパ用インダクタＬ1 を
流れる電流も図４（ｃ）と同様に平滑用コンデンサＣ1
およびコンデンサＣ4 を充電し続ける。ここに、チョッ
パ用インダクタＬ1 のインダクタンスによってはチョッ
パ用インダクタＬ1 に流れる電流には休止期間が生じる
こともある。
と、図４（ｄ）のように、共振用インダクタＬ2 と安定
器用インダクタＬ3 との磁気エネルギによって、スイッ
チング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位よりも下が
り、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐが導通
する。その結果、共振用インダクタＬ2 は図４（ｃ）と
同じ方向に平滑用コンデンサＣ1 への充電電流を流し続
け、安定器用インダクタＬ3 はコンデンサＣ4 への充電
電流を流し続ける。また、チョッパ用インダクタＬ1 を
流れる電流も図４（ｃ）と同様に平滑用コンデンサＣ1
およびコンデンサＣ4 を充電し続ける。ここに、チョッ
パ用インダクタＬ1 のインダクタンスによってはチョッ
パ用インダクタＬ1 に流れる電流には休止期間が生じる
こともある。
【００２６】図５に図１の回路の各部の動作を示す。図
５の（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ平滑用コンデンサＣ1
の充放電の電流ＩC1、共振用インダクタＬ2 を流れる電
流Ｉ L2、放電灯Ｌａのランプ電流ＩLa、チョッパ用イン
ダクタを流れる電流ＩL1、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧Ｖｄｓ、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン電流
Ｉｄｓを示している。また、全波整流器ＤＢの出力電圧
ＶDBとチョッパ用インダクタに流れる電流ＩL1との関係
を図６に示す。ここに、図５は図６に対して時間軸を拡
大して示している。全波整流器ＤＢの出力電圧ＶDBは交
流電源ＡＣの電圧値の絶対値に相当し、チョッパ用イン
ダクタＬ1 を流れる電流ＩL1のピーク値は、全波整流器
ＤＢの出力電圧ＶDBに比例しているから、フィルタ用イ
ンダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサＣ0 とを最適値に
選べば入力電流の高周波成分をカットすることができ、
交流電源ＡＣからの入力電流は全期間で入力電圧波形に
相似となる。したがって、この電源装置の力率が向上
し、入力電流高調波が改善される。
５の（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ平滑用コンデンサＣ1
の充放電の電流ＩC1、共振用インダクタＬ2 を流れる電
流Ｉ L2、放電灯Ｌａのランプ電流ＩLa、チョッパ用イン
ダクタを流れる電流ＩL1、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧Ｖｄｓ、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン電流
Ｉｄｓを示している。また、全波整流器ＤＢの出力電圧
ＶDBとチョッパ用インダクタに流れる電流ＩL1との関係
を図６に示す。ここに、図５は図６に対して時間軸を拡
大して示している。全波整流器ＤＢの出力電圧ＶDBは交
流電源ＡＣの電圧値の絶対値に相当し、チョッパ用イン
ダクタＬ1 を流れる電流ＩL1のピーク値は、全波整流器
ＤＢの出力電圧ＶDBに比例しているから、フィルタ用イ
ンダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサＣ0 とを最適値に
選べば入力電流の高周波成分をカットすることができ、
交流電源ＡＣからの入力電流は全期間で入力電圧波形に
相似となる。したがって、この電源装置の力率が向上
し、入力電流高調波が改善される。
【００２７】また、図１９に示した従来の電源装置とは
異なり、平滑用コンデンサＣ1 への充電電流が放電灯Ｌ
ａを流れないから、放電灯Ｌａのようにインピーダンス
の変動する負荷回路Ｚを接続している場合であっても、
平滑用コンデンサＣ1 の電圧が大きく変動することはな
い。すなわち、図１９の回路構成では平滑用コンデンサ
Ｃ1 の充電電流と放電電流とがともに変動するのに対し
て、本実施形態では平滑用コンデンサＣ1 の放電電流の
みが負荷回路Ｚの変動に伴って変動するから、従来構成
