JP3239581B2 - 半導体集積回路の製造方法及び半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路の製造方法及び半導体集積回路Info
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Description
源電圧を降圧する降圧回路を内蔵して構成される半導体
集積回路の製造方法及び降圧回路を内蔵して構成される
半導体集積回路に関する。
ess memory)や、SRAM(staticrandom access memo
ry)などのMOSメモリにおいては、集積度の向上を図
るために、集積化するMOSトランジスタの微細化が進
められてきた。
MOSトランジスタのゲート絶縁膜の薄膜化が進んだた
め、このゲート絶縁膜にかかる電界を緩和し、信頼性を
確保するために、電源電圧を下げる必要が生じてきた。
伴い、MOSトランジスタのチャネル長も短くなり、短
チャネル効果が顕在化し、MOSトランジスタのしきい
値電圧の異常化が懸念されることとなったため、この点
からしても、電源電圧の降下が必要となった。
は、電源電圧の降下を必要としない半導体集積回路が存
在するため、MOSメモリ内にシステムの電源電圧を降
下するための降圧回路を設けることが必要となった。
性の確保や、短チャネル効果の緩和という効果のほか
に、内部回路の電源電圧は外部電源電圧よりも低くなる
ことから、消費電力の低減化を図ることができるという
効果も得ることができる。
合には、内部回路の電源電圧を外部電源電圧に依存させ
ないようにすることができるので、外部電源電圧の変動
による特性のバラツキがなくなるという効果も得ること
ができる。
うな降圧回路を内蔵してなるものが知られている。
なすエンハンスメント形のpMOSトランジスタ、2は
pMOSトランジスタ1のゲート電圧を制御する差動増
幅回路である。
源電圧,Vrefは内部で生成される基準電圧、Vintは降
圧電圧であり、この降圧電圧Vintは所定の内部回路に
供給される。
の正相入力端子2に基準電圧Vrefを入力し、逆相入力
端子に降圧電圧Vintを入力するようにしているので、
降圧電圧Vintは、その電圧値が基準電圧Vrefと同一と
なるように制御される。
動作環境は、日々、変化しており、DRAMにとっては
外部電源電圧VCCであるシステムの電源電圧を、5V
から3〜3.3Vにするシステムが開発されている。
源電圧VCCが5Vの場合の降圧電圧Vintを3〜3.3
Vとし、外部電源電圧VCCが3〜3.3Vの場合に
は、メタル・オプション又はヒューズ・オプションによ
ってpMOSトランジスタ1を駆動させないようにし、
外部電源電圧VCCを降圧せずに使用するという対応
や、基準電圧Vrefを3V以下に設定し、外部電源電
圧VCCが5Vの場合のみならず、外部電源電圧VCC
が3〜3.3Vの場合にも、外部電源電圧VCCを降圧
するという対応が行われている。
VCCが3〜3.3Vの場合、これを降圧しないように
する場合には、電源マージンを±10%とすると、内部
回路は2.7〜3.6Vで動作することになり、電源電圧
に依存性のある動作速度及び消費電流にバラツキが発生
してしまうという問題点がある。
ば、3.0Vに設定し、外部電源電圧VCCが5Vの場
合のみならず、3〜3.3Vの場合にも、外部電源電圧
VCCを降圧する場合には、動作速度及び消費電流のバ
ラツキを抑えることができる。
3にpMOSトランジスタ1の静特性を示すように、p
MOSトランジスタ1のソース・ドレイン間電圧が、外
部電源電圧VCCが5Vの場合と3〜3.3Vの場合と
で大きく異なってしまう。
3Vの場合の電流供給能力は、外部電源電圧VCCが5
Vの場合よりも大幅に劣ってしまい、外部電源電圧VC
Cが3〜3.3Vの場合には、動作速度が劣ってしまう
と共に、内部電源電圧の変動値が大きくなってしまうと
いう問題点があった。
の推移期にあって、製造工程において、電圧値の異なる
2種の外部電源電圧に対応することができ、これら電圧
値の異なる2種の外部電源電圧のいずれを使用する仕様
とする場合においても、同一ないし略同一の電流供給能
力を有し、動作速度及び内部電源電圧の安定性を図るこ
とができる降圧回路を簡単に作り分けることができるよ
うにした半導体集積回路の製造方法を提供することを第
1の目的とする。
あって、電圧値の異なる2種の外部電源電圧のいずれの
電源電圧を使用する場合においても、同一ないし略同一
の電流供給能力を発揮し、動作速度及び内部電源電圧の
安定性を図ることができる降圧回路を内蔵してなるワイ
ドレンジ品としての半導体集積回路を提供することを第
2の目的とする。
回路の製造方法は、第1の被制御電極同士を接続され、
外部から供給される外部電源電圧が第2の被制御電極に
供給される場合には、制御電極の電圧を制御されること
により、外部電源電圧を降圧してなる降圧電圧を第1の
被制御電極に得ることができる第1、第2のトランジス
タを形成する工程と、外部電源電圧が第1の電圧値を有
するシステムで使用する場合には、第1のトランジスタ
が駆動し、第2のトランジスタは駆動しないようにし、
外部電源電圧が第1の電圧値より低い第2の電圧値を有
するシステムで使用する場合には、第1、第2のトラン
ジスタが駆動するようにする工程とを含めて半導体集積
回路を製造するというものである。
制御電極同士を接続され、外部から供給される外部電源
