JP3288192B2 - 同期クロック回路 - Google Patents
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Description
を構成するディジタル交換機やディジタル伝送装置に関
し、特に同期ディジタル通信網から与えられる網同期ク
ロック信号に同期したシステム内のクロック信号を作成
し、それを配分するためのディジタル交換機やディジタ
ル伝送装置における同期クロック回路に関するものであ
る。
的な構成を示したものである。図20において、ディジ
タル伝送装置1,3やディジタル交換装置2からなる同
期ディジタル通信網は、ルビジュウムやセシュウム等の
原子発振器5からのクロック基準信号を元に網同期装置
(DCS)4から分配される同期クロックに同期して動
作する。
のシステム構成の一例を示している。図21において、
ディジタル交換装置2は伝送端局1,3と接続する多重
/分配部(MUX/DMUX)11,16、時間スイッ
チ(TSW)13,15及びハイウェイスイッチ(HS
W)14からなる時分割多重スイッチ及び交換制御のた
めの各種信号装置(SIG)12,17から構成され
る。これらの各内部装置は、互いに2M又は32Mハイ
ウェイ(HW)によって結ばれ、システム内の統一され
た同期クロック信号に同期して動作する。
あること、さらにディジタル交換装置2と伝送装置1,
3との間を同期インタフェースによって結ぶことから、
交換装置内のクロック分配装置(CDIS)18は、図
1で示した原子発振器5をクロック源とする網内共通の
網同期装置4から同期クロック信号を受信し、それに同
期した装置内クロック信号を作成して上述した各内部装
置にその信号を分配する。
ハイウェイ(HW)の基本的な伝送フォーマットを示し
たものである。図22に示すように、各ハイウェイは1
25μs周期のフレームを繰り返しの基本単位として、
8KHzのフレームパルス信号に同期して動作する。前
記各フレーム内は8ビットからなる複数のタイムスロッ
ト(TS)に区切られており、従って2Mハイウェイの
場合には、1フレーム当たり32タイムスロット(TS
#0〜TS#31)が存在し、また32Mハイウェイの
場合には、1フレーム当たり512タイムスロット(T
S#0〜TS#511)存在することになる。いずれの
場合にも、1タイムスロット当たり伝送速度64Kb/
s(=8KHz×8ビット)の音声若しくはデータ信号
を運ぶことができる。なお、図22に示すように2つの
装置A−B間でハイウェイ情報を送受信するには、送信
側から8KHz周期のフレームパルス信号、データ信号
そしてクロック信号の3つの信号を送出する必要があ
る。
ハイウェイ情報の受信回路例を示している。図23にお
いて、一般に受信情報は、一旦バッファ19を介して受
信信号の時間的な変動を吸収するエラスティックメモリ
20に書き込まれ(WCK,WFK)格納され、そして
内部のフレーム信号(RFP)及び、クロック信号(R
CK)に同期して装置内部回路21へ読みだされる。エ
ラスティックメモリ20は、FIFOメモリとして機能
するが、実際には通常のメモリに対してサイクリックに
書き込み、そして一定の遅延をもってそれを読み出すこ
とで実現している。このように、エラスティックメモリ
20を使用した場合、装置A−B間である程度非同期の
関係が許容されるが、全くの非同期の場合にはエラステ
ィックメモリの容量がフレーム1周期分必要となって経
済的な装置構成は困難である。
の基準となるフレームパルス信号の位相を実際に割り当
てる状況を示している。図24を先に説明した図21と
対応づけるならば、装置A及び装置Cはそれぞれ時間ス
イッチ(TSW)13,15、そして装置Bはハイウェ
イスイッチ(HSW)14にそれぞれ対応する。図24
に示すように、ハイウェイ情報が装置A→B→Cと流れ
る場合、装置Aの位相を最も早く、次に装置B、装置C
の順に位相を割り当てる。このようにすることにより、
各装置のエラスティックメモリ容量の最適化が図れる。
装置のクロック供給系統例を示したものである。図25
において、網同期装置(DCS)4からは64KHzと
8KHzのクロック信号が供給され、それを受けてシス
テム内のクロック分配装置(CDIS)18からは各装
置(例えば図24の装置A,B,C)へ8KHzフレー
ム信号及び2MHzクロック信号を供給している。前記
各装置は、それぞれの装置に必要な信号(8KHzフレ
ームパルス信号、32MHz/156MHzクロック信
号)をクロック生成部(PG)23において作成しその
装置内の内部回路24へ分配する。
統の冗長構成の一例を示したものである。図26におい
て、網同期装置4は、正常動作時に使用される網同期装
置(N系; Normal)と異常発生時に切り換わる網同期装
置(E系; Emergency )の二重構成を有し、同様にクロ
ック分配装置18及びクロック生成部23も0系と1系
の2系統で構成される。
ついて詳細に説明する。図27は、従来技術によるクロ
ック分配装置(CDIS)の一構成例を示したもので
る。図28は、図27のクロック分配装置の入出力タイ
ミング図である。図27において、クロック分配装置1
8は、二重化された網同期装置4の両系(DCS−N,
DCS−E)に接続されて、その両系からそれぞれ64
KHzと8KHzの基準クロック信号を受信する。図2