に比較すると、インバータ回路の電源電圧が安定し、イ
ンバータ回路の出力を所定の値に制御するのが容易にな
る。
異なり、平滑用コンデンサＣ1 への充電電流が放電灯Ｌ
ａを流れないから、放電灯Ｌａのようにインピーダンス
の変動する負荷回路Ｚを接続している場合であっても、
平滑用コンデンサＣ1 の電圧が大きく変動することはな
い。すなわち、図１９の回路構成では平滑用コンデンサ
Ｃ1 の充電電流と放電電流とがともに変動するのに対し
て、本実施形態では平滑用コンデンサＣ1 の放電電流の
みが負荷回路Ｚの変動に伴って変動するから、従来構成
に比較すると、インバータ回路の電源電圧が安定し、イ
ンバータ回路の出力を所定の値に制御するのが容易にな
る。
【００２８】ところで、制御回路ＣＮは、図３に示すよ
うに、一対の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路をスイッチング
素子Ｑ1 に並列接続することにより、スイッチング素子
Ｑ1の両端電圧（ドレイン・ソース間電圧）に比例する
電圧を検出し、抵抗Ｒ2 に並列接続したコンデンサＣ5
を用いてスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧に比例する電
圧を積分する。コンデンサＣ5 の両端電圧は、反転回路
ＩＣ1 により波形整形された後に、コンデンサＣ6 およ
び抵抗Ｒ7 よりなる微分回路を通り、反転回路ＩＣ2 で
波形整形される。この反転回路ＩＣ2 の出力信号は、汎
用のタイマ用集積回路（たとえば、ＮＥＣ社製のμＰＣ
１５５５）ＩＣ4 を主構成要素とする単安定マルチバイ
ブレータにトリガ信号として入力される。この単安定マ
ルチバイブレータは、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 とによ
り時定数が決定される。また、電源投入直後の誤動作防
止用にコンデンサＣ7 を備える。一方、電源投入直後に
スイッチング素子Ｑ1 を起動するために、図示しない別
途の制御電源ＶDD（交流電源ＡＣから得る）の両端に接
続された抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との直列回路と、抵
抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との接続点に接続された反転回
路ＩＣ3 とを備える。上述した単安定マルチバイブレー
タと反転回路ＩＣ3 との出力は、それぞれワイヤードオ
アを構成するダイオードＤ5 ，Ｄ6 および抵抗Ｒ3 を通
してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに接続される。ま
た、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソードにはプルダウン抵
抗Ｒ5 も接続される。
うに、一対の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路をスイッチング
素子Ｑ1 に並列接続することにより、スイッチング素子
Ｑ1の両端電圧（ドレイン・ソース間電圧）に比例する
電圧を検出し、抵抗Ｒ2 に並列接続したコンデンサＣ5
を用いてスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧に比例する電
圧を積分する。コンデンサＣ5 の両端電圧は、反転回路
ＩＣ1 により波形整形された後に、コンデンサＣ6 およ
び抵抗Ｒ7 よりなる微分回路を通り、反転回路ＩＣ2 で
波形整形される。この反転回路ＩＣ2 の出力信号は、汎
用のタイマ用集積回路（たとえば、ＮＥＣ社製のμＰＣ
１５５５）ＩＣ4 を主構成要素とする単安定マルチバイ
ブレータにトリガ信号として入力される。この単安定マ
ルチバイブレータは、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 とによ
り時定数が決定される。また、電源投入直後の誤動作防
止用にコンデンサＣ7 を備える。一方、電源投入直後に
スイッチング素子Ｑ1 を起動するために、図示しない別
途の制御電源ＶDD（交流電源ＡＣから得る）の両端に接
続された抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との直列回路と、抵
抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との接続点に接続された反転回