電圧が第2の被制御電極に供給される場合には、制御電
極の電圧を制御されることにより、外部電源電圧を降圧
してなる降圧電圧を第1の被制御電極に得ることができ
る第1、第2のトランジスタを有してなる降圧回路と、
外部電源電圧が第1の電圧値を有するものであるか、第
1の電圧よりも低電圧の第2の電圧値を有するものであ
るかを判定し、外部電源電圧が第1の電圧値を有するも
のである場合には、第1のトランジスタを駆動させ、第
2のトランジスタを駆動させないようにし、外部電源電
圧が前記第2の電圧値を有するものである場合には、第
1、第2のトランジスタを駆動させるように降圧回路を
制御する降圧回路制御回路とを設けて構成される。
ば、外部電源電圧が第1の電圧値を有するシステムで使
用する場合には、第1のトランジスタが駆動し、第2の
トランジスタは駆動しないように構成され、外部電源電
圧が第1の電圧値より低い第2の電圧値を有するシステ
ムで使用する場合には、第1、第2のトランジスタが駆
動するように構成される。
チャネル幅を適度な幅に形成することにより、外部電源
電圧が第1の電圧値である場合に、第1のトランジスタ
に流れる電流と、外部電源電圧が第2の電圧値である場
合に、第1、第2のトランジスタに流れる電流とを同一
ないし略同一にすることができる。
造方法においては、第1、第2のトランジスタを形成し
ておき、その上で、外部電源電圧が第1の電圧値を有す
るシステムで使用する場合には、構成上、第1のトラン
ジスタが駆動し、第2のトランジスタは駆動しないよう
にすれば足り、外部電源電圧が第1の電圧値より低い第
2の電圧値を有するシステムで使用する場合には、構成
上、第1、第2のトランジスタが駆動するようにすれば
足りる。
の製造方法によれば、降圧回路を内蔵してなる半導体集
積回路に関し、外部電源電圧の推移期にあって、製造工
程において、電圧値の異なる2種の外部電源電圧に対応
することができ、これら電圧値の異なる2種の外部電源
電圧のいずれを使用する仕様とする場合においても、同
一ないし略同一の電流供給能力を有し、動作速度及び内
部電源電圧の安定性を図ることができる降圧回路を効率
良く作り分けることができる。
部電源電圧が第1の電圧値を有する場合には、第1のト
ランジスタが駆動し、第2のトランジスタは駆動しない
ように構成され、外部電源電圧が第1の電圧値より低い
第2の電圧値を有する場合には、第1、第2のトランジ
スタが駆動するように構成されている。
チャネル幅を適度な幅に形成することにより、外部電源
電圧が第1の電圧値である場合に、第1のトランジスタ
に流れる電流と、外部電源電圧が第2の電圧値である場
合に、第1、第2のトランジスタに流れる電流の合計値
とを同一ないし略同一にすることができる。
ば、外部電源電圧の推移期にあって、電圧値の異なる2
種の外部電源電圧のいずれの電源電圧を使用する場合に
おいても、同一ないし略同値の電流供給能力を発揮し、
動作速度及び内部電源電圧の安定性を図ることができる
降圧回路を内蔵してなるワイドレンジ品を得ることがで
きる。
る半導体集積回路の製造方法の第1実施例〜第4実施例
及び本発明による半導体集積回路の第1実施例〜第3実
施例について、DRAMに適用した場合を例にして説明
する。
第1実施例・・図1〜図10図1〜図10は本発明によ
る半導体集積回路の製造方法の第1実施例を説明するた
めの図である。
成工程を示しており、本実施例は、降圧回路の部分以外
の部分については、従来同様に形成するというものであ
る。
は、VCC電源配線形成工程前までに、図1に示すよう
に、レギュレータ・トランジスタをなすドレイン同士を
接続されたエンハンスメント形のpMOSトランジスタ
3、4と、これらpMOSトランジスタ3、4のゲート
電圧を制御するレギュレータ・トランジスタ・ゲート電
圧制御回路5のうち、VCC電源配線を除く部分を形成
しておく。
テムに使用する場合には、5V品用のVCC電源配線形
成用のマスクを使用し、図2に示すように、VCC電源
配線6を形成し、pMOSトランジスタ3のソースをV
CC電源配線6に接続し、pMOSトランジスタ4のソ
ースをVCC電源配線6に接続しないようにする。
3Vのシステムに使用する場合には、3.3V品用のV
CC電源配線形成用のマスクを使用し、図3に示すよう
に、VCC電源配線6を形成し、pMOSトランジスタ
3、4のソースをVCC電源配線6に接続するようにす
る。
ト電圧制御回路5は、pMOSトランジスタ3又はpM
OSトランジスタ3、4をデジタル制御するように構成
することもできるし、pMOSトランジスタ3又はpM
OSトランジスタ3、4をアナログ制御するように構成
することもできる。
ート電圧制御回路5をpMOSトランジスタ3又はpM
OSトランジスタ3、4をデジタル制御するように構成
する場合には、図2に示す降圧回路は、図4に示すよう
に構成され、図3に示す降圧回路は、図5に示すように
構成される。
Vintを低電圧側にレベルシフトするレベルシフタ、8
は基準電圧Vref1を低電圧側にレベルシフトするレベ
ルシフタ、9はレベルシフタ7、8の出力を差動増幅す
る差動増幅回路である。
1は負荷をなすカレントミラー回路を構成するエンハン
スメント形のpMOSトランジスタ、12、13は駆動
用のトランジスタであるエンハンスメント形のnMOS
トランジスタ、14は定電流源をなすnMOSトランジ
スタであり、このnMOSトランジスタ14は、差動増