8の(1)には、網同期装置4から与えられる64KH
z+8KHzの複合バイポーラ(AMI)信号の基準ク
ロック信号が描かれており、8KHzのフレーム信号は
64KHzのAMI信号のバイオレーション信号として
与えられる。前記基準信号はバイポーラ−ユニポーラ変
換回路(B→U)25,26において64KHzと8K
Hzの信号にそれぞれ分離される(図28の(2))。
7によってDCS−N系のクロック信号を選択して使用
する。装置内の異常検出回路28は、前記DCS−N系
クロック信号に異常を発見した場合には、前記選択回路
27を制御してDCS−E系のクロック信号に切替え
る。選択されたクロック信号の内、64KHzクロック
信号は次段のPLL回路30へ入力され、そこで32M
Hzもしくは16MHz等の所定のクロック信号に逓倍
されて出力される。
16MHz等のクロック信号を分周して図27の例では
8MHzのクロック信号をその8KHzフレームパルス
信号とともに出力する(図28の(3))。なお、前記
PLL回路30の出力クロック信号とそれと比較される
入力クロック信号との間の位相誤差を考慮すると、PL
L回路30の出力は比較的高い周波数が望ましく、その
ため分周回路29はそこから装置内で必要な所定の出力
クロック信号を作成する。
ける分周回路部分のより詳細な回路例を示している。図
30は、図29のクロック分配装置における主要な信号
のタイムチャートである。図29において、8MHzク
ロック信号(8M)と8KHzフレームパルス信号(8
KFP)は、それぞれ入力の基準クロックに同期する必
要がある。ただし、ある程度のずれをもって位相固定す
るのが通常であり、これを定常位相誤差という。PLL
回路30からは、入力の64KHzクロック信号(S6
4K)に同期した16MHz(正確には16.384M
Hz)のクロック信号(P16M)が出力され、その信
号はカウンタ回路31で分周されて、そのQO端子から
は8MHzクロック信号(C8M)(正確には8.19
2MHz)が出力され、Q10出力端子からは8KHz
クロック信号(C8K)が出力される(図30の
(1)、(2)、(3)及び(9))。
Hzクロック信号(C8K)を基準となる8KHz入力
クロック信号(S8K)に同期させるため、前記カウン
タ回路31からの16MHzクロック信号(C16M)
をクロック入力とし、2個のDタイプフリップフロップ
回路(FF−A,FF−B)32,33及びANDゲー
ト回路(Ga)34からなる微分回路を用いて8KHz
基準クロック信号(S8K)の微分パルスを発生させ、
それをカウンタ回路31のロード端子に入力することに
より、初期カウンタ値を所定値(本例では初期値2)に
初期設定している(図30の(2)、(5)〜
(8))。
(5)と(9)に示すようにカウンタ回路31からの8
KHzクロック信号(C8K)は、8KHz基準クロッ
ク信号(S8K)に対して16MHzクロック信号(C
16M)の1クロック分だけ変化点がずれた状態とな
る。上述したのと同様な回路構成を有する図29の下段
の微分回路36,37,38及び39は、初期設定後の
8KHzクロック信号(C8K)を8MHzクロック信
号(C8M)を使って微分して、その1クロック幅の8
KHzフレームパルス信号(8KFP)を作成する(図
30の(9)〜(13))。この時点で、8KHzフレ
ームパルス信号(8KFP)の位相は、前記8KHz基
準クロック信号(S8K)の位相と同期する(図30の
(5)、(13))。ただし、そのらは16MHzクロ
ック信号(C16M)の1/2周期の位相誤差範囲内で
互いに同期することになる。
ニポーラ変換回路(B→U)25,26における8KH
zクロック信号(D8K)及び64KHzクロック信号
(D64K)が一時的に停止(瞬断)した場合のPLL
回路30及び分周回路29の動作の一例を示している。
図31の(1)及び(2)に示すように、8KHzクロ
ック信号(D8M)及び64KHzクロック信号(D6
4K)が一時的に停止(瞬断)した場合でも、PLL回
路30の自走機能および分周回路29のサイクリックな
無限カウント機能によりカウンタ回路31からの8MH
zクロック信号(8Mクロック)及び8KHzフレーム
パルス信号(8KFP)の各出力信号は維持される。
すクロック分配装置18に基準クロック信号を与える網
同期装置4のDCS−N系とDCS−E系間のクロック
位相の誤差の例を示したものである。図32に示すよう
に、一般に前記位相誤差はDCS−N系とDCS−E系
の各網同期装置4とクロック分配装置18との間を接続
するケーブル長遅延(6ns/m)の相違や各装置間の
動作遅延ばらつき等を含めて数ns〜数100ns程度の定
常位相誤差を有しているものと考えられる。
CS−N系入力からDCS−E系入力に切替えた場合の
図27に示す選択回路27の出力のクロック信号を示し
たものである。図33に示すように、図32で説明した
定常位相誤差等と関連して入力信号をDCS−N系入力
からDCS−E系入力に切替えた瞬間には選択回路27
からの出力クロック信号に位相跳躍が発生する。すなわ
ち、選択回路27は、図33の(1)及び(2)に点線
で示す0系入力クロック信号(D64K0、D8K0)
の瞬断等により、それを検出した異常検出回路28(図
27参照)からの切替え信号(SEL)によって、1系
入力クロック信号(D64K1、D8K1)(図33の
(3)、(4))を選択して出力する。この場合には、
図33の(6)及び(7)に示すように、選択回路27
の出力クロック信号(S64K、S8K)には前記切替
えの前後で0系と1系の間の位相跳躍が発生する。
的な回路構成を示したものであり、図35は、そのPL
L回路30が上記の位相跳躍に対して、すなわち入力基
準クロックを切替えた場合に如何にして新しい切替え後
の位相に追従していくかを示したものである。図34は
PLL回路の一般的な構成を示しており、従ってここで
はそれについて詳しく説明することはせず、図35に示
す位相跳躍に対する動作との関連において説明する。
期装置4からの入力信号をDCS−N系入力からDCS
−E系入力に切替えて、その出力クロック信号に位相跳
躍が発生した場合には、PLL回路30の位相比較回路
42で前記切替え後の出力信号(S64K)とその時点
では今だ切替え前の信号状態にあるVCXO44からの
16MHz発振出力信号(fc )を分周器46によって
64KHz信号に下げた信号(P64K)との間の位相
差を検出して位相差分信号(ve)を発生する。低域フ
ィルタ43は、前記位相差分信号のうち外来雑音的な高
域のジッタ成分を除去し、入力位相跳躍による変化電圧
(vf)を次段のVCXO44へ与える。VCXO44
は、前記変化電圧に相当する分の発振周波数(fc )を
変化させる。
振周波数の変化の過程の一例を示したものであり、前記
入力信号の切替え時点の位相跳躍に追従すべく発振周波
数(fc )を上げては位相を進ませ、次にその行き過ぎ
を補償するために発振周波数を下げて位相を遅らせると
いう動作を繰り返し、最後に位相比較回路42で両者の
位相が合致するところに収束する。その結果、PLL回
路30はE系の新しい入力信号(D64K1)の位相に
追従したことになる。このように切替え前後で位相の位
置は異なるが、発振周波数自体は64KHzで変化しな
い。
らの入力切替え時における図29のクロック分配装置へ
の影響について示したものである。図36は、網同期装
置からの入力を切替えた直後の状況を示すものである
(図36の(1)〜(3)の左側部分)。図36におい
て、図29の分周回路29は、選択回路27からの8K
Hzクロック信号(S8K)によってロードされる。こ
の時、もし切替え前と切替え後の8KHzクロック信号
の間で、16MHzクロック信号(P16M)の3クロ
ック分(183ns)の遅れによる位相変動が生じたとす
ると(図36の(6)と(7))、8KHzフレームパ
ルス信号出力(8KFP)は前記切替え後の8KHzク
ロック信号(新S8K)に直ちに同期するが(図36の
(7)と(9))、分周回路29のカウンタ回路31の
動作は3クロック分カウントが遅れることになり(図3
6の(4))、切替え時の瞬間の次の8Kフレームにお
いて、図36の(8)に示すように以下の異常が発生す
る。
信号(8M)が上記16MHzクロック信号(P16
M)の3クロック分の遅れに相当する1.5クロック分
だけ通常のクロック数より増加する。 (b) 切替え後の8KHzクロック信号(新S8K)
が16MHzクロック信号(P16M)の奇数クロック
分(上記例では3クロック分)だけ遅れた場合には、8
Mクロック信号(8M)の位相が逆転する。 これらの異常により、従来においては網同期装置からの
入力の切替え直後にハイウェイデータが擾乱してビット
スリップ等が発生したり、8Mクロック信号で動作する
後段の内部装置に誤動作が生じる等の問題があった。
直後にPLL回路の発振周波数が進む場合の影響を示し
たものである(図36の(1)〜(3)の中央部分)。
図37には、網同期装置からの8KHzクロック信号
(S8K)に対して、PLL回路からの16MHzクロ
ック信号(P16M)が2クロック又は1クロック進む
(増加する)場合が示されており(図37の(1)〜
(3))、前者の場合には、1フレーム中の8MHzク
ロック信号(8M)が増加する現象が、そして後者の場
合には8MHzクロック信号の位相が逆転する現象が発
生する(図37の(4)、(5))。従って、この場合
にも上述した図36と同様にハイウェイデータの擾乱等
が発生するという問題がある。
らの入力の切替え直後にPLL回路の発振周波数が遅れ
る場合の影響を示したものである(図36の(1)〜
(3)の右側部分)。図38には、網同期装置からの8
KHzクロック信号(S8K)に対して、PLL回路か
らの16MHzクロック信号(P16M)が3クロック
分遅れる(減少する)場合が示されており(図38の
(1)〜(3))、この場合には8MHzクロック信号
(8M)が1個減少してフレーム障害となる(図38の
(4)、(5))。よって、この場合にも図36及び図
37と同様な問題が生じる。
置(CDIS)18の後段に位置する各装置内のクロッ
ク生成部(PG)23の一構成例を示している。図39
に示すように、その回路構成は先に説明した図27のク
ロック分配装置(CDIS)と同様であるが、本回路の
入力信号はクロック分配装置18からの8KHz及び2
MHzのクロック信号であり、PLL回路49は2MH
zクロック信号を入力してそれと同期した32MHz/
156MHzクロック信号を出力する。
を作成し、また8KHzのフレームパルス信号の再生も
そこで行う。異常検出回路48は、クロック分配装置1
8の異常検出時に他系の入力クロック信号に切り換え
る。クロック分配装置18の0系と1系との間の定常位
相誤差は100ns以下と考えられるが、図39の回路の
場合には入力切替え時の8KHzクロック信号による分
周回路50の再同期の間に1フレーム中の32MHz又
は156MHzの高速クロック信号が数クロック以上連
続して欠落する可能性がある。
置(CDIS)の回路構成によれば、入力クロック信号
の切替え時に出力クロックの擾乱が発生し、同様な現象
がPLL回路が新しい入力の位相に追従するまでの変化
期間においても発生し、それによって数フレーム〜数十
フレームに跨がって出力フレームと出力クロックとの間
の関係が乱れて音声やデータのハイウェイ伝送に長時間
支障をきたすという問題があった。また、それと同様な
ことは、クロック分配装置の後段に位置する各装置内の
クロック生成部(PG)の回路構成にも当てはまる。
に鑑み、いわゆる入力クロック信号から種々のクロック
信号を発生させるクロック回路において、その入力クロ
ック信号が新しい入力クロック信号へ切替わることによ
って位相跳躍が発生した場合に、クロック回路からの出
力フレーム信号と出力クロック信号との間の相互の関係
(1フレーム中のクロック数、クロックのduty保証
等)を維持しつつ、前記切替り後の新しい入力クロック
信号の位相に前記出力フレーム信号及び出力クロック信
号を順次追従させていくクロック回路を提供することに
ある。
の基準フレーム信号及びその整数倍の周波数からなる基
準クロック信号が与えられ、そのうちの1系統の基準フ
レーム信号及び基準クロック信号を選択して出力する選
択回路;前記選択回路で選択された基準クロック信号に
同期する所定周波数の自走クロック信号を出力するPL
L回路;前記自走クロック信号を分周して前記選択回路
で選択された基準フレーム信号と同一周期の自走フレー
ム信号を作成し、また再同期信号が与えられると前記選
択された基準フレーム信号と同一位相で前記自走フレー
ム信号の動作を開始させるフレーム信号作成回路;そし
て前記選択回路で選択された基準フレーム信号と前記フ
レーム信号作成回路で作成された自走フレーム信号との
位相比較により所定の位相誤差範囲を超える同期はずれ
を検出すると前記再同期信号を出力する同期はずれ検出
回路;から成る同期クロック回路が提供される。
LL回路からの所定周波数のクロック信号を分周して出
力し、そして前記フレーム信号作成回路からの自走フレ
ーム信号を前記出力されるクロック信号に同期した所定
波形のフレーム信号として出力するための分周回路を有
する。また、前記PLL回路は、同期クロック回路から
出力される所定の周波数のクロック信号とは別の前記基
準クロック信号に同期した所定周波数の位相比較クロッ
ク信号を出力し、そして前記フレーム信号作成回路及び
前記同期はずれ検出回路は、前記PLL回路からの信号
として前記位相比較クロック信号を用いる。前記位相比
較クロック信号は、PLL回路から出力されるクロック
信号を分周したものである。
レーム信号及び基準クロック信号のうち、異常が発生し
た以外の系統の基準フレーム信号及び基準クロック信号
を選択し、前記基準フレーム信号及び前記自走フレーム
信号はともに8KHzフレーム信号である。そして具体
的には、前記フレーム信号作成回路は、前記選択された
基準フレーム信号の前縁変化点を前記選択された基準ク
ロック信号を用いて微分検出する微分回路、前記微分回
路からの微分出力の通過を前記再同期信号によって制御
するゲート回路、前記基準クロック信号をカウントし初
期値からのカウントにより前記基準フレーム信号周期で
前記自走フレーム信号を出力するカウンタ回路、そして
前記ゲート回路を通過した微分出力と前記カウンタ回路
からの自走フレーム信号との論理和信号を前記カウンタ
回路の初期値を再設定するロード信号として前記カウン
タ回路に与える論理ゲート回路から成る。
選択された基準フレーム信号の前縁変化点を前記選択さ
れた基準クロック信号を用いて微分検出する微分回路、
前記微分回路からの微分出力と前記フレーム作成回路か
らの自走フレーム信号との一致を検出する一致検出回
路、前記一致検出回路によって一致が検出された場合に
は、前記基準クロック信号のカウントをクリアし、不一
致の場合にはカウントを開始して所定数カウントした時
に前記再同期信号を出力するカウンタ回路から成る。な
お、前記基準クロック信号の周期は、前記2系統の信号
対の間の定常位相誤差以内とする。
する。すなわち、第1に、PLL回路から入力クロック
信号(基準クロック信号)に同期した位相比較クロック
信号が出力される。前記位相比較クロック信号は、PL
L回路内部の分周回路によって作成される。そして、前
記位相比較クロック信号は、定常時は基準クロック信号
と同期しており、基準クロック信号の切り替わり用いる
ことにより位相跳躍が発生時には、それに対するPLL
回路の追従によって新たな基準クロック信号に徐々に同
期していく。
信号をPLL回路の前記位相比較クロック信号から作成
する。基本的に基準クロック信号と入力8KHz基準ク
ロック信号は同期しており、前記位相比較クロック信号
を用いて基準クロック信号に追従することで、結果的に
は8KHz基準クロック信号に追従することになる。そ
して、第3に、8KFP作成回路の8KHzフレームパ
ルス信号と、基準の8KHz入力クロック信号を位相比
較して同期外れを検出する同期外れ回路を設置し、同期
外れ検出時には前記8KFP作成回路において8KHz
フレームパルス信号を入力8KHz基準クロック信号に
再同期させる。
回路の一実施例を示したものであり、従来技術で説明し
たクロック分配装置(CDIS)18に相当するもので
ある。図1は、本発明による同期クロック回路の基本構
成を示した回路ブロック図である。図1において、上記
本発明の作用で述べたように、PLL回103は所定の
クロック周波数信号(P16M)以外に、選択回路(S
EL64)101から与えられる0系又は1系の基準6
4KHzクロック信号(S64K)に同期した位相比較
クロック信号(P64K)を出力する。8KFP作成回
路105は、前記位相比較クロック信号(P64K)を
分周して8KHzフレームパルス信号(8KFP)を作
成する。
フレームパルス信号と選択回路(SEL8)102から
与えられる0系又は1系の基準8KHzクロック信号
(S8K)とをPLL回路103から与えられる前記位
相比較クロック信号(P64K)を用いて位相比較を行
ことによって同期外れを検出する。そして、分周回路1
06は、PLL回路30から与えられる16MHzのク
ロック信号(P16M)を分周して2MHzクロック信
号(2M)を作成する。
ロックのタイミングの一例を示している。図2に示すよ
うに、PLL回路の安定した同期状態においては入力ク
ロック信号(S64K)と位相比較クロック信号(P6
4K)の位相は互いにほぼ一致している(図2の(1)
と(3))。従って、前記位相比較クロック信号は入力
クロック信号と一定の位相関係を有する8KHzクロッ
ク信号(S8K)とも同期状態を維持している(図2の
(2)と(3))。
実施例を示した回路図である。位相比較クロック信号
(P64K)は、PLL回路内部の分周器112からの
出力信号であり、外部から与えられる基準クロック信号
(S64K)と位相比較される信号である。従って、前
記位相比較クロック信号はPLL回路の16MHzクロ
ック信号(P16M)の単純な分周関係にあり、その間
の位相は常に一定である。その他の回路部分について
は、従来例の図34と同様でありここではそれらについ
て更めて説明しない。
等により位相跳躍が生じた場合のPLL出力クロック信
号の動作タイミングを示したものである。PLL回路1
03の位相比較クロック信号(P64K)は、入力切替
前は図4の(1)と(5)に示すように0系の基準入力
クロック信号(D64K#0、)と図2に示す位相関係
を保っている。そして入力切替後は位相比較回路109
で1系の基準入力クロック信号(D64K#1)と比較
されながら、図4の(3)と(5)に示すように徐々に
1系の基準入力クロック信号に同期していく。
一実施例を示した回路図であり、そして図6は、そのタ
イミングチャートである。図5において、PLL回路1
03からの位相比較クロック信号(P64K)は、4ビ
ットのカウンタ回路(CNT)120で8分の1に分周
され、8KHzフレームパルス信号(8KFP)として
出力される(図6の(1)、(4)及び(9))。前記
カウンタ回路120は、カウント値" 15" のオーバフ
ロー信号(OVF)をDタイプフリップフロップ回路
(FF−a)122及びORゲート回路119を介して
ロード端子に帰還し、カウントを初期値" 8" から再ス
タートさせることによって、通常は電源の入った状態で
自律して前記8KHzフレームパルス信号(8KFP)
を生成している(図6の(4)、(5))。
カウンタ出力" 14" をデコードし、次段の2個のDタ
イプフリップフロップ回路(FF−b、FF−c)12
3,124は、そのデコード出力を位相比較クロック信
号(P64K)の同期波形に成形し、その時間位置をカ
ウンタ出力" 15" の出力位置に調整する(図6の
(6)〜(8))。また、図5の前段に示す2個のDタ
イプフリップフロップ回路115,116及びANDゲ
ート回路(Ga)117は、微分回路を構成し、図1に
示す選択回路(SEL8)102からの基準8KHzク
ロック信号(S8K)を位相比較クロック信号(P64
K)によって微分して、その変化点を検出する(図6の
(2)、(3))。次段のANDゲート回路118は、
前記微分信号の通過を再同期信号(RESYN)によっ
て制御する。
れ検出回路から異常検出時に与えられ、ANDゲート回
路118を開くことによって前記微分信号を通過させ
る。ANDゲート回路118を通過した微分信号は、前
述したカウンタ回路のオーバーフロー信号が与えられる
ORゲート回路119のもう一方の入力端子へ与えら
れ、同期がはずれた時のカウンタ回路120の再同期や
初期設定等のために使われる。これにより基準8KHz
クロック信号(S8K)に同期した8KHzフレームパ
ルス信号が再作成可能となる。この同期状態において
は、図6の(3)と(5)に示すようにカウンタ回路1
20のロード端子における前記微分信号とカウンタ回路
からのオーバフロー信号は共に一致している。
4の一実施例を示した回路図であり、図8はそのタイム
チャートである。図7において、本回路における同期外
れの検出は、PLL回路103からの位相比較クロック
信号(P64K)を基準にして、図5で説明したのと同
様に2個のDタイプフリップフロップ回路126,12
8及びANDゲート回路(Ga)129から成る微分回
路で作成された基準入力8KHzクロック信号(S8
K)の微分信号と本発明による8KFP回路105から
の8KHzフレームパルス信号(8KFP)とをAND
ゲート回路130で比較一致検出することによって行わ
れる。なお、Dタイプフリップフロップ回路127は、
同期状態において前記8KHzフレームパルス信号(8
KFP)のパルス位置を前記基準入力8KHzクロック
信号(S8K)の微分信号のパルス位置に合わせるため
の遅延用として使われている(図8の(2)〜
(5))。
Hzフレームパルス信号の位相が一致する同期状態の場
合(図8の左右両側の部分)には、前記ANDゲート回
路130から次段のカウンタ回路132に対してロード
信号が出力され続け、初期値" 0" がロードされたカウ
ンタ回路(CNT)132は、その間事実上カウント停
止状態となる。前記ANDゲート回路130において不
一致が生じると(図8の中央部分)、ロード信号が解除
されたカウンタ回路132はカウントを開始し、位相比
較クロック信号(P64K)にって順次+1インクリメ
ントされる。本回路例では、カウンタの値が2(Q1)
になると同期がはずれによる異常が検出され、先に説明
した図5の8KFP作成回路に再同期信号(RESY
N)を送出する(図8の(7)、(8))。
は、カウンタ回路132のクロックイネーブル端子
(E)に与えられる。同期状態において、前記ANDゲ
ート回路131の一方の入力である出力段のDタイプフ
リップフロップ回路133の負出力は高レベルであり、
そのためもう一方の入力であるDタイプフリップフロッ
プ回路127からの8KHzフレームパルス信号(8K
FP)が高レベルの時だけ、すなわちその間のP64K
Hzクロック信号1クロック分だけがカウンタ回路13
2に入力される。従って、前記カウンタ回路132は各
フレーム毎に1カウント可能となる(図8の(6))。
もし、再同期信号(RESYN)が送出された場合には
前記Dタイプフリップフロップ回路133の負出力は低
レベルとなりカウント不可の状態となる。カウントの再
開は、再同期が達成されてカウンタ回路132に対して
初期値" 0" がロードされ、それによってQ1出力がゼ
ロとなって再同期信号が解除された次のフレームからで
ある。
制的な初期設定信号が特には必要とされない。なぜな
ら、電源投入によって図5の8KFP回路105からと
りあえず自走フレームパルス信号(8KFP)が出力さ
れ、その信号が基準入力8KHzクロック信号(S8
K)と非同期の場合には、同期はずれ検出回路104か
ら前記再同期信号(RESYN)が出力され、それによ
って前記8KFP回路105からの出力フレームパルス
信号(8KFP)の位相は前記基準入力クロック信号
(S8K)の位相と一致するよう制御されるからであ
る。
検出条件と、入力切替え時の位相変動追従の範囲を示し
たものである。図9において8KHzフレームパルス信
号(8KFP)を固定して考えると、基準8KHzクロ
ック信号(S8K)入力は、位相進みについては位相比
較クロック信号(P64K)の1/2クロック分(図9
の(3))まで、そして位相遅れについても位相比較ク
ロック信号(P64K)の1/2クロック分(図9の
(4))までの跳躍について、両者ともに同期引き込み
可能範囲として同期外れとは判断されない。
S)を切替えた時の位相跳躍吸収の一例を示したもので
ある。図10において、切替前は、図1に示す選択回路
101,102によって網同期装置のDCS−N系から
与えられる基準クロック信号(D64K#0,D8K#
0)と、それに追従するPLL回路103からの位相比
較信号(P64K)及びそれを基準とした8KFP作成
回路105からの8KHzフレームパルス信号(8KF
P)信号は相互に位相同期が取られている(図10の
(1)〜(4))。
置からの入力をDCS−N系からDCS−E系に切替え
ると、基準クロック信号はD64K#1,D8K#1と
なって切替以前に対して定常位相誤差が発生する。本発
明による同期クロック回路においては、先の図9でも説
明したように上記定常位相誤差が64KHzクロックの
半クロック以内の場合には同期はずれ検出回路104に
おいて同期はずれとはみなさず、従って、その間におい
てはPLL回路103が位相跳躍を吸収するために通常
の追従動作を行うだけである。
に示すように、本発明による同期クロック回路内で作成
された位相比較信号(P64K)が上記基準クロック信
号のD64K#1に対する追従するが、前記位相比較信
号(P64K)を基準に作成される8KHzフレームパ
ルス信号(8KFP)信号との間の位相関係は固定され
たままである。さらに、最終出力信号である2Mクロッ
ク信号等との関係も単なる分周関係であってその間の位
相関係は変化しない。
同期保持動作をしている限り、従来技術の説明でその問
題点とされた入力切替え時における出力クロックの擾乱
やフレーム中のクロック数の増加や欠落等の問題は全く
生じないことになる。さらに、従来の回路構成において
は2MHzクロック出力信号等の高速信号が問題の対象
となっていたのに対し(今後は、150MHz等の一層
の高速化が考えられる。)、本発明では64KHzとい
う極めて低速な信号が対象となり、従って本発明によれ
ば従来のような問題を発生させない十分に余裕をもった
同期クロック回路の設計が可能となる。
実施例を示した回路図であり、図12はそのタイムチャ
ートである。図11において、PLL回路103からの
16MHzクロック信号(P16M)をカウンタ回路
(CNT)138で分周し、所定のクロック信号を作成
する。本例では16MHzクロック信号を1/8分周し
て2MHzクロック信号(2M)を得ている。図11の
左側の2個のDタイプフリップフロップ回路135,1
36及びANDゲート回路(Ga)137は微分回路を
構成し、図12の(4)に示すように位相比較クロック
信号(P64K)の変化点で微分パルスを出力し、初期
値4をカウンタ回路138にロードする。これによっ
て、ロード時点からの2MHzクロック信号は高レベル
からはじまることになる(図12の(4))。
ロップ回路139,140及びANDゲート回路141
からなる微分回路は、図12の(7)に示すように8K
PF作成回路105からの64KHz1周期幅の8KH
zフレームパルス信号(8KFP)を2MHz1周期幅
の8KHzフレームパルス信号(8K)に変換する。上
述のように、本分周回路106は単純な分周と波形成形
を行っているだけであり、図10で説明した本発明の特
徴的な同期動作は保存される。すなわち、入力基準信号
の切替え前後で発生する位相跳躍が所定の範囲内である
限り、前記2MHzクロック信号(2M)及び8KHz
フレームパルス信号(8K)は、その間の関係を常に一
定の状態に保存したまま、徐々に切替後の基準クロック
信号に同期していく。
置(CDIS)の後段に位置し、図25で示した各装置
内のクロック生成部(PG)23に相当する実施例を示
したものである。図13は、本発明によるクロック生成
部の基本的な回路構成を示したものである。本実施例の
回路動作原理は、先に図1〜図12を使って説明した本
発による同期クロック回路とほとんど同様である。本実
施例では、基準入力クロック信号がクロック分配装置か
らの2MHzクロック信号等の高い周波数の場合でも適
用可能なことを示す。
る。 (1)基準クロック信号; 64K → 2M (2)PLL回路出力 ; P16M,P64K → P32M,P2M (3)分周回路出力 ; 2M → 8M (単位Hz) このように本実施例は図1と大きく相違するところがな
く、従って以下の説明においてはその相違点だけを簡単
に説明する。なお、先の実施例の図面(図1〜図12)
で符号" 1XX" と付しているものと同様なものについ
ては、以下の本実施例の図面(図13〜図19)で符
号" 2XX" と付している。
ック回路とを対比した場合には、図13では切替えの対
象となる基準入力クロック信号に2MHzクロック信号
とより高い周波の信号が使われ、同様にその出力クロッ
ク信号も32MHz/8MHz等の高周波クロック信号
が使われる。なお、図13の入力異常検出回路204
は、図1の同期ハズレ検出回路104と名称こそ異なる
が機能において同一である。図3の分周回路206の出
力クロック信号が高い。
からの出力クロック信号のタイミング例を示したもので
あり、先の実施例の図2と対応する。図15は、図13
の8KFP作成回路205の一実施例を示した回路図で
あり、図16はそのタイムチャートである。それらは、
先の実施例の図5及び図6とそれぞれ対応する。図5に
対する図15の回路構成上の相違点はない。ただ図15
ではカウント数が大きい分だけカウンタ回路220及び
デコーダ回路221の回路規模が大きくなっている。
4の一実施例を示した回路図であり、先の実施例の図7
と対応する。互いの回路構成は全く同じである。図18
は、図13の分周回路206の一実施例を示した回路図
であり、図19はそのタイムチャートである。それら
は、先の実施例の図11及び図12とそれぞれ対応す
る。図18と図11とは回路構成上変わるところがな
い。
クロックの位相跳躍に対して、跳躍量が基準クロック信
号の±半周期以内の位相差であれば、本発明の原理によ
り、切替え時の瞬間的な擾乱を防止しつつ、新しい位相
に移行可能であることを示した。
クロック切替え時に、システム間、システム内装置間の
伝送路、ディジタルスイッチ、その他のディジタル信号
処理において、1フレームの擾乱を発生することなく、
無瞬断にて入力クロック切替えが可能となる。そして本
発明によれば、新しい位相へ追従する際、常にフレーム
とクロックの関係を正常に保つことを可能となり高品質
の高速伝送の実現を支えることになる。
クロック回路を多段に積み上げていくことにより、周波
数の低い基準クロック信号から周波数の高い基準クロッ
ク周波数まで最適な構成で上記本発明による効果を有し
た同期網を構成することができる。
した回路ブロック図である。
イミング図である。
ック図である。
跳躍が生じた場合のPLL出力クロック信号の動作タイ
ミングを示した図である。
た回路図である。
である。
した回路図である。
である。
入力切替え時の位相変動追従の範囲を示した図である。
時の位相跳躍吸収の一例を示した図である。
図である。
る。
構成を示した回路ブロック図である。
のタイミング図である。
示した回路図である。
ートである。
を示した回路図である。
路図である。
る。
たブロック図である。
構成例を示したブロック図である。
W)の基本的な伝送フォーマットを示した図である。
報の受信回路の一構成例を示した図である。
となるフレームパルス信号の位相割り当て状況を示した
図である。
ク供給系統の一例を示した図である。
の一例を示した図である。
成例を示した回路ブロック図である。
グ図である。
部分のより詳細な回路例を示した回路ブロック図であ
る。
号のタイミング図である。
ロック信号が一時的に停止した場合のPLL回路及び分
周回路の動作説明図である。
互間のクロック位相誤差の一例を示した図である。
らDCS−E系に切替えた場合の図29に示す選択回路
の出力クロックの一例を示した動作タイミング図であ
る。
した回路ブロック図である。
明図である。
おけるクロック分配装置への影響を示した図である。
回路の発振周波数が進む場合の影響を示した図である。
回路の発振周波数が遅れる場合の影響を示した図であ
る。
成例を示した回路ブロック図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 2系統の基準フレーム信号及びその整数
倍の周波数からなる基準クロック信号が与えられ、その
うちの1系統の基準フレーム信号及び基準クロック信号
を選択して出力する選択回路、 前記選択回路で選択された基準クロック信号に同期する
所定周波数の自走クロック信号を出力するPLL回路、 前記自走クロック信号を分周して前記選択回路で選択さ
れた基準フレーム信号と同一周期の自走フレーム信号を
作成し、また再同期信号が与えられると前記選択された
基準フレーム信号と同一位相で前記自走フレーム信号の
動作を開始させるフレーム信号作成回路、そして前記選
択回路で選択された基準フレーム信号と前記フレーム信
号作成回路で作成された自走フレーム信号との位相比較
により所定の位相誤差範囲を超える同期はずれを検出す
ると前記再同期信号を出力する同期はずれ検出回路、か
ら構成することを特徴とする同期クロック回路。 - 【請求項2】 さらに、前記PLL回路からの所定周波
数の自走クロック信号を分周して所望のクロック信号を
出力し、そして前記フレーム信号作成回路からの自走フ
レーム信号から前記所望のクロック信号に適合する所望
のフレーム信号を作成して出力する分周回路を有する請
求項1記載の同期クロック回路。 - 【請求項3】 前記選択回路は、前記2系統の基準フレ
ーム信号及び基準クロック信号のうち、異常が発生した
以外の系統の基準フレーム信号及び基準クロック信号を
選択する請求項1記載の同期クロック回路。 - 【請求項4】 前記フレーム信号作成回路は、 前記選択された基準フレーム信号の変化点を前記選択さ
れた基準クロック信号を用いて微分検出する微分回路、 前記微分回路からの微分出力の通過を前記再同期信号に
よって制御するゲート回路、 前記基準クロック信号をカウントし、初期値からのカウ
ントにより前記基準フレーム信号周期で前記自走フレー
ム信号を出力するカウンタ回路、そして前記ゲート回路
を通過した微分出力と前記カウンタ回路からの自走フレ
ーム信号との論理和信号を、前記カウンタ回路の初期値
を再設定するロード信号として前記カウンタ回路に与え
る論理ゲート回路から成る請求項1記載の同期クロック
回路。 - 【請求項5】 前記同期はずれ検出回路は、 前記選択された基準フレーム信号の変化点を前記選択さ
れた基準クロック信号を用いて微分検出する微分回路、 前記微分回路からの微分出力と前記フレーム作成回路か
らの自走フレーム信号との一致を検出する一致検出回
路、 前記一致検出回路によって一致が検出された場合には、
前記基準クロック信号のカウントをクリアし、不一致の
場合にはカウントを開始して所定数カウントした時に前
記再同期信号を出力するカウンタ回路から成る請求項1
又は4記載の同期クロック回路。
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JP31956694A JP3288192B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | 同期クロック回路 |
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JPH08181685A JPH08181685A (ja) | 1996-07-12 |
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JP31956694A Expired - Fee Related JP3288192B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | 同期クロック回路 |
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WO2005114845A2 (en) * | 2004-05-13 | 2005-12-01 | Thomson Licensing | Method and apparatus for synchronizing a clock generator in the presence of jittery clock sources |
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-
1994
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