路ＩＣ3 とを備える。上述した単安定マルチバイブレー
タと反転回路ＩＣ3 との出力は、それぞれワイヤードオ
アを構成するダイオードＤ5 ，Ｄ6 および抵抗Ｒ3 を通
してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに接続される。ま
た、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソードにはプルダウン抵
抗Ｒ5 も接続される。
【００２９】次に、制御回路ＣＮの動作について図７を
参照して説明する。図７の（ａ）〜（ｌ）はそれぞれ図
３のａ〜ｌで示す各部の信号である。この制御回路ＣＮ
は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧されたスイッチング素子
Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖであることを検出すると、スイ
ッチング素子Ｑ1 を一定期間オンにするように駆動信号
を出力し、いわゆるゼロボルトスイッチングを行なう。
参照して説明する。図７の（ａ）〜（ｌ）はそれぞれ図
３のａ〜ｌで示す各部の信号である。この制御回路ＣＮ
は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧されたスイッチング素子
Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖであることを検出すると、スイ
ッチング素子Ｑ1 を一定期間オンにするように駆動信号
を出力し、いわゆるゼロボルトスイッチングを行なう。
【００３０】まず、電源を投入した時点では反転回路Ｉ
Ｃ3 の入力ｋはＬレベルであり（図７（ｋ））、反転回
路ＩＣ3 の出力ｌはＨレベルであるから（図７
（ｌ））、ダイオードＤ6 と抵抗Ｒ3 とを介してスイッ
チング素子Ｑ1 がオンになる（図７（ｉ）（ｊ））。そ
の後、制御電源ＶDDから抵抗Ｒ6 を介してコンデンサＣ
9 が充電され、一定時間後に反転回路ＩＣ3 の入力ｋが
閾値に達して反転回路ＩＣ3 の出力ｌがＨレベルからＬ
レベルに変化し、スイッチング素子Ｑ1 がオフになるの
である。
Ｃ3 の入力ｋはＬレベルであり（図７（ｋ））、反転回
路ＩＣ3 の出力ｌはＨレベルであるから（図７
（ｌ））、ダイオードＤ6 と抵抗Ｒ3 とを介してスイッ
チング素子Ｑ1 がオンになる（図７（ｉ）（ｊ））。そ
の後、制御電源ＶDDから抵抗Ｒ6 を介してコンデンサＣ
9 が充電され、一定時間後に反転回路ＩＣ3 の入力ｋが
閾値に達して反転回路ＩＣ3 の出力ｌがＨレベルからＬ
レベルに変化し、スイッチング素子Ｑ1 がオフになるの
である。
【００３１】上述のような起動時の制御により動作を開
始する。すなわち、共振用インダクタＬ2 と共振用コン
デンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ1 とにより構成された
電圧共振スイッチにより、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが上昇する（図７（ａ））。その後、共振用
インダクタＬ2 と共振用コンデンサＣ2 とによる直列共
振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが略０Ｖになると（図７（ａ））、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧された電圧ｂも０Ｖになる（図７
（ｂ））。ここで、反転回路ＩＣ1 の入力端にはコンデ
ンサＣ5 を接続しているから、スイッチング素子Ｑ1 の
ドレイン電圧の変化は遅延され、チャタリングによる誤
動作が防止される。反転回路ＩＣ1 の入力がＬレベルに
なると、反転回路ＩＣ1 の出力ｃはＨレベルになる（図
７（ｃ））。反転回路ＩＣ1 の出力が立ち上がると、コ
ンデンサＣ6 および抵抗Ｒ7 による微分回路を通して反
転回路ＩＣ2 の入力ｄ（図７（ｄ））が短時間だけＨレ
ベルになり、反転回路ＩＣ2 からは短時間だけＬレベル
になる出力ｅが発生する（図７（ｅ））。
始する。すなわち、共振用インダクタＬ2 と共振用コン
デンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ1 とにより構成された
電圧共振スイッチにより、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが上昇する（図７（ａ））。その後、共振用
インダクタＬ2 と共振用コンデンサＣ2 とによる直列共
振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが略０Ｖになると（図７（ａ））、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧された電圧ｂも０Ｖになる（図７
（ｂ））。ここで、反転回路ＩＣ1 の入力端にはコンデ
ンサＣ5 を接続しているから、スイッチング素子Ｑ1 の
ドレイン電圧の変化は遅延され、チャタリングによる誤
動作が防止される。反転回路ＩＣ1 の入力がＬレベルに
なると、反転回路ＩＣ1 の出力ｃはＨレベルになる（図
７（ｃ））。反転回路ＩＣ1 の出力が立ち上がると、コ
ンデンサＣ6 および抵抗Ｒ7 による微分回路を通して反
転回路ＩＣ2 の入力ｄ（図７（ｄ））が短時間だけＨレ
ベルになり、反転回路ＩＣ2 からは短時間だけＬレベル
になる出力ｅが発生する（図７（ｅ））。
【００３２】このようにして得られた反転回路ＩＣ2 の
出力ｅにより単安定マルチバイブレータがトリガされ、
時定数を決める抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の
電位ｇが上昇する（図７（ｇ））。タイマ用集積回路Ｉ
Ｃ4 では、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の電位
ｇが、制御電圧ＶDDの２／３に達するとコンデンサＣ 8
を急速に放電させる。ここで、コンデンサＣ8 の充電中
にはタイマ用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＨレベルであっ
て（図７（ｈ））、ダイオードＤ5 、抵抗Ｒ3を介して
スイッチング素子Ｑ1 がオンに制御される。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖになると、スイ
ッチング素子Ｑ1 は一定時間だけオンになる。
出力ｅにより単安定マルチバイブレータがトリガされ、
時定数を決める抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の
電位ｇが上昇する（図７（ｇ））。タイマ用集積回路Ｉ
Ｃ4 では、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の電位
ｇが、制御電圧ＶDDの２／３に達するとコンデンサＣ 8
を急速に放電させる。ここで、コンデンサＣ8 の充電中
にはタイマ用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＨレベルであっ
て（図７（ｈ））、ダイオードＤ5 、抵抗Ｒ3を介して
スイッチング素子Ｑ1 がオンに制御される。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖになると、スイ
ッチング素子Ｑ1 は一定時間だけオンになる。
【００３３】また、タイマ用集積回路ＩＣ4 のうちコン
デンサＣ7 が接続されている端子の電位ｆは、タイマ用
集積回路ＩＣ4 の内部の抵抗とコンデンサＣ7 とにより
決定される時定数で、電源投入後から徐々に上昇し（図
７（ｆ））、この電位ｆが所定値以下の期間にはタイマ
用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＬレベルに保たれる。した
がって、スイッチング素子Ｑ1 のオン時間は抵抗Ｒ4 と
コンデンサＣ8 とによって設定され、オフ時間はスイッ
チング素子Ｑ1 のドレイン電圧ａが０Ｖに戻るまでの時
間で決まる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 を含む回
路の状態によってオフ時間が調節されることになる。
デンサＣ7 が接続されている端子の電位ｆは、タイマ用
集積回路ＩＣ4 の内部の抵抗とコンデンサＣ7 とにより
決定される時定数で、電源投入後から徐々に上昇し（図
７（ｆ））、この電位ｆが所定値以下の期間にはタイマ
用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＬレベルに保たれる。した
がって、スイッチング素子Ｑ1 のオン時間は抵抗Ｒ4 と
コンデンサＣ8 とによって設定され、オフ時間はスイッ
チング素子Ｑ1 のドレイン電圧ａが０Ｖに戻るまでの時