幅回路活性化信号ENによりON(導通)、OFF(非
導通)が制御される。
力、即ち、nMOSトランジスタ12のドレイン電圧を
波形整形するインバータであり、図4例の場合は、イン
バータ16の出力によってpMOSトランジスタ3のゲ
ート電圧が制御され、図5例の場合には、インバータ1
6の出力によってpMOSトランジスタ3、4のゲート
電圧が制御される。
圧VCCが3.3Vの場合に、差動増幅回路9のゲイン
を確保することができるようにするために設けるもので
あるが、これらレベルシフタ7、8は、例えば、図6、
図7又は図8に示すように構成することができる。
ント形のpMOSトランジスタ、19、20はキャパシ
タ、21、22は抵抗、図7において、23、24はエ
ンハンスメント形のnMOSトランジスタ、25、26
はキャパシタ、27、28は抵抗、図8において、29
〜32は抵抗、33、34はキャパシタである。
0、図7におけるキャパシタ25、26、図8における
キャパシタ33、34は、位相補償用のキャパシタであ
る。
降圧電圧Vintが基準電圧Vref1よりも高くなると、n
MOSトランジスタ12のドレイン電圧が上昇し、イン
バータ15の出力=Lレベル、インバータ16の出力=
Hレベルとなり、pMOSトランジスタ3=OFFとさ
れ、降圧電圧Vintが降下する状態とされる。
よりも低くなると、nMOSトランジスタ12のドレイ
ン電圧が降下し、インバータ15の出力=Hレベル、イ
ンバータ16の出力=Lレベルとなり、pMOSトラン
ジスタ3=ONとされ、降圧電圧Vintが上昇する状態
とされる。
いては、pMOSトランジスタ3のドレインに得られる
降圧電圧Vintは、レギュレータ・トランジスタ・ゲー
ト電圧制御回路5にフィードバックされ、このレギュレ
ータ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5によってp
MOSトランジスタ3がスイッチング制御されることに
より一定電圧に制御される。
圧電圧Vintが基準電圧Vref1よりも高くなると、nM
OSトランジスタ12のドレイン電圧が上昇し、インバ
ータ15の出力=Lレベル、インバータ16の出力=H
レベルとなり、pMOSトランジスタ3=OFF、pM
OSトランジスタ4=OFFとされ、降圧電圧Vintが
降下する状態とされる。
よりも低くなると、nMOSトランジスタ12のドレイ
ン電圧が下降し、インバータ15の出力=Hレベル、イ
ンバータ16の出力=Lレベルとなり、pMOSトラン
ジスタ3=ON、pMOSトランジスタ4=ONとさ
れ、降圧電圧Vintが上昇する状態とされる。
いては、pMOSトランジスタ3、4のドレインに得ら
れる降圧電圧Vintは、レギュレータ・トランジスタ・
ゲート電圧制御回路5にフィードバックされ、このレギ
ュレータ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5によっ
てpMOSトランジスタ3、4がスイッチング制御され
ることにより一定電圧に制御される。
ート電圧制御回路5をpMOSトランジスタ3又はpM
OSトランジスタ3、4をアナログ制御するように構成
する場合には、図2に示す降圧回路は、図9に示すよう
に構成され、図3に示す降圧回路は、図10に示すよう
に構成される。
スタ・ゲート電圧制御回路5は、図4、図5に示すイン
バータ15、16を削除し、図9例の場合には、nMO
Sトランジスタ12のドレインをpMOSトランジスタ
3のゲートに接続し、図10例の場合には、nMOSト
ランジスタ12のドレインをpMOSトランジスタ3、
4のゲートに接続して構成される。
降圧電圧Vintが基準電圧Vref1よりも高くなると、n
MOSトランジスタ12のドレイン電圧が上昇し、pM
OSトランジスタ3のオン抵抗が高くされ、降圧電圧V
intが降下する状態とされる。
よりも低くなると、nMOSトランジスタ12のドレイ
ン電圧が下降し、pMOSトランジスタ3のオン抵抗が
低くされ、降圧電圧Vintが上昇する状態とされる。
いては、pMOSトランジスタ3のドレインに得られる
降圧電圧Vintは、レギュレータ・トランジスタ・ゲー
ト電圧制御回路5にフィードバックされ、このレギュレ
ータ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5によってp
MOSトランジスタ3のオン抵抗が制御されることによ
り一定電圧に制御される。
降圧電圧Vintが基準電圧Vref1よりも高くなると、n
MOSトランジスタ12のドレイン電圧が上昇し、pM
OSトランジスタ3、4のオン抵抗が高くされ、降圧電
圧Vintが降下する状態とされる。
よりも低くなると、nMOSトランジスタ12のドレイ
ン電圧が下降し、pMOSトランジスタ3、4のオン抵
抗が低くされ、降圧電圧Vintが上昇する状態とされ
る。
おいては、pMOSトランジスタ3、4のドレインに得
られる降圧電圧Vintは、レギュレータ・トランジスタ
・ゲート電圧制御回路5にフィードバックされ、このレ
ギュレータ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5によ
ってpMOSトランジスタ3、4のオン抵抗が制御され
ることにより一定電圧に制御される。
する場合において、外部電源電圧VCC=5Vの場合、
pMOSトランジスタ3のゲート電圧をインバータ16
で接地電圧VSSまでプルダウンさせた場合、pMOS
トランジスタ3のソース・ドレイン間電圧VSD=5−
3=2V、ソース・ゲート間電圧VSG=VCC−VS
S=5−0=5Vとなる。
3Vの場合、pMOSトランジスタ3、4のゲート電圧
をインバータ16で接地電圧VSSまでプルダウンさせ
た場合、pMOSトランジスタ3、4のソース・ドレイ
ン間電圧VSD=3.3−3=0.3V、ソース・ゲート
間電圧VSG=VCC−VSS=3.3−0=3.3Vと
なる。
ドレイン間電流ISDは、ISD=K(W/L)[2
(VSG−VTHP)VSD−VSD2]で求めること
ができる。但し、Wはチャネル幅、Lはチャネル長であ
る。
ル幅をW3、チャネル長をLAとし、pMOSトランジス
タ4のチャネル幅をW4、チャネル長をLAとすれば、外
部電源電圧VCC=5Vの場合、VTHP=0.5Vと
すると、pMOSトランジスタ3のソース・ドレイン間
電流ISD5Vは、ISD5V=K(W3/LA)[2(5−
0.5)2−22]=14KW3/LAとなる。
3Vの場合、pMOSトランジスタ3、4が動作するの
で、pMOSトランジスタ3、4の合計のソース・ドレ
イン間電流ISD3.3Vは、ISD3.3V=K[(W3+
W4)/LA]×[2(3.3−0.5)0.3−0.32]=
1.59K(W3+W4)/LAとなる。
W3/W4=1/7.8となるので、pMOSトランジス
タ4のチャネル幅W4をpMOSトランジスタ3のチャ
ネル幅W3の7.8倍とすることにより、外部電源電圧V
CCが5Vの場合であっても、3.3Vの場合であって
も、降圧回路の内部回路に対する電流供給能力を同一と
することができる。
とするのに必要なpMOSトランジスタ3、4を形成し
ておき、その上で、5V品とするか、3.3V品とする
かを、VCC電源配線6の形成の仕方、いわゆるメタル
・オプションにより行うとしている。
を内蔵してなるDRAMに関し、製造工程において、外
部電源電圧VCC=5Vの場合においても、外部電源電
圧VCC=3.3Vの場合においても対応することがで
き、これら電圧値の異なる2種の外部電源電圧VCCの
いずれを使用する仕様とする場合においても、同一ない
し略同一の電流供給能力を有し、動作速度及び内部電源
電圧の安定性を図ることができる降圧回路を効率良く作
り分けることができる。
0pF程度の巨大容量を接続する場合、この巨大容量
を、pMOSトランジスタ3又はpMOSトランジスタ
3、4をデジタル制御する場合には、降圧電圧Vintの
バンプを抑える安定化容量として働かせ、pMOSトラ
ンジスタ3又はpMOSトランジスタ3、4をアナログ
制御する場合には、位相補償容量として働かせることが
できる。
スタ3又はpMOSトランジスタ3、4をデジタル制御
する場合においても、アナログ制御する場合において
も、センスアンプ、デコーダ等が動作した時のピーク電
流を抑える働きをする。
第2実施例・・図11、図12図11、図12は本発明
による半導体集積回路の製造方法の第2実施例を説明す
るための図である。
の形成工程を示しており、本実施例も、降圧回路の部分
以外の部分については、従来同様に形成するというもの
である。
は、VCC電源配線6を形成した時点で、図11に示す
ように、レギュレータ・トランジスタをなすエンハンス
メント形のpMOSトランジスタ3、4と、pMOSト
ランジスタ3、4のゲート電圧を制御するレギュレータ
・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5と、ヒューズ3
6とからなる降圧回路が形成されているようにする。
ト電圧制御回路5は、前述したように、図4(図5)又
は図9(図10)に示すように構成される。
テムに使用する場合には、図12に示すように、ヒュー
ズ36を切断し、レギュレータ・トランジスタとして、
pMOSトランジスタ3のみが駆動されるようにする。
3Vのシステムに使用する場合には、ヒューズ36を切
断せず、図11に示す状態、即ち、レギュレータ・トラ
ンジスタとして、pMOSトランジスタ3、4が駆動さ
れるようにする。
うに、pMOSトランジスタ4のチャネル幅W4をpM
OSトランジスタ3のチャネル幅W3の7.8倍とするこ
とにより、外部電源電圧VCCが5Vの場合であって
も、3.3Vの場合であっても、降圧回路の内部回路に
対する電流供給能力を同一とすることができる。
とするのに必要なpMOSトランジスタ3、4を形成し
ておき、その上で、5V品とするか、3.3V品とする
かを、ヒューズ36を切断するか否かにより、即ち、ヒ
ューズ・オプションにより行うとしている。
を内蔵してなるDRAMに関し、製造工程において、外
部電源電圧VCC=5Vの場合においても、外部電源電
圧VCC=3.3Vの場合においても対応することがで
き、これら電圧値の異なる2種の外部電源電圧VCCの
いずれを使用する仕様とする場合においても、同一ない
し略同一の電流供給能力を有し、動作速度及び内部電源
電圧の安定性を図ることができる降圧回路を効率良く作
り分けることができる。
第3実施例・・図13〜図15図13〜図15は本発明
による半導体集積回路の製造方法の第3実施例を説明す
るための図である。
の形成工程を示しており、本実施例も、降圧回路の部分
以外の部分については、従来同様に形成するというもの
である。
は、VCC電源配線6を形成した時点で、図13に示す
ように、レギュレータ・トランジスタをなすエンハンス
メント形のpMOSトランジスタ3、4と、レギュレー
タ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5と、pMOS
トランジスタ37と、ヒューズ38、39とが形成され
ているようにする。
テムに使用する場合には、図14に示すように、ヒュー
ズ39を切断し、動作時、pMOSトランジスタ37が
オフ状態となるようにし、レギュレータ・トランジスタ
として、pMOSトランジスタ3のみが駆動されるよう
にする。
3Vのシステムに使用する場合には、図15に示すよう
に、ヒューズ38を切断し、動作時、pMOSトランジ
スタ37がオン状態となるようにし、レギュレータ・ト
ランジスタとして、pMOSトランジスタ3、4が駆動
されるようにする。
うに、pMOSトランジスタ4のチャネル幅W4をpM
OSトランジスタ3のチャネル幅W3の7.8倍とするこ
とにより、外部電源電圧VCCが5Vの場合であって
も、3.3Vの場合であっても、降圧回路の内部回路に
対する電流供給能力を同一とすることができる。
するのに必要なpMOSトランジスタ3、4を形成して
おき、その上で、5V品とするか、3.3V品とするか
を、ヒューズ36を切断するか否かにより、即ち、ヒュ
ーズ・オプションにより行うとしている。
を内蔵してなるDRAMに関し、製造工程において、外
部電源電圧VCC=5Vの場合においても、外部電源電
圧VCC=3.3Vの場合においても対応することがで
き、これら電圧値の異なる2種の外部電源電圧VCCの
いずれを使用する仕様とする場合においても、同一ない
し略同一の電流供給能力を有し、動作速度及び内部電源
電圧の安定性を図ることができる降圧回路を効率良く作
り分けることができる。
第4実施例・・図16〜図18図16〜図18は本発明
による半導体集積回路の製造方法の第4実施例を説明す
るための図である。
の形成工程を示しており、本実施例も、降圧回路の部分
を除く部分については、従来同様に形成するというもの
である。
は、VCC電源配線6を形成した時点で、図16に示す
ように、レギュレータ・トランジスタをなすエンハンス
メント形のpMOSトランジスタ3、4と、レギュレー
タ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5と、ヒューズ
40、41と、インバータ42、43と、NAND回路
44とが形成されているようにする。
タ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5は、図4(図
5)に示すと同様にpMOSトランジスタ3、4をデジ
タル制御する構成とされている。
線6に接続され、ヒューズ41は、一端をヒューズ40
の他端に接続され、他端を接地されており、インバータ
42、43は縦列接続され、インバータ42の入力端は
ヒューズ40、41の接続点に接続されている。
をインバータ15の出力端に接続され、他方の入力端を
インバータ43の出力端に接続され、出力端をpMOS
トランジスタ4のゲートに接続されている。
ンジスタ3はインバータ16の出力によりゲート電圧を
制御され、pMOSトランジスタ4はNAND回路44
の出力によりゲート電圧を制御される構成とされてい
る。
テムに使用する場合には、図17に示すように、ヒュー
ズ40を切断し、動作時、インバータ42の入力端=L
レベル、インバータ42の出力=Hレベル、インバータ
43の出力=Lレベル、NAND回路44の出力=Hレ
ベル、pMOSトランジスタ4がオフ状態となるように
し、レギュレータ・トランジスタとして、pMOSトラ
ンジスタ3のみが動作するようにする。
3Vのシステムに使用する場合には、図18に示すよう
に、ヒューズ41を切断し、動作時、インバータ42の
入力端=Hレベル、インバータ42の出力=Lレベル、
インバータ43の出力=Hレベルとなり、NAND回路
44がインバータ15の出力に対してインバータとして
動作するようにし、レギュレータ・トランジスタとし
て、pMOSトランジスタ3、4が駆動されるようにす
る。
うに、pMOSトランジスタ4のチャネル幅W4をpM
OSトランジスタ3のチャネル幅W3の7.8倍とするこ
とにより、外部電源電圧VCCが5Vの場合であって
も、3.3Vの場合であっても、降圧回路の内部回路に
対する電流供給能力を同一とすることができる。
とするのに必要なpMOSトランジスタ3、4を形成し
ておき、その上で、5V品とするか、3.3V品とする
かを、ヒューズ36を切断するか否かにより、即ち、ヒ
ューズ・オプションにより行うとしている。
を内蔵してなるDRAMに関し、製造工程において、外
部電源電圧VCC=5Vの場合においても、外部電源電
圧VCC=3.3Vの場合においても対応することがで
き、これら電圧値の異なる2種の外部電源電圧VCCの
いずれを使用する仕様とする場合においても、同一ない
し略同一の電流供給能力を有し、動作速度及び内部電源
電圧の安定性を図ることができる降圧回路を効率良く作
り分けることができる。
・・図19〜図23図19は本発明による半導体集積回
路の第1実施例の要部を示しており、本実施例は、降圧
回路及び降圧回路制御回路の部分以外の部分について
は、従来同様に構成し、降圧回路の部分については、図
19に示すように構成し、降圧回路制御回路の部分につ
いては、図20に示すように構成するというものであ
る。
外部電源電圧VCCの電圧値を判定し、外部電源電圧V
CCが5Vの場合には、5V品として動作し、外部電源
電圧VCCが3.3Vの場合には、3.3V品として動作
するように、降圧回路45を制御する降圧回路制御回路
である。
トランジスタをなすエンハンスメント形のpMOSトラ
ンジスタ3、4と、図4に示すと同様に構成されたレギ
ュレータ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5と、5
V品として使用される場合にはOFFとされ、3.3V
品として使用される場合にはONとされるエンハンスメ
ント形のpMOSトランジスタ37とを設けて構成され
ている。
示すように構成されており、47は外部電源電圧VCC
の電圧値を判定する外部電源電圧電圧値判定回路、48
は外部電源電圧電圧値判定回路47の判定結果をラッチ
するラッチ回路である。
おいて、49は差動増幅回路であり50〜53はエンハ
ンスメント形のpMOSトランジスタ、54〜56はエ
ンハンスメント形のnMOSトランジスタ、Vref2は
基準電圧である。
分圧する抵抗、59は抵抗57、58からなる分圧回路
の活性、非活性を制御するエンハンスメント形のnMO
Sトランジスタ、60、61はnMOSトランジスタ5
5のドレイン電圧の論理を判定するインバータである。
C=4Vの場合におけるnMOSトランジスタ54のゲ
ート電圧>Vref2>VCC=3.6Vの場合におけるn
MOSトランジスタ54のゲート電圧となるようにす
る。
5はエンハンスメント形のnMOSトランジスタ、66
はフリップフロップであり、67、68、69はインバ
ータである。
56をONとして、外部電源電圧電圧値判定回路47を
活性化し、外部電源電圧VCCの電圧値の判定を可能と
する外部電源電圧電圧値判定回路活性化信号であり、こ
の外部電源電圧電圧値判定回路活性化信号STは、図2
1に示す外部電源電圧電圧値判定回路活性化信号生成回
路により生成される。
メント形のpMOSトランジスタ、78はエンハンスメ
ント形の長チャネルのnMOSトランジスタ、79はイ
ンバータである。
回路活性化信号生成回路においては、外部電源電圧VC
Cが投入されると、外部電源電圧VCCが8×|VTH
P|(pMOSトランジスタのスレッショルド電圧)と
なるまでは、nMOSトランジスタ78のドレイン電圧
=Lレベルにあり、外部電源電圧VCCが8×|VTH
P|を越えると、nMOSトランジスタ78のドレイン
電圧はHレベルとなる。
と、外部電源電圧VCCが8×0.5=4Vになるまで
は、nMOSトランジスタ78はLレベルにあり、外部
電源電圧電圧値判定回路活性化信号ST=Hレベルとな
る。
=4Vを越えると、nMOSトランジスタ78のドレイ
ン電圧はHレベルとなり、外部電源電圧電圧値判定回路
活性化信号ST=Lレベルとなる。
圧値判定回路活性化信号ST=Hレベルとされると、図
22に示すように、nMOSトランジスタ59、56=
ON、pMOSトランジスタ52、53=OFFとさ
れ、差動増幅回路49及び抵抗57、58からなる分圧
回路が活性化されると共に、nMOSトランジスタ6
4、65=ONとされる。
ば、5Vの場合、nMOSトランジスタ54のゲート電
圧>基準電圧Vref2となり、nMOSトランジスタ5
4=ON、nMOSトランジスタ55=OFFとなる。
レイン電圧=Hレベル、インバータ60の出力=Lレベ
ル、インバータ61の出力=Hレベル、インバータ69
の出力=Lレベルとなり、nMOSトランジスタ62=
ON、nMOSトランジスタ63=OFF、インバータ
67の入力端=Lレベル、インバータ67の出力端=H
レベルとされる。
化信号ST=Lレベルとなるが、これにより、nMOS
トランジスタ59、56=OFF、pMOSトランジス
タ52、53=ONとされ、差動増幅回路49及び抵抗
57、58からなる分圧回路が非活性化されると共に、
nMOSトランジスタ64、65=OFFとされ、イン
バータ67の入力端=Lレベル、インバータ67の出力
端=Hレベルの状態が維持される。
OSトランジスタ37=OFFとされ、レギュレータ・
トランジスタとして、pMOSトランジスタ3のみが動
作するようにされる。
3.3Vの場合、nMOSトランジスタ54のゲート電
圧<基準電圧Vref2となり、図23に示すように、n
MOSトランジスタ54=OFF、nMOSトランジス
タ55=ONとなる。
レイン電圧=Lレベル、インバータ60の出力=Hレベ
ル、インバータ61の出力=Lレベル、インバータ69
の出力=Hレベルとなり、nMOSトランジスタ62=
OFF、nMOSトランジスタ63=ON、インバータ
67の入力端=Hレベル、インバータ67の出力端=L
レベルとされる。
MOSトランジスタ37=ONとされ、レギュレータ・
トランジスタとして、pMOSトランジスタ3、4が動
作するようにされる。
ンジスタ4のチャネル幅W4をpMOSトランジスタ3
のチャネル幅W3の7.8倍とすることにより、外部電源
電圧VCC=5Vの場合であっても、外部電源電圧VC
C=3.3Vの場合であっても、降圧回路45の内部回
路に対する電流供給能力を同一ないし略同一とすること
ができ、動作速度及び内部電源電圧の安定性を図ること
ができる。
し、外部電源電圧VCC=5Vの場合であっても、外部
電源電圧VCC=3.3Vの場合であっても、動作速度
及び内部電源電圧の安定性を図ることができるワイドレ
ンジ品を得ることができる。
外部電源電圧電圧値判定回路活性化信号生成回路を設け
るようにした場合について説明したが、このような外部
電源電圧電圧値判定回路活性化信号生成回路を設けるこ
となく、外部からnMOSトランジスタ59、56、6
4、65及びpMOSトランジスタ52、53のON、
OFFを制御する信号を供給するようにしても良い。
7の消費電力を低減化するため、5V品として使用する
場合であっても、3.3V品として使用する場合であっ
ても、電源電圧投入時のみ、Hレベルとし、その後は、
Lレベルとなる信号を供給することが望ましい。
・・図24〜図27図24は本発明による半導体集積回
路の第2実施例の要部を示しており、降圧回路及び降圧
回路制御回路の部分以外の部分については、従来同様に
構成し、降圧回路の部分については、図24に示すよう
に構成し、降圧回路制御回路については、図25に示す
ように構成するというものである。
外部電源電圧VCCの電圧値を判定し、外部電源電圧V
CCが5Vの場合には、5V品として動作し、外部電源
電圧VCCが3.3Vの場合には、3.3V品として動作
するように、降圧回路80を制御する降圧回路制御回
路、82はNAND回路である。
トランジスタをなすエンハンスメント形のpMOSトラ
ンジスタ3、4と、図4に示すと同様に構成されたレギ
ュレータ・トランジスタ・ゲート電圧制御回路5とを設
けて構成されている。
示すように、図20に示す降圧回路制御回路46と同様
に構成されているが、本実施例においては、インバータ
67の入力端がNAND回路82の入力端子に接続され
ている。
圧値判定回路活性化信号ST=Hレベルとされると、図
26に示すように、nMOSトランジスタ59、56=
ON、pMOSトランジスタ52、53=OFFとさ
れ、差動増幅回路49及び抵抗57、58からなる分圧
回路が活性化されると共に、nMOSトランジスタ6
4、65=ONとされる。
ば、5Vの場合、nMOSトランジスタ54のゲート電
圧>基準電圧Vref2となり、nMOSトランジスタ5
4=ON、nMOSトランジスタ55=OFFとなる。
レイン電圧=Hレベル、インバータ60の出力=Lレベ
ル、インバータ61の出力=Hレベル、インバータ69
の出力=Lレベルとなり、nMOSトランジスタ62=
ON、nMOSトランジスタ63=OFF、インバータ
67の入力端=Lレベル、インバータ67の出力端=H
レベルとされる。
化信号ST=Lレベルとなるが、これにより、nMOS
トランジスタ59、56=OFF、pMOSトランジス
タ52、53=ONとされ、差動増幅回路49及び抵抗
57、58からなる分圧回路が非活性化されると共に、
nMOSトランジスタ64、65=OFFとされ、イン
バータ67の入力端=Lレベル、インバータ67の出力
端=Hレベルの状態が維持される。
ベルとなり、pMOSトランジスタ4=OFFとされ、
レギュレータ・トランジスタとして、pMOSトランジ
スタ3のみが動作するようにされる。
3.3Vの場合、nMOSトランジスタ54のゲート電
圧<基準電圧Vref2となり、図27に示すように、n
MOSトランジスタ54=OFF、nMOSトランジス
タ55=ONとなる。
レイン電圧=Lレベル、インバータ60の出力=Hレベ
ル、インバータ61の出力=Lレベル、インバータ69
の出力=Hレベルとなり、nMOSトランジスタ62=
OFF、nMOSトランジスタ63=ON、インバータ
67の入力端=Hレベル、インバータ67の出力端=L
レベルとされる。
ータ15の出力に対してインバータとして動作し、レギ
ュレータ・トランジスタとして、pMOSトランジスタ
3、4が動作するようにされる。
ンジスタ4のチャネル幅W4をpMOSトランジスタ3
のチャネル幅W3の7.8倍とすることにより、外部電源
電圧VCC=5Vの場合であっても、外部電源電圧VC
C=3.3Vの場合であっても、降圧回路80の内部回
路に対する電流供給能力を同一とすることができ、動作
速度及び内部電源電圧の安定性を図ることができる。
し、外部電源電圧VCC=5Vの場合であっても、外部
電源電圧VCC=3.3Vの場合であっても、動作速度
及び内部電源電圧の安定性を図ることができるワイドレ
ンジ品を得ることができる。
外部電源電圧電圧値判定回路活性化信号生成回路を設け
るようにした場合について説明したが、このような外部
電源電圧電圧値判定回路活性化信号生成回路を設けるこ
となく、外部からnMOSトランジスタ59、56、6
4、65及びpMOSトランジスタ52、53のON、
OFFを制御する信号を供給するようにしても良い。
7の消費電力を低減化するため、5V品として使用する
場合であっても、3.3V品として使用する場合であっ
ても、電源電圧投入時のみ、Hレベルとし、その後は、
Lレベルとなる信号を供給することが望ましい。
・・図28〜図30図28は本発明による半導体集積回
路の第3実施例の要部を示している。本実施例は、図2
4に示す降圧回路制御回路81と回路構成の異なる降圧
回路制御回路83を設け、その他については、図24に
示すDRAMと同様に構成したものである。
84はエンハンスメント形のpMOSトランジスタ、8
5は抵抗、86はインバータ、Vref3は基準電圧であ
り、この基準電圧Vref3は、VCC=3〜3.3V、V
CC=5Vで各々±10%のマージンを考え、VCC=
3.6〜4.5の電圧で、レギュレータ・トランジスタの
切り換えが行われるように、3.6−|VTHP|<Vr
ef3<4.5−|VTHP|とされている。
合、図29に示すように、pMOSトランジスタ84=
ONで、ノード87=Hレベル、インバータ86の出力
=Lレベル、NAND回路82の出力=Hレベルとな
り、pMOSトランジスタ4=OFFとされ、レギュレ
ータ・トランジスタとして、pMOSトランジスタ3の
みが動作する状態とされる。
3Vの場合、図30に示すように、pMOSトランジス
タ84=OFFで、ノード87=Lレベルとなり、NA
ND回路82は、インバータ15の出力に対してインバ
ータとして動作し、レギュレータ・トランジスタとし
て、pMOSトランジスタ3、4が動作する状態とされ
る。
ンジスタ4のチャネル幅W4をpMOSトランジスタ3
のチャネル幅W3の7.8倍とすることにより、外部電源
電圧VCC=5Vの場合であっても、外部電源電圧VC
C=3.3Vの場合であっても、降圧回路80の内部回
路に対する電流供給能力を同一とすることができ、動作
速度及び内部電源電圧の安定性を図ることができる。
し、外部電源電圧VCC=5Vの場合であっても、外部
電源電圧VCC=3.3Vの場合であっても、動作速度
及び内部電源電圧の安定性を図ることができるワイドレ
ンジ品を得ることができる。
方法の第1実施例〜第4実施例により製造されるDRA
M又は本発明による半導体集積回路の第1実施例〜第3
実施例のDRAMは、図31に示すように構成される。
による半導体集積回路の製造方法の第1実施例、第2実
施例、第3実施例又は第4実施例により構成される降圧
回路あるいは本発明による半導体集積回路の第1実施
例、第2実施例又は第3実施例が設ける降圧回路であ
り、図では、1個の降圧回路92を示しているが、実際
は、アクティブ時用の降圧回路と、スタンバイ時用の降
圧回路とが設けられる。
メモリセルアレイ、94はアドレス信号を取り込むアド
レスバッファ、95はアドレスバッファ94に取り込ま
れた行アドレス信号をプリデコードするプリデコーダ、
96はプリデコーダ95から出力されるプリデコード信
号をデコードしてワード線の選択を行う行アドレスデコ
ーダである。
込まれた列アドレス信号をデコードして列(コラム)の
選択を行うための列選択信号を出力する列アドレスデコ
ーダである。
出力される列選択信号に基づいて列の選択を行うI/O
ゲート及びメモリセルアレイ93から読み出されたデー
タを増幅するセンスアンプ(S/A)である。
データのラッチを行うデータ入出力バッファ、100は
外部から供給される書込み制御信号/WEに基づいてデ
ータ入出力バッファ99を制御する読出し・書込み判定
回路である。
レス・ストローブ信号/RASを取り込み、アドレスバ
ッファ94、行アドレスデコーダ96等を制御するクロ
ック信号を出力するクロック発生回路である。
レス・ストローブ信号/CASを取り込み、アドレスバ
ッファ94、列アドレスデコーダ97等を制御するクロ
ック信号を出力するクロック発生回路である。
ら出力されるクロック信号及び列アドレス・ストローブ
信号/CASに基づいてリフレッシュ・モードを判定す
るモード判定回路、104はモード判定回路103に制
御され、リフレッシュ・モードに必要なアドレスを出力
するリフレッシュ・カウンタである。
路92に対して差動増幅回路活性化信号ENを供給する
ように構成され、また、特に、本発明による半導体集積
回路の第1実施例及び第2実施例の場合には、その内部
に図21に示す外部電源電圧電圧値判定回路活性化信号
生成回路を内蔵し、外部電源電圧電圧値判定回路活性化
信号STを降圧回路92に供給するように構成される。
回路の製造方法によれば、降圧回路を内蔵してなる半導
体集積回路に関し、外部電源電圧の推移期にあって、製
造工程において、電圧値の異なる2種の外部電源電圧に
対応することができ、これら電圧値の異なる2種の外部
電源電圧のいずれを使用する仕様とする場合において
も、同一ないし略同一の電流供給能力を有し、動作速度
及び内部電源電圧の安定性を図ることができる降圧回路
を効率良く作り分けることができる。
ば、外部電源電圧の推移期にあって、電圧値の異なる2
種の外部電源電圧のいずれの電源電圧を使用する場合に
おいても、同一ないし略同一の電流供給能力を発揮し、
動作速度及び内部電源電圧の安定性を図ることができる
降圧回路を内蔵してなるワイドレンジ品を得ることがで
きる。
実施例を説明するための回路図である。
実施例を説明するための回路図である。
実施例を説明するための回路図である。
実施例により製造されるDRAMを5V品とし、かつ、
レギュレータ・トランジスタをデジタル制御する場合に
内蔵される降圧回路を示す回路図である。
実施例により製造されるDRAMを3.3V品とし、か
つ、レギュレータ・トランジスタをデジタル制御する場
合に内蔵される降圧回路を示す回路図である。
実施例により製造されるDRAMが内蔵する降圧回路が
設けているレベルシフタの第1の構成例を示す回路図で
ある。
実施例により製造されるDRAMが内蔵する降圧回路が
設けているレベルシフタの第2の構成例を示す回路図で
ある。
実施例により製造されるDRAMが内蔵する降圧回路が
設けているレベルシフタの第3の構成例を示す回路図で
ある。
実施例により製造されるDRAMを5V品とし、かつ、
レギュレータ・トランジスタをアナログ制御する場合に
内蔵される降圧回路を示す回路図である。
1実施例により製造されるDRAