JP3221185B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は産業用や民生用の電子機
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で出力の安定性が高く高効率なものが強く
求められている。
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で出力の安定性が高く高効率なものが強く
求められている。
【０００３】以下に従来のスイッチング電源装置につい
て説明する。図９は従来のスイッチング電源装置で、ハ
ーフブリッジコンバータの回路構成図である。図９にお
いて、１は入力直流電源であり、その電圧をＶINとす
る。２−２’は入力端子であり、前記入力直流電源１が
接続される。３は第１のスイッチング素子であり、５は
第２のスイッチング素子であり、前記第１のスイッチン
グ素子３と前記第２のスイッチング素子５は交互にオン
オフを繰り返し、前記入力端子２−２’に直列に接続さ
れる。１８は第１のコンデンサであり、１９は第２のコ
ンデンサであり、前記入力端子２−２’に直列に接続さ
れ、前記第１のコンデンサ１８と前記第２のコンデンサ
１９の接続点の電位をＶCとする。２０はトランスであ
り１次巻線２０ａと第１の２次巻線２０ｂと第２の２次
巻線２０ｃを有し、前記１次巻線２０ａと前記第１の２
次巻線２０ｂの巻数比と前記１次巻線２０ａと前記第２
の２次巻線２０ｃの巻数比を同じくｎ：１とし、前記ト
ランスの１次巻線２０ａは前記第１のスイッチング素子
３と前記第２のスイッチング素子５の接続点に一端を接
続し、他端を前記第１のコンデンサ１８と前記第２のコ
ンデンサ１９の接続点に接続する。２１は第１の整流ダ
イオードであり、２２は第２の整流ダイオードであり、
それぞれのアノードを前記トランスの第１の２次巻線２
０ｂと第２の２次巻線２０ｃに接続し、カソードは互い
に接続される。１１はインダクタンス素子であり、１２
は平滑コンデンサであり、前記インダクタンス素子１１
と前記平滑コンデンサ１２は直列に接続され一端を、前
記第１の整流ダイオード２１と前記第２の整流ダイオー
ド２２の接続点に接続し、他端を前記トランス２０の第
１の２次巻線２０ｂと前記第２の２次巻線２０ｃの接続
点に接続し、前記第１の整流ダイオード２１と前記第２
の整流ダイオード２２で整流された電圧を平滑し、出力
電圧とする。１３−１３’は出力端子である。平滑コン
デンサ１２の静電容量は十分大きく、出力端子１３−１
３’へは出力電圧ＶO が出力される。１４は負荷であ
り、前記出力端子１３−１３’に接続され、電力を消費
する。１５は制御回路であり、出力直流電圧ＶO を安定
化すべく前記第１のスイッチング素子３と前記第２のス
イッチング素子５を所定のオンオフ比で駆動する。
て説明する。図９は従来のスイッチング電源装置で、ハ
ーフブリッジコンバータの回路構成図である。図９にお
いて、１は入力直流電源であり、その電圧をＶINとす
る。２−２’は入力端子であり、前記入力直流電源１が
接続される。３は第１のスイッチング素子であり、５は
第２のスイッチング素子であり、前記第１のスイッチン
グ素子３と前記第２のスイッチング素子５は交互にオン
オフを繰り返し、前記入力端子２−２’に直列に接続さ
れる。１８は第１のコンデンサであり、１９は第２のコ
ンデンサであり、前記入力端子２−２’に直列に接続さ
れ、前記第１のコンデンサ１８と前記第２のコンデンサ
１９の接続点の電位をＶCとする。２０はトランスであ
り１次巻線２０ａと第１の２次巻線２０ｂと第２の２次
巻線２０ｃを有し、前記１次巻線２０ａと前記第１の２
次巻線２０ｂの巻数比と前記１次巻線２０ａと前記第２
の２次巻線２０ｃの巻数比を同じくｎ：１とし、前記ト
ランスの１次巻線２０ａは前記第１のスイッチング素子
３と前記第２のスイッチング素子５の接続点に一端を接
続し、他端を前記第１のコンデンサ１８と前記第２のコ
ンデンサ１９の接続点に接続する。２１は第１の整流ダ
イオードであり、２２は第２の整流ダイオードであり、
それぞれのアノードを前記トランスの第１の２次巻線２
０ｂと第２の２次巻線２０ｃに接続し、カソードは互い
に接続される。１１はインダクタンス素子であり、１２
は平滑コンデンサであり、前記インダクタンス素子１１
と前記平滑コンデンサ１２は直列に接続され一端を、前
記第１の整流ダイオード２１と前記第２の整流ダイオー
ド２２の接続点に接続し、他端を前記トランス２０の第
１の２次巻線２０ｂと前記第２の２次巻線２０ｃの接続
点に接続し、前記第１の整流ダイオード２１と前記第２
の整流ダイオード２２で整流された電圧を平滑し、出力
電圧とする。１３−１３’は出力端子である。平滑コン
デンサ１２の静電容量は十分大きく、出力端子１３−１
３’へは出力電圧ＶO が出力される。１４は負荷であ
り、前記出力端子１３−１３’に接続され、電力を消費
する。１５は制御回路であり、出力直流電圧ＶO を安定
化すべく前記第１のスイッチング素子３と前記第２のス
イッチング素子５を所定のオンオフ比で駆動する。
【０００４】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下その動作を説明する。まず、第１の
スイッチング素子３がオンの時、トランスの１次巻線２
０ａには電圧ＶCが印加され、トランスの第１の２次巻
線２０ｂに電圧ＶC／ｎが発生し、第１の整流ダイオー
ド２１をオン、第２の整流ダイオード２２をオフとし
て、インダクタンス素子１１には、電圧ＶC／ｎ−ＶOが
印加される。第１のスイッチング素子３にはトランス２
０の励磁電流とインダクタンス素子１１の励磁電流の１
次側換算電流の和の電流が流れる。第１のスイッチング
素子３がオフすると、トランス２０の励磁エネルギーが
連続となるように、２次電流は、第１の２次巻線２０ｂ
と第２の２次巻線２０ｃに分割して流れ、第１の整流ダ
イオード２１と第２の整流ダイオード２２をオンとして
第１の２次巻線２０ｂと第２の２次巻線２０ｃの誘起電
圧はゼロになるとともに、インダクタンス素子１１には
電圧−ＶOが印加される。次に第２のスイッチング素子
５がオンすると、トランスの１次巻線２０ａには電圧Ｖ
IN−ＶCが印加され、トランスの第２の２次巻線２０ｃ
に電圧（ＶIN−ＶC）／ｎが発生し、第１の整流ダイオ
ードをオフ、第２の整流ダイオード２２をオンとして、
インダクタンス素子１１には、電圧（ＶIN−ＶC）／ｎ
−ＶOが印加される。第２のスイッチング素子５にはト
ランス２０の励磁電流とインダクタンス素子１１の励磁
電流の１次側換算電流の和の電流が流れる。第２のスイ
ッチング素子５がオフすると、トランス２０の励磁エネ
ルギーが連続となるように、２次電流は、第１の２次巻
線２０ｂと第２の２次巻線２０ｃに分割して流れ、第１
の整流ダイオード２１と第２の整流ダイオード２２をオ
ンとして第１の２次巻線２０ｂと第２の２次巻線２０ｃ
の誘起電圧はゼロになるとともに、インダクタンス素子
１１には逆向きに電圧ＶOが印加される。第１のスイッ
チング素子３のオン期間と第２のスイッチング素子５の
オン期間を等しくＴONとし、オフ期間を等しくＴOFFと
なるように、オンオフ比を設定すると、安定動作状態に
おいてはトランス２０の磁束は一周期でリセットされる
から、次式が成立する。
装置について、以下その動作を説明する。まず、第１の
スイッチング素子３がオンの時、トランスの１次巻線２
０ａには電圧ＶCが印加され、トランスの第１の２次巻
線２０ｂに電圧ＶC／ｎが発生し、第１の整流ダイオー
ド２１をオン、第２の整流ダイオード２２をオフとし
て、インダクタンス素子１１には、電圧ＶC／ｎ−ＶOが
印加される。第１のスイッチング素子３にはトランス２
０の励磁電流とインダクタンス素子１１の励磁電流の１
次側換算電流の和の電流が流れる。第１のスイッチング
素子３がオフすると、トランス２０の励磁エネルギーが
連続となるように、２次電流は、第１の２次巻線２０ｂ
と第２の２次巻線２０ｃに分割して流れ、第１の整流ダ
イオード２１と第２の整流ダイオード２２をオンとして
第１の２次巻線２０ｂと第２の２次巻線２０ｃの誘起電
圧はゼロになるとともに、インダクタンス素子１１には
電圧−ＶOが印加される。次に第２のスイッチング素子
５がオンすると、トランスの１次巻線２０ａには電圧Ｖ
IN−ＶCが印加され、トランスの第２の２次巻線２０ｃ
に電圧（ＶIN−ＶC）／ｎが発生し、第１の整流ダイオ
ードをオフ、第２の整流ダイオード２２をオンとして、
インダクタンス素子１１には、電圧（ＶIN−ＶC）／ｎ
−ＶOが印加される。第２のスイッチング素子５にはト
ランス２０の励磁電流とインダクタンス素子１１の励磁
電流の１次側換算電流の和の電流が流れる。第２のスイ
ッチング素子５がオフすると、トランス２０の励磁エネ
ルギーが連続となるように、２次電流は、第１の２次巻
線２０ｂと第２の２次巻線２０ｃに分割して流れ、第１
の整流ダイオード２１と第２の整流ダイオード２２をオ
ンとして第１の２次巻線２０ｂと第２の２次巻線２０ｃ
の誘起電圧はゼロになるとともに、インダクタンス素子
１１には逆向きに電圧ＶOが印加される。第１のスイッ
チング素子３のオン期間と第２のスイッチング素子５の
オン期間を等しくＴONとし、オフ期間を等しくＴOFFと
なるように、オンオフ比を設定すると、安定動作状態に
おいてはトランス２０の磁束は一周期でリセットされる
から、次式が成立する。
【０００５】（ＶIN−ＶC）×ＴON＝ＶC×ＴON したがって ＶC＝ＶIN／２ となる。またインダクタンス素子１１のリセット条件に
より、 （ＶIN／２−ＶO）×ＴON＝ＶO×ＴOFF したがって ＶO＝δ×ＶIN／２ 但し δ＝ＴON／（ＴON＋ＴOFF） となる。即ち出力電圧ＶO は、第１のスイッチング素子
３と第２のスイッチング素子５のオンオフ比を調整する
ことにより、安定化することができる。図１０に各部動
作波形を示しておく。
より、 （ＶIN／２−ＶO）×ＴON＝ＶO×ＴOFF したがって ＶO＝δ×ＶIN／２ 但し δ＝ＴON／（ＴON＋ＴOFF） となる。即ち出力電圧ＶO は、第１のスイッチング素子
３と第２のスイッチング素子５のオンオフ比を調整する
ことにより、安定化することができる。図１０に各部動
作波形を示しておく。
【０００６】本回路構成では第１のスイッチング素子３
と第２のスイッチング素子５には入力電圧以上の電圧は
印加されず、トランス２０は直流励磁されないという特
徴がある。
と第２のスイッチング素子５には入力電圧以上の電圧は
印加されず、トランス２０は直流励磁されないという特
徴がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記従来
の構成では、第１のスイッチング素子３と第２のスイッ
チング素子５のターンオン時にスイッチング素子の寄生
容量やトランスの分布容量を短絡するために、サージ電
流が発生し、電力損失を生じるという問題点を有してい
た。
の構成では、第１のスイッチング素子３と第２のスイッ
チング素子５のターンオン時にスイッチング素子の寄生
容量やトランスの分布容量を短絡するために、サージ電
流が発生し、電力損失を生じるという問題点を有してい
た。
【０００８】本発明は前記従来の問題点を解決するもの
で、スイッチング素子のターンオン時の電圧を低く抑
え、サージ電圧の発生と電力損失の発生を抑え、効率を
向上するとともに低ノイズ化を実現したスイッチング電
源装置を提供することを目的とする。
で、スイッチング素子のターンオン時の電圧を低く抑
え、サージ電圧の発生と電力損失の発生を抑え、効率を
向上するとともに低ノイズ化を実現したスイッチング電
源装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明のスイッチング電源装置は、少なくともオンオ
フを繰り返す第１のスイッチング手段と、前記第１のス
イッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイ
ッチング手段の直列回路を入力電圧に接続し、前記第２
のスイッチング手段に並列に、１次巻線と１つ以上の２
次巻線を有するトランスの１次巻線と、第１のコンデン
サの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２
のコンデンサと整流ダイオードの直列回路を接続し、前
記整流ダイオードの両端に、インダクタンス素子と平滑
コンデンサの直列回路を接続し、前記平滑コンデンサの
両端の電圧を出力に供給し、前記第１のスイッチング手
段と第２のスイッチング手段のオン期間の比で出力電圧
を調整し、前記トランスの１次巻線と２次巻線を介して
結合される前記第１及び第２のコンデンサ、前記整流ダ
イオード、前記第２のスイッチング手段からなるループ
において、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコン
デンサまたはそれらの組合せと前記トランスの漏れイン
ダクタンスまたは外付けのインダクタンスとで共振し、
前記第２のスイッチング手段がオンの時に前記トランス
の２次巻線電流を共振電流とする構成を有している。
に本発明のスイッチング電源装置は、少なくともオンオ
フを繰り返す第１のスイッチング手段と、前記第１のス
イッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイ
ッチング手段の直列回路を入力電圧に接続し、前記第２
のスイッチング手段に並列に、１次巻線と１つ以上の２
次巻線を有するトランスの１次巻線と、第１のコンデン
サの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２
のコンデンサと整流ダイオードの直列回路を接続し、前
記整流ダイオードの両端に、インダクタンス素子と平滑
コンデンサの直列回路を接続し、前記平滑コンデンサの
両端の電圧を出力に供給し、前記第１のスイッチング手
段と第２のスイッチング手段のオン期間の比で出力電圧
を調整し、前記トランスの１次巻線と２次巻線を介して
結合される前記第１及び第２のコンデンサ、前記整流ダ
イオード、前記第２のスイッチング手段からなるループ
において、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコン
デンサまたはそれらの組合せと前記トランスの漏れイン
ダクタンスまたは外付けのインダクタンスとで共振し、
前記第２のスイッチング手段がオンの時に前記トランス
の２次巻線電流を共振電流とする構成を有している。
【００１０】
【作用】この構成によって、第１および第２のスイッチ
ング手段のターンオン時には、スイッチング手段の寄生
コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられたエネ
ルギーを放電してからターンオンするためスパイク電流
の発生もなく、第１および第２のスイッチング手段のタ
ーンオフ時には、トランスの漏れインダクタンスの影響
によるスパイク電圧の発生もない。トランスの漏れイン
ダクタンスと第１または第２のコンデンサと共振させて
２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチングを達成
でき、ターンオフリカバリの発生がなく、第２のスイッ
チング手段のターンオフ電流を小さくできるためターン
オフスイッチングロスも小さくできるという効果があ
る。また従来のハーフブリッジコンバータと同様に、第
１および第２のスイッチング手段には、入力電圧しか印
加されず、トランスが直流励磁されない特徴は損なわれ
ない。
ング手段のターンオン時には、スイッチング手段の寄生
コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられたエネ
ルギーを放電してからターンオンするためスパイク電流
の発生もなく、第１および第２のスイッチング手段のタ
ーンオフ時には、トランスの漏れインダクタンスの影響
によるスパイク電圧の発生もない。トランスの漏れイン
ダクタンスと第１または第２のコンデンサと共振させて
２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチングを達成
でき、ターンオフリカバリの発生がなく、第２のスイッ
チング手段のターンオフ電流を小さくできるためターン
オフスイッチングロスも小さくできるという効果があ
る。また従来のハーフブリッジコンバータと同様に、第
１および第２のスイッチング手段には、入力電圧しか印
加されず、トランスが直流励磁されない特徴は損なわれ
ない。
【００１１】
【実施例】（実施例１）以下本発明の第１の実施例につ
いて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第
１の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すもの
である。図１において、図９と同じものは同一の符号を
記し説明は省略する。
いて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第
１の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すもの
である。図１において、図９と同じものは同一の符号を
記し説明は省略する。
【００１２】１は入力直流電源であり入力電圧をＶINと
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００１３】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００１４】図２において（ａ）は制御回路１５の第１
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。
【００１５】動作状態の時間的変化を示すためｔ0〜ｔ4
を図中に記している。時刻ｔ1 で制御回路１５のオン信
号により第１のスイッチング素子３がオンし同時に第２
のスイッチング素子５がオフすると、トランス８の１次
巻線８ａに電圧ＶIN−ＶC1が印加される。この時トラン
ス８の２次巻線８ｂに電圧（ＶIN−ＶC1）／ｎが発生し
整流ダイオード１０をターンオフする。インダクタンス
素子１１には、電圧（ＶIN−ＶC1）／ｎ＋ＶC2−ＶOが
印加され、インダクタンス素子１１を流れる電流は直線
状に増加する。トランス８の１次巻線８ａの電流ｉPは
トランス８の励磁電流と２次巻線８ｂを流れる電流の１
次側換算電流の和となるために直線状に増加し、トラン
ス８およびインダクタンス素子１１に励磁エネルギーが
蓄積される。
を図中に記している。時刻ｔ1 で制御回路１５のオン信
号により第１のスイッチング素子３がオンし同時に第２
のスイッチング素子５がオフすると、トランス８の１次
巻線８ａに電圧ＶIN−ＶC1が印加される。この時トラン
ス８の２次巻線８ｂに電圧（ＶIN−ＶC1）／ｎが発生し
整流ダイオード１０をターンオフする。インダクタンス
素子１１には、電圧（ＶIN−ＶC1）／ｎ＋ＶC2−ＶOが
印加され、インダクタンス素子１１を流れる電流は直線
状に増加する。トランス８の１次巻線８ａの電流ｉPは
トランス８の励磁電流と２次巻線８ｂを流れる電流の１
次側換算電流の和となるために直線状に増加し、トラン
ス８およびインダクタンス素子１１に励磁エネルギーが
蓄積される。
【００１６】時刻ｔ2 で制御回路１５のオフ信号で第１
のスイッチング素子がオフすると、第１のスイッチング
素子３を流れていた電流は第２のダイオード６をターン
オンさせる。同時に制御回路１５のオン信号で第２のス
イッチング素子５がオンするが、オン電流が第２のダイ
オード６を流れても第２のスイッチング素子５を流れて
も動作に変化はない。第２のダイオード６または第２の
スイッチング素子５がオンするとトランス８の１次巻線
８ａに第１のコンデンサ７に保持されている直流電圧Ｖ
C1が印加され、同時にトランス８の２次巻線８ｂに電圧
ＶC1／ｎが発生し、整流ダイオード１０を順バイアス
し、オンとする。整流ダイオード１０の電流ｉSは、ト
ランスの漏れインダクタンスの影響でゼロから増加し、
２次巻線８ｂの電流は次第に減少する。１次巻線８ａの
電流はトランス８の励磁電流減少と２次巻線８ｂの電流
減少にともない、正の値から次第に減少し負の電流とな
る。整流ダイオード１０はオンであるために、インダク
タンス素子１１には逆向きに出力電圧ＶOが印加され
る。第２のスイッチング素子５に負電流が流れていると
きに制御回路１５のオフ信号により第２のスイッチング
素子５がターンオフすると、トランス８の漏れインダク
タンスの働きで、負の電流は連続となるために、第１の
ダイオード４をオンとする。同時に制御回路１５のオン
信号により第１のスイッチング素子３がオンとなるが第
１のスイッチング手段を流れる電流が第１のスイッチン
グ素子３を流れても第１のダイオード４を流れても動作
に変化は生じない。第１のスイッチング素子３がオンし
同時に第２のスイッチング素子５がオフすると、トラン
ス８の１次巻線８ａに電圧ＶIN−ＶC1が印加される。ト
ランス８の２次巻線８ｂには、整流ダイオード１０をオ
ンとする電流が流れているが、急激に減少してゼロとな
り。整流ダイオード１０はオフとなる。１次巻線８ａの
電流は、２次巻線８ｂの電流の減少に伴い増加する。整
流ダイオード１０がオフすると、インダクタンス素子１
１に、電圧（ＶIN−ＶC1）／ｎ＋ＶC2−ＶOが印加さ
れ、トランス８とインダクタンス素子１１に励磁エネル
ギーが蓄積される。この動作を繰り返す。
のスイッチング素子がオフすると、第１のスイッチング
素子３を流れていた電流は第２のダイオード６をターン
オンさせる。同時に制御回路１５のオン信号で第２のス
イッチング素子５がオンするが、オン電流が第２のダイ
オード６を流れても第２のスイッチング素子５を流れて
も動作に変化はない。第２のダイオード６または第２の
スイッチング素子５がオンするとトランス８の１次巻線
８ａに第１のコンデンサ７に保持されている直流電圧Ｖ
C1が印加され、同時にトランス８の２次巻線８ｂに電圧
ＶC1／ｎが発生し、整流ダイオード１０を順バイアス
し、オンとする。整流ダイオード１０の電流ｉSは、ト
ランスの漏れインダクタンスの影響でゼロから増加し、
２次巻線８ｂの電流は次第に減少する。１次巻線８ａの
電流はトランス８の励磁電流減少と２次巻線８ｂの電流
減少にともない、正の値から次第に減少し負の電流とな
る。整流ダイオード１０はオンであるために、インダク
タンス素子１１には逆向きに出力電圧ＶOが印加され
る。第２のスイッチング素子５に負電流が流れていると
きに制御回路１５のオフ信号により第２のスイッチング
素子５がターンオフすると、トランス８の漏れインダク
タンスの働きで、負の電流は連続となるために、第１の
ダイオード４をオンとする。同時に制御回路１５のオン
信号により第１のスイッチング素子３がオンとなるが第
１のスイッチング手段を流れる電流が第１のスイッチン
グ素子３を流れても第１のダイオード４を流れても動作
に変化は生じない。第１のスイッチング素子３がオンし
同時に第２のスイッチング素子５がオフすると、トラン
ス８の１次巻線８ａに電圧ＶIN−ＶC1が印加される。ト
ランス８の２次巻線８ｂには、整流ダイオード１０をオ
ンとする電流が流れているが、急激に減少してゼロとな
り。整流ダイオード１０はオフとなる。１次巻線８ａの
電流は、２次巻線８ｂの電流の減少に伴い増加する。整
流ダイオード１０がオフすると、インダクタンス素子１
１に、電圧（ＶIN−ＶC1）／ｎ＋ＶC2−ＶOが印加さ
れ、トランス８とインダクタンス素子１１に励磁エネル
ギーが蓄積される。この動作を繰り返す。
【００１７】第１のスイッチング手段のオン期間を
ＴON、オフ期間をＴOFF とすると、トランス８のリセッ
ト条件により （ＶIN−ＶC1）×ＴON＝ＶC1×ＴOFF が成り立ちインダクタンス素子１１のリセット条件か
ら、ｔ3〜ｔ4（ｔ0〜ｔ1）の期間は短いので無視すると ｛（ＶIN−ＶC1）／ｎ＋ＶC2−ＶO｝×ＴON＝ＶO×ＴOFF となる。電圧ＶC1と電圧ＶC2の関係は ＶC1／ｎ＝ＶC2 であるから電圧ＶC1と電圧ＶC2を求めると ＶC1＝δ×ＶIN ＶC2＝δ×ＶIN／ｎ ＶO ＝δ×ＶIN／ｎ となり、第１のスイッチング素子３および第２のスイッ
チング素子５のオンオフ比により出力電圧ＶOが制御で
きる。ｔ3〜ｔ4（ｔ0〜ｔ1）を考慮すると、出力電圧が
低くなるが、その分δを大きくすることで所定の電圧を
得ることができる。この構成では第１のスイッチング素
子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前にス
イッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容量を
放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡
電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑
えることが可能である。またトランスの漏れインダクタ
ンスに起因する第１のスイッチング素子３および第２の
スイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧が第
１のダイオード４および第２のダイオード６がターンオ
ンする事により効果的に第１のコンデンサ７および入力
直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第１お
よび第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の
分布容量の放電はトランス８の漏れインダクタンスによ
るとしたが、トランス８の１次巻線８ａまたは２次巻線
８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電
エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもな
い。またトランス８のインダクタンス値を小さくして、
トランスを逆励磁させることにより第１および第２のス
イッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放
電の補助をさせることもできる。またスイッチング手段
に印加される電圧は入力電圧ＶINで、トランスが直流励
磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様
であり、高効率、低ノイズで、高周波化が可能なスイッ
チング電源装置を実現できる。
ＴON、オフ期間をＴOFF とすると、トランス８のリセッ
ト条件により （ＶIN−ＶC1）×ＴON＝ＶC1×ＴOFF が成り立ちインダクタンス素子１１のリセット条件か
ら、ｔ3〜ｔ4（ｔ0〜ｔ1）の期間は短いので無視すると ｛（ＶIN−ＶC1）／ｎ＋ＶC2−ＶO｝×ＴON＝ＶO×ＴOFF となる。電圧ＶC1と電圧ＶC2の関係は ＶC1／ｎ＝ＶC2 であるから電圧ＶC1と電圧ＶC2を求めると ＶC1＝δ×ＶIN ＶC2＝δ×ＶIN／ｎ ＶO ＝δ×ＶIN／ｎ となり、第１のスイッチング素子３および第２のスイッ
チング素子５のオンオフ比により出力電圧ＶOが制御で
きる。ｔ3〜ｔ4（ｔ0〜ｔ1）を考慮すると、出力電圧が
低くなるが、その分δを大きくすることで所定の電圧を
得ることができる。この構成では第１のスイッチング素
子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前にス
イッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容量を
放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡
電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑
えることが可能である。またトランスの漏れインダクタ
ンスに起因する第１のスイッチング素子３および第２の
スイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧が第
１のダイオード４および第２のダイオード６がターンオ
ンする事により効果的に第１のコンデンサ７および入力
直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第１お
よび第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の
分布容量の放電はトランス８の漏れインダクタンスによ
るとしたが、トランス８の１次巻線８ａまたは２次巻線
８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電
エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもな
い。またトランス８のインダクタンス値を小さくして、
トランスを逆励磁させることにより第１および第２のス
イッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放
電の補助をさせることもできる。またスイッチング手段
に印加される電圧は入力電圧ＶINで、トランスが直流励
磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様
であり、高効率、低ノイズで、高周波化が可能なスイッ
チング電源装置を実現できる。
【００１８】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の
第２の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すも
のである。図３において、図９と同じものは同一の符号
を記し説明は省略する。
ついて、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の
第２の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すも
のである。図３において、図９と同じものは同一の符号
を記し説明は省略する。
【００１９】１は入力直流電源であり入力電圧をＶINと
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
１６は第３のコンデンサであり、第１のスイッチング素
子３の両端に接続され、第１のスイッチング素子３およ
び第２のスイッチング素子５に印加される電圧の急峻な
変化を抑える。なお前記第１のスイッチング素子３と第
２のスイッチング素子５は同時にオフの期間を持つよう
に制御回路１５のオンオフ信号は設定されている。
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
１６は第３のコンデンサであり、第１のスイッチング素
子３の両端に接続され、第１のスイッチング素子３およ
び第２のスイッチング素子５に印加される電圧の急峻な
変化を抑える。なお前記第１のスイッチング素子３と第
２のスイッチング素子５は同時にオフの期間を持つよう
に制御回路１５のオンオフ信号は設定されている。
【００２０】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００２１】図４において（ａ）は制御回路１５の第１
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。
【００２２】基本的な動作は第１の実施例の回路構成と
同じであるが、第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子５は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子３の両端には第３のコンデンサ１
６が接続されているため第１のスイッチング素子３のタ
ーンオフおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上
がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ１６
に蓄えられた電荷を入力直流電源１に回生してから、第
１のスイッチング素子３をターンオンできるため、第１
のスイッチング素子３のターンオン損失にならない。同
様な効果は第２のスイッチング素子５にもある。
同じであるが、第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子５は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子３の両端には第３のコンデンサ１
６が接続されているため第１のスイッチング素子３のタ
ーンオフおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上
がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ１６
に蓄えられた電荷を入力直流電源１に回生してから、第
１のスイッチング素子３をターンオンできるため、第１
のスイッチング素子３のターンオン損失にならない。同
様な効果は第２のスイッチング素子５にもある。
【００２３】これらのような過渡時以外の動作は図１で
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時においてトランス
８の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に第１の
スイッチング素子３のオフ時の各巻線電流の初期電流値
が変化するが制御動作そのものへの影響は少なく、第１
のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５に印
加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発生が
抑えられ、第１のスイッチング素子３と第２のスイッチ
ング素子５のスイッチング損失の発生も抑えられる効果
がある。また第３のコンデンサ１６を追加しても、第１
のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５のタ
ーンオン直前に蓄積電荷を放電するため、ターンオン時
のスパイク電流の発生はない。
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時においてトランス
８の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に第１の
スイッチング素子３のオフ時の各巻線電流の初期電流値
が変化するが制御動作そのものへの影響は少なく、第１
のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５に印
加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発生が
抑えられ、第１のスイッチング素子３と第２のスイッチ
ング素子５のスイッチング損失の発生も抑えられる効果
がある。また第３のコンデンサ１６を追加しても、第１
のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５のタ
ーンオン直前に蓄積電荷を放電するため、ターンオン時
のスパイク電流の発生はない。
【００２４】また第１の実施例同様に第１のスイッチン
グ素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前
にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容
量を放電してからターンオンするために、スパイク状の
短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生
を抑えることが可能である。またトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第
２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード４および第２のダイオード６がター
ンオンする事により効果的に第１のコンデンサ７および
入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はな
い。尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第
３のコンデンサ１６および第１および第２のスイッチン
グ手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放電はトラ
ンス８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス
８の１次巻線８ａまたは２次巻線８ｂに直列にインダク
タンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくす
ることもできるのは言うまでもない。またトランス８の
インダクタンス値を小さくして、トランスを逆励磁させ
ることにより第３のコンデンサ１６および第１および第
２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容
量の放電の補助をさせることもできる。またスイッチン
グ手段に印加される電圧は入力電圧ＶINで、トランスが
直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータ
と同様であり、高効率、低ノイズで、高周波化が可能な
スイッチング電源装置を実現できる。
グ素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前
にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容
量を放電してからターンオンするために、スパイク状の
短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生
を抑えることが可能である。またトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第
２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード４および第２のダイオード６がター
ンオンする事により効果的に第１のコンデンサ７および
入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はな
い。尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第
３のコンデンサ１６および第１および第２のスイッチン
グ手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放電はトラ
ンス８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス
８の１次巻線８ａまたは２次巻線８ｂに直列にインダク
タンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくす
ることもできるのは言うまでもない。またトランス８の
インダクタンス値を小さくして、トランスを逆励磁させ
ることにより第３のコンデンサ１６および第１および第
２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容
量の放電の補助をさせることもできる。またスイッチン
グ手段に印加される電圧は入力電圧ＶINで、トランスが
直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータ
と同様であり、高効率、低ノイズで、高周波化が可能な
スイッチング電源装置を実現できる。
【００２５】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図５は本発明の
第３の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すも
のである。図５において、図９と同じものは同一の符号
を記し説明は省略する。
ついて、図面を参照しながら説明する。図５は本発明の
第３の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すも
のである。図５において、図９と同じものは同一の符号
を記し説明は省略する。
【００２６】１は入力直流電源であり入力電圧をＶINと
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００２７】１７は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記トランス８の１次巻線８ａに直
列に接続され前記第２のスイッチング素子５のオン期間
に前記第１のコンデンサ７と共振し、前記トランス８の
２次巻線８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
タンス素子であり、前記トランス８の１次巻線８ａに直
列に接続され前記第２のスイッチング素子５のオン期間
に前記第１のコンデンサ７と共振し、前記トランス８の
２次巻線８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
【００２８】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００２９】図６において（ａ）は制御回路１５の第１
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。動作状
態の時間的変化を示すためｔ1〜ｔ4を図中に記してい
る。
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。動作状
態の時間的変化を示すためｔ1〜ｔ4を図中に記してい
る。
【００３０】基本的な動作は第１の実施例の回路構成と
同じであるが、第２のスイッチング素子５がオンのと
き、第１のコンデンサ７と漏れインダクタンスまたはイ
ンダクタンス素子１７は共振し、共振周波数を十分小さ
く設定されているので、トランス８の２次巻線電流は正
弦波状となりゼロから立ち上がり、ｔ3 で再びゼロとな
る。従って整流ダイオード１０はゼロ電流スイッチング
となりリカバリは発生しない。
同じであるが、第２のスイッチング素子５がオンのと
き、第１のコンデンサ７と漏れインダクタンスまたはイ
ンダクタンス素子１７は共振し、共振周波数を十分小さ
く設定されているので、トランス８の２次巻線電流は正
弦波状となりゼロから立ち上がり、ｔ3 で再びゼロとな
る。従って整流ダイオード１０はゼロ電流スイッチング
となりリカバリは発生しない。
【００３１】またトランス８のインダクタンス値は励磁
電流が負となるように十分小さく設定されているために
第２のスイッチング手段がターンオフするときに、入力
直流電源１に電力が回生するように、電流が逆向きに流
れるように設定されるので、第１のスイッチング素子３
と第２のスイッチング素子５の寄生容量とトランス８の
分布容量を放電することが可能となる。
電流が負となるように十分小さく設定されているために
第２のスイッチング手段がターンオフするときに、入力
直流電源１に電力が回生するように、電流が逆向きに流
れるように設定されるので、第１のスイッチング素子３
と第２のスイッチング素子５の寄生容量とトランス８の
分布容量を放電することが可能となる。
【００３２】直流電圧ＶC1およびＶC2は実際は直流電圧
分と共振電圧である変動分の和電圧となるが、共振電圧
による変動分は十分小さく設定できため、入力電圧と出
力電圧の変換比は実施例１の場合とほとんど変わらな
い。
分と共振電圧である変動分の和電圧となるが、共振電圧
による変動分は十分小さく設定できため、入力電圧と出
力電圧の変換比は実施例１の場合とほとんど変わらな
い。
【００３３】これらのような過渡時以外の動作は図１で
説明した実施例と同様であるので省略する。
説明した実施例と同様であるので省略する。
【００３４】また第１の実施例同様に第１のスイッチン
グ素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前
にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容
量を放電してからターンオンするために、スパイク状の
短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生
を抑えることが可能である。またトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第
２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード４および第２のダイオード６がター
ンオンする事により効果的に第１のコンデンサ７および
入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はな
い。またスイッチング手段に印加される電圧は入力電圧
ＶINで、トランスが直流励磁されないのは従来のハーフ
ブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ
で、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現でき
る。
グ素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前
にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容
量を放電してからターンオンするために、スパイク状の
短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生
を抑えることが可能である。またトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第
２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード４および第２のダイオード６がター
ンオンする事により効果的に第１のコンデンサ７および
入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はな
い。またスイッチング手段に印加される電圧は入力電圧
ＶINで、トランスが直流励磁されないのは従来のハーフ
ブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ
で、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現でき
る。
【００３５】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図７は本発明の
第４の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すも
のである。図７において、図９と同じものは同一の符号
を記し説明は省略する。
ついて、図面を参照しながら説明する。図７は本発明の
第４の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すも
のである。図７において、図９と同じものは同一の符号
を記し説明は省略する。
【００３６】１は入力直流電源であり入力電圧をＶINと
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
する。２−２’は入力端子であり、３は第１のスイッチ
ング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第
１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第
１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチ
ング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第
２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第
２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチ
ング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され
前記入力端子２−２’に接続される。７は第１のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC1を保持する。８はトランスで
１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１
時巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、
１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のス
イッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデ
ンサであり、直流電圧ＶC2を保持する。１０は整流ダイ
オードであり、アノードを前記トランスの２次巻線８ｂ
の一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介
して前記トランスの２次巻線８ｂの他端に接続される。
１１はインダクタンス素子であり、１２は平滑コンデン
サである。前記インダクタンス素子１１と前記平滑コン
デンサ１２は直列接続され、前記整流ダイオード１０の
両端に接続される。１３−１３’は出力端子であり、１
４は負荷である。１５は制御回路であり前記出力端子１
３−１３’間の電圧を検出し出力電圧が一定になるよう
に前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチ
ング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００３７】１７は漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、前記トランス８の１次巻線８ａに直
列に接続され前記第２のスイッチング素子５のオン期間
に前記第１のコンデンサ７と共振し、前記トランス８の
２次巻線８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
タンス素子であり、前記トランス８の１次巻線８ａに直
列に接続され前記第２のスイッチング素子５のオン期間
に前記第１のコンデンサ７と共振し、前記トランス８の
２次巻線８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
【００３８】１６は第３のコンデンサであり、前記第１
のスイッチング素子３の両端に接続され、前記第１のス
イッチング素子３および前記第２のスイッチング素子５
に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１
のスイッチング素子３と前記第２のスイッチング素子５
は同時にオフの期間を持つように制御回路１５のオンオ
フ信号は設定されている。
のスイッチング素子３の両端に接続され、前記第１のス
イッチング素子３および前記第２のスイッチング素子５
に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１
のスイッチング素子３と前記第２のスイッチング素子５
は同時にオフの期間を持つように制御回路１５のオンオ
フ信号は設定されている。
【００３９】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図８の各部動作波形を
参照しながら説明する。
装置について、以下にその動作を図８の各部動作波形を
参照しながら説明する。
【００４０】図８において（ａ）は制御回路１５の第１
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。
のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖG1を示してお
り、（ｂ）は制御回路１５の第２のスイッチング素子５
の駆動パルス波形ｖG2を示しており、（ｃ）はトランス
８の１次巻線電流波形ｉPを示しており、（ｄ）は第１
のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖDを示して
おり、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電流波形ｉ
Sを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加さ
れる電圧波形ｖSを示しており、（ｇ）はインダクタン
ス素子１１を流れる電流波形ｉLを示している。
【００４１】基本的な動作は第３の実施例の回路構成と
同じであるが、第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子５は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子３の両端には第３のコンデンサ１
６が接続されているため第１のスイッチング素子３のタ
ーンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上がり立ち下がりは
緩和され、また第３のコンデンサ１６に蓄えられた電荷
を前記入力直流電源１に回生してから、第１のスイッチ
ング素子３をターンオンできるため、第１のスイッチン
グ素子３のターンオン損失にならない。同様な効果は第
２のスイッチング素子５にもある。
同じであるが、第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子５は同時にオフの期間を持ち、その期間に
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５
に印加される電圧が変化するように設定されている。第
１のスイッチング素子３の両端には第３のコンデンサ１
６が接続されているため第１のスイッチング素子３のタ
ーンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上がり立ち下がりは
緩和され、また第３のコンデンサ１６に蓄えられた電荷
を前記入力直流電源１に回生してから、第１のスイッチ
ング素子３をターンオンできるため、第１のスイッチン
グ素子３のターンオン損失にならない。同様な効果は第
２のスイッチング素子５にもある。
【００４２】これらのような過渡時以外の動作は図５で
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時において第１のト
ランス３の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に
第１のスイッチング素子３のオフ時の各巻線電流の初期
電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少な
く、２次巻線電流波形を共振電流とする効果に加えて、
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５
に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発
生が抑えられ、第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子５のスイッチング損失の発生も抑えられる
効果がある。
説明した実施例と同様であるので省略する。またこれら
のコンデンサを付加した場合、過渡時において第１のト
ランス３の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に
第１のスイッチング素子３のオフ時の各巻線電流の初期
電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少な
く、２次巻線電流波形を共振電流とする効果に加えて、
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５
に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発
生が抑えられ、第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子５のスイッチング損失の発生も抑えられる
効果がある。
【００４３】また第１の実施例同様に第１のスイッチン
グ素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前
にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容
量を放電してからターンオンするために、スパイク状の
短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生
を抑えることが可能である。またトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第
２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード４および第２のダイオード６がター
ンオンする事により効果的に第１のコンデンサ７および
入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はな
い。またスイッチング手段に印加される電圧は入力電圧
ＶINで、トランスが直流励磁されないのは従来のハーフ
ブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ
で、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現でき
る。
グ素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前
にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容
量を放電してからターンオンするために、スパイク状の
短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生
を抑えることが可能である。またトランスの漏れインダ
クタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第
２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード４および第２のダイオード６がター
ンオンする事により効果的に第１のコンデンサ７および
入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はな
い。またスイッチング手段に印加される電圧は入力電圧
ＶINで、トランスが直流励磁されないのは従来のハーフ
ブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ
で、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現でき
る。
【００４４】
【発明の効果】この構成によって、第１および第２のス
イッチング手段のターンオン時には、スイッチング手段
の寄生コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられ
たエネルギーを放電してからターンオンするためスパイ
ク電流の発生もなく、第１および第２のスイッチング手
段のターンオフ時には、トランスの漏れインダクタンス
の影響によるスパイク電圧の発生もない。また電流共振
とすることで２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッ
チングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がなく、
第２のスイッチング手段のターンオフ電流を小さくでき
る為ターンオフスイッチングロスも小さくできる。また
スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶINで、
トランスが直流励磁されないのは従来のハーフブリッジ
コンバータと同様であり、高効率、低ノイズで、高周波
化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
イッチング手段のターンオン時には、スイッチング手段
の寄生コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられ
たエネルギーを放電してからターンオンするためスパイ
ク電流の発生もなく、第１および第２のスイッチング手
段のターンオフ時には、トランスの漏れインダクタンス
の影響によるスパイク電圧の発生もない。また電流共振
とすることで２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッ
チングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がなく、
第２のスイッチング手段のターンオフ電流を小さくでき
る為ターンオフスイッチングロスも小さくできる。また
スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶINで、
トランスが直流励磁されないのは従来のハーフブリッジ
コンバータと同様であり、高効率、低ノイズで、高周波
化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図
源装置を示す回路構成図
【図２】本発明の図１の回路構成図の動作波形を示す説
明図
明図
【図３】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置を示すの回路構成図
源装置を示すの回路構成図
【図４】本発明の図３の回路構成図の動作波形を示す説
明図
明図
【図５】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電
源装置を示すの回路構成図
源装置を示すの回路構成図
【図６】本発明の図５の回路構成図の動作波形を示す説
明図
明図
【図７】本発明の第４の実施例におけるスイッチング電
源装置を示すの回路構成図
源装置を示すの回路構成図
【図８】本発明の図７の回路構成図の動作波形を示す説
明図
明図
【図９】第１の従来例におけるスイッチング電源装置の
回路構成図
回路構成図
【図１０】従来の図９の回路構成図の動作波形を示す説
明図
明図
【符号の説明】 １ 入力直流電源 ２−２’ 入力端子 ３ 第１のスイッチング素子 ４ 第１のダイオード ５ 第２のスイッチング素子 ６ 第２のダイオード ７ 第１のコンデンサ ８ トランス ９ 第２のコンデンサ １０ 整流ダイオード １１ インダクタンス素子 １２ 平滑コンデンサ １３−１３’ 出力端子 １４ 負荷 １５ 制御回路 １６ 第３のコンデンサ １７ 漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子 １８ 第１のコンデンサ １９ 第２のコンデンサ ２０ トランス ２１ 第１の整流ダイオード ２２ 第２の整流ダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (2)
- 【請求項１】少なくともオンオフを繰り返す第１のスイ
ッチング手段と、前記第１のスイッチング手段と交互に
オンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路
を入力電圧に接続し、前記第２のスイッチング手段に並
列に、１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトランス
の１次巻線と、第１のコンデンサの直列回路を接続し、
前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと整流ダイ
オードの直列回路を接続し、前記整流ダイオードの両端
に、インダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を
接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給
し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイッチング
手段のオン期間の比で出力電圧を調整し、前記トランス
の１次巻線と２次巻線を介して結合される前記第１及び
第２のコンデンサ、前記整流ダイオード、前記第２のス
イッチング手段からなるループにおいて、前記第１のコ
ンデンサまたは前記第２のコンデンサまたはそれらの組
合せと前記トランスの漏れインダクタンスまたは外付け
のインダクタンスとで共振し、前記第２のスイッチング
手段がオンの時に前記トランスの２次巻線電流を共振電
流とすることを特徴としたスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 第１のスイッチング手段の両端または第
２のスイッチング手段の両端またはその両方にコンデン
サを接続し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイ
ッチング手段の両方ともオフとなる期間を持ち、交互に
オンオフを繰り返すようにした請求項１記載のスイッチ
ング電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26870693A JP3221185B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | スイッチング電源装置 |
| US08/325,928 US5644479A (en) | 1993-10-27 | 1994-10-18 | Switching power supply device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26870693A JP3221185B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123717A JPH07123717A (ja) | 1995-05-12 |
| JP3221185B2 true JP3221185B2 (ja) | 2001-10-22 |
Family
ID=17462245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26870693A Expired - Lifetime JP3221185B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5644479A (ja) |
| JP (1) | JP3221185B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3465075B2 (ja) * | 1998-12-02 | 2003-11-10 | 株式会社椿本チエイン | 非接触給電装置 |
| KR100387943B1 (ko) * | 1998-08-06 | 2003-06-18 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 고주파 가열장치 |
| US6021055A (en) * | 1998-09-24 | 2000-02-01 | International Rectifier Corporation | Intentional cross conduction of converter circuit to ignite high ignition voltage loads |
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