間で決まる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 を含む回
路の状態によってオフ時間が調節されることになる。
【００３４】（実施形態２）図８に示すように、図１に
示した実施形態１の基本構成において、チョッパ用イン
ダクタＬ1 を全波整流器ＤＢの負極側出力端とスイッチ
ング素子Ｑ1 のソースとの間に接続した点のみが相違す
る。この回路構成でもチョッパ用インダクタＬ1 とスイ
ッチング素子Ｑ1 が直列的に接続されているから、実施
形態１と同様に動作する。
示した実施形態１の基本構成において、チョッパ用イン
ダクタＬ1 を全波整流器ＤＢの負極側出力端とスイッチ
ング素子Ｑ1 のソースとの間に接続した点のみが相違す
る。この回路構成でもチョッパ用インダクタＬ1 とスイ
ッチング素子Ｑ1 が直列的に接続されているから、実施
形態１と同様に動作する。
【００３５】（実施形態３）図９に示すように、図１に
示した実施形態１の基本構成において、共振用コンデン
サＣ2 を共振用インダクタＬ2 に並列接続したものであ
る。この構成でも、共振用インダクタＬ2 と共振用コン
デンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ1 とにより電圧共振ス
イッチが構成されているから、実施形態１と同様に動作
する。
示した実施形態１の基本構成において、共振用コンデン
サＣ2 を共振用インダクタＬ2 に並列接続したものであ
る。この構成でも、共振用インダクタＬ2 と共振用コン
デンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ1 とにより電圧共振ス
イッチが構成されているから、実施形態１と同様に動作
する。
【００３６】（実施形態４）図１０に示すように、全波
整流器ＤＢに対して実施形態１の基本構成における全波
整流器ＤＢを除いた回路を２個接続したものである。こ
こに、図１０において各符号の添字のうちの右側の添字
が図１に示した各符号の添字と一致する構成要素は、図
１に示した各構成要素と同機能を持つものである。ここ
で、同様の回路を２個設けた例を示しているが、３個以
上設けてもよい。
整流器ＤＢに対して実施形態１の基本構成における全波
整流器ＤＢを除いた回路を２個接続したものである。こ
こに、図１０において各符号の添字のうちの右側の添字
が図１に示した各符号の添字と一致する構成要素は、図
１に示した各構成要素と同機能を持つものである。ここ
で、同様の回路を２個設けた例を示しているが、３個以
上設けてもよい。
【００３７】（実施形態５）図１１、図１２に示すよう
に、図１に示した実施形態１の基本構成に対して、チョ
ッパ用インダクタＬ1 から負荷回路Ｚおよびスイッチン
グ素子Ｑ1 への経路に限流用インダクタＬ4 を第２の直
流導通素子として挿入したものである。つまり、本実施
形態はチョッパ用インダクタＬ1 から平滑用コンデンサ
Ｃ1 への経路にも直流導通素子として共振用インダクタ
Ｌ2 を挿入しているから、２個の直流導通素子が存在す
ることになる。しかして、本実施形態の構成ではスイッ
チング素子Ｑ1 に直列的に限流用インダクタＬ4 が接続
されていることによって、スイッチング素子Ｑ1 に流れ
る電流が低減されるのである。ここで、スイッチング素
子Ｑ1 について、インバータ回路としての通過電流を実
施形態１と同じに設定しているものとすれば、チョッパ
回路としての通過電流を低減したことになる。他の構成
および動作は実施形態１と同様である。
に、図１に示した実施形態１の基本構成に対して、チョ
ッパ用インダクタＬ1 から負荷回路Ｚおよびスイッチン
グ素子Ｑ1 への経路に限流用インダクタＬ4 を第２の直
流導通素子として挿入したものである。つまり、本実施
形態はチョッパ用インダクタＬ1 から平滑用コンデンサ
Ｃ1 への経路にも直流導通素子として共振用インダクタ
Ｌ2 を挿入しているから、２個の直流導通素子が存在す
ることになる。しかして、本実施形態の構成ではスイッ
チング素子Ｑ1 に直列的に限流用インダクタＬ4 が接続
されていることによって、スイッチング素子Ｑ1 に流れ
る電流が低減されるのである。ここで、スイッチング素
子Ｑ1 について、インバータ回路としての通過電流を実
施形態１と同じに設定しているものとすれば、チョッパ
回路としての通過電流を低減したことになる。他の構成
および動作は実施形態１と同様である。
【００３８】（実施形態６）実施形態５と同様に、図１
９に示した従来構成に対して、図１３、図１４のように
チョッパ用インダクタＬ1 から負荷回路Ｚおよびスイッ
チング素子Ｑ1 への経路に限流用インダクタＬ4 を直流
導通素子として挿入すれば、スイッチング素子Ｑ1 に直
列的に限流用インダクタＬ4 が挿入されるから、スイッ
チング素子Ｑ 1 に流れる電流を低減することができる。
つまり、スイッチング素子Ｑ1 について、インバータ回
路としての通過電流を実施形態１と同じに設定している
ものとすれば、チョッパ回路としての通過電流を低減し
たことになる。
９に示した従来構成に対して、図１３、図１４のように
チョッパ用インダクタＬ1 から負荷回路Ｚおよびスイッ
チング素子Ｑ1 への経路に限流用インダクタＬ4 を直流
導通素子として挿入すれば、スイッチング素子Ｑ1 に直
列的に限流用インダクタＬ4 が挿入されるから、スイッ
チング素子Ｑ 1 に流れる電流を低減することができる。
つまり、スイッチング素子Ｑ1 について、インバータ回
路としての通過電流を実施形態１と同じに設定している
ものとすれば、チョッパ回路としての通過電流を低減し
たことになる。
【００３９】（実施形態７）図１９に示した従来構成に
おいて、スイッチング素子Ｑ1 のドレインに接続されて
いる共振用インダクタＬ2 の一端を、図１５のように安
定器用インダクタＬ 3 と放電灯Ｌａとの接続点に接続す
れば、スイッチング素子Ｑ1 がインバータ回路として動
作するときに、スイッチング素子Ｑ1 に安定器用インダ
クタＬ3 が直列的に接続されるから、スイッチング素子
Ｑ1 に流れる電流を低減することができる。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1 について、チョッパ回路としての通
過電流を従来構成と同じに設定しているとすれば、イン
バータ回路としての通過電流を低減したことになる。
おいて、スイッチング素子Ｑ1 のドレインに接続されて
いる共振用インダクタＬ2 の一端を、図１５のように安
定器用インダクタＬ 3 と放電灯Ｌａとの接続点に接続す
れば、スイッチング素子Ｑ1 がインバータ回路として動
作するときに、スイッチング素子Ｑ1 に安定器用インダ
クタＬ3 が直列的に接続されるから、スイッチング素子
Ｑ1 に流れる電流を低減することができる。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1 について、チョッパ回路としての通
過電流を従来構成と同じに設定しているとすれば、イン
バータ回路としての通過電流を低減したことになる。
【００４０】（実施形態８）図１９に示した従来構成に
おいて、図１６のように共振用インダクタＬ2 を放電灯
Ｌａの両フィラメントの非電源側端間に接続すれば、ス
イッチング素子Ｑ1がインバータ回路として動作すると
きに、安定器用インダクタＬ3 がスイッチング素子Ｑ1
に直列的に接続されるから、実施形態７と同様に、スイ
ッチング素子Ｑ1 の通過電流を低減することができる。
おいて、図１６のように共振用インダクタＬ2 を放電灯
Ｌａの両フィラメントの非電源側端間に接続すれば、ス
イッチング素子Ｑ1がインバータ回路として動作すると
きに、安定器用インダクタＬ3 がスイッチング素子Ｑ1
に直列的に接続されるから、実施形態７と同様に、スイ
ッチング素子Ｑ1 の通過電流を低減することができる。
【００４１】（実施形態９）図１２に示した実施形態５
の回路構成ではスイッチング素子Ｑ1 に共振用コンデン
サＣ2 を並列接続しているが、本実施形態では図１７に
示すように、共振用コンデンサＣ2 の一端とスイッチン
グ素子Ｑ1 との間に限流用インダクタＬ4 を挿入してい
る。この回路構成においても、実施形態５と同様に、ス
イッチング素子Ｑ1 に流れる電流が低減される。他の構
成および動作は実施形態１と同様である。
の回路構成ではスイッチング素子Ｑ1 に共振用コンデン
サＣ2 を並列接続しているが、本実施形態では図１７に
示すように、共振用コンデンサＣ2 の一端とスイッチン
グ素子Ｑ1 との間に限流用インダクタＬ4 を挿入してい
る。この回路構成においても、実施形態５と同様に、ス
イッチング素子Ｑ1 に流れる電流が低減される。他の構
成および動作は実施形態１と同様である。
【００４２】上述した各実施形態では、負荷回路Ｚが放
電灯Ｌａを含んでいる例を示したが、高周波電流を通電
する負荷回路Ｚであればどのようなものでもよく、整流
平滑回路を備え交流から直流に変換する電源装置を備え
るような負荷回路Ｚであってもよい。また、負荷回路Ｚ
が複数であってもよく、負荷回路Ｚを並列あるいは直列
に接続した構成でもローパスフィルタのみを共用した
り、実施形態４のように全波整流回路ＤＢとローパスフ
ィルタとを共用したりすることが可能である。
電灯Ｌａを含んでいる例を示したが、高周波電流を通電
する負荷回路Ｚであればどのようなものでもよく、整流
平滑回路を備え交流から直流に変換する電源装置を備え
るような負荷回路Ｚであってもよい。また、負荷回路Ｚ
が複数であってもよく、負荷回路Ｚを並列あるいは直列
に接続した構成でもローパスフィルタのみを共用した
り、実施形態４のように全波整流回路ＤＢとローパスフ
ィルタとを共用したりすることが可能である。
【００４３】
【発明の効果】請求項１、２の発明は、平滑用コンデン
サへの充電電流が負荷回路を流れないから、負荷回路に
放電灯のようなインピーダンスの変化する要素が含まれ
ている場合であっても、平滑用コンデンサの両端電圧へ
の影響が少ないのである。すなわち、電源となる平滑用
コンデンサの両端電圧が安定することによって、負荷回
路の動作を安定させることができる。とくに、負荷回路
に放電灯を含む場合であってもランプ電流の変動を抑制
することができ、ランプ電流を所望値に制御するのが容
易になるという利点がある。また、チョッパ回路とイン
バータ回路とを兼用した動作を行なうから、請求項２の
発明のように、入力電源として交流電源を全波整流器で
整流している場合には、交流電源と全波整流器との間に
簡単なフィルタを挿入する程度で、入力高調波歪みを大
幅に改善することができる。
サへの充電電流が負荷回路を流れないから、負荷回路に
放電灯のようなインピーダンスの変化する要素が含まれ
ている場合であっても、平滑用コンデンサの両端電圧へ
の影響が少ないのである。すなわち、電源となる平滑用
コンデンサの両端電圧が安定することによって、負荷回
路の動作を安定させることができる。とくに、負荷回路
に放電灯を含む場合であってもランプ電流の変動を抑制
することができ、ランプ電流を所望値に制御するのが容
易になるという利点がある。また、チョッパ回路とイン
バータ回路とを兼用した動作を行なうから、請求項２の
発明のように、入力電源として交流電源を全波整流器で
整流している場合には、交流電源と全波整流器との間に
簡単なフィルタを挿入する程度で、入力高調波歪みを大
幅に改善することができる。
【００４４】請求項３ないし請求項７の発明は、スイッ
チ手段がチョッパ回路として動作するかインバータ回路
として動作するかのいずれか一方の状態において、スイ
ッチ手段への電流経路に直流導通素子（インダクタ）が
挿入されるから、スイッチ手段に流れる電流量を従来よ
りも低減することが可能になり、スイッチ手段へのスト
レスが低減されるという利点がある。
チ手段がチョッパ回路として動作するかインバータ回路
として動作するかのいずれか一方の状態において、スイ
ッチ手段への電流経路に直流導通素子（インダクタ）が
挿入されるから、スイッチ手段に流れる電流量を従来よ
りも低減することが可能になり、スイッチ手段へのスト
レスが低減されるという利点がある。
【図１】実施形態１の基本構成を示す回路図である。
【図２】実施形態１の等価回路図である。
【図３】実施形態１の具体回路図である。
【図４】実施形態１の動作説明図である。
【図５】実施形態１の動作説明図である。
【図６】実施形態１の動作説明図である。
【図７】実施形態１に用いる制御回路の動作説明図であ
る。
る。
【図８】実施形態２の回路図である。
【図９】実施形態３の回路図である。
【図１０】実施形態４の回路図である。
【図１１】実施形態５の回路図である。
【図１２】実施形態５の等価回路図である。
【図１３】実施形態６の回路図である。
【図１４】実施形態６の等価回路図である。
【図１５】実施形態７の回路図である。
【図１６】実施形態８の回路図である。
【図１７】実施形態９の回路図である。
【図１８】従来構成の回路図である。
【図１９】他の従来構成の回路図である。
【図２０】さらに他の従来構成の回路図である。
【図２１】図２０に示した従来構成の動作説明図であ
る。
る。
ＡＣ 交流電源
Ｃ1 平滑用コンデンサ
Ｃ2 共振用コンデンサ
Ｃ4 コンデンサ
ＤＢ 全波整流器
Ｅ 入力電源
Ｌ1 チョッパ用インダクタ
Ｌ2 共振用インダクタ
Ｌ3 安定器用インダクタ
Ｌ4 限流用インダクタ
Ｑ1 スイッチング素子
Ｚ 負荷回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/537
H02M 7/48
H05B 41/24
Claims (7)
- 【請求項１】 直流入力電源にチョッパ用インダクタを
介して直流導通素子と平滑用コンデンサとの直列回路を
接続し、上記直列回路の両端間に、オン、オフ制御され
るスイッチ手段を接続すると共に負荷回路と直流カット
用のコンデンサとの直列回路を接続して成ることを特徴
とする電源装置。 - 【請求項２】 交流電源を全波整流器により整流した直
流入力電源を備え、直流入力電源にチョッパ用インダク
タを介して直流導通素子としての共振用インダクタと平
滑用コンデンサとの直列回路を接続し、上記直列回路の
両端間に、オン、オフ制御されるスイッチ手段を接続す
ると共に安定器用インダクタと負荷回路と直流カット用
のコンデンサとの直列回路を接続して成ることを特徴と
する電源装置。 - 【請求項３】 上記直流導通素子と平滑用コンデンサと
の直列回路の両端間に、第２の直流導通素子を介して、
上記スイッチ手段を接続すると共に上記負荷回路と直流
カット用のコンデンサとの直列回路を接続して成ること
を特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項４】 上記直流導通素子としての共振用インダ
クタと平滑用コンデンサとの直列回路の両端間に、第２
の直流導通素子としての限流用インダクタを介して、上
記スイッチ手段を接続すると共に上記安定器用インダク
タと負荷回路と直流カット用のコンデンサとの直列回路
を接続して成ることを特徴とする請求項２記載の電源装
置。 - 【請求項５】 直流入力電源にチョッパ用インダクタを
介して負荷回路と平滑用コンデンサとの直列回路を接続
し、上記直列回路の両端間にオン、オフ制御されるスイ
ッチ手段と第２の直流導通素子との直列回路を接続して
成ることを特徴とする電源装置。 - 【請求項６】 交流電源を全波整流器により整流した直
流入力電源を備え、直流入力電源にチョッパ用インダク
タを介して直流導通素子としての共振用インダクタと平
滑用コンデンサとの直列回路を接続し、上記直列回路の
両端間に第２の直流挿通素子としての限流用インダクタ
とオン、オフ制御されるスイッチ手段との直列回路を接
続し、共振用インダクタと平滑用コンデンサとの接続点
と限流 用インダクタとスイッチ手段との接続点との間
に、安定器用インダクタと負荷回路との直列回路を接続
し、共振用インダクタと、スイッチ手段と、限流用イン
ダクタおよびスイッチ手段の直列回路とのいずれかに共
振用コンデンサを並列的に接続して成ることを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項７】 交流電源を全波整流器により整流した直
流入力電源を備え、直流入力電源にチョッパ用インダク
タを介してオン、オフ制御されるスイッチ手段を接続
し、上記スイッチ手段の両端間に安定器用インダクタを
介して直流導通素子としての共振用インダクタと平滑用
コンデンサとの直列回路を接続し、負荷回路を共振用イ
ンダクタと並列的に接続し、共振用インダクタとスイッ
チ手段とのいずれかに共振用コンデンサを並列的に接続
して成ることを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16774095A JP3394851B2 (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16774095A JP3394851B2 (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923663A JPH0923663A (ja) | 1997-01-21 |
| JP3394851B2 true JP3394851B2 (ja) | 2003-04-07 |
Family
ID=15855246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16774095A Expired - Fee Related JP3394851B2 (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3394851B2 (ja) |
-
1995
- 1995-07-03 JP JP16774095A patent/JP3394851B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0923663A (ja) | 1997-01-21 |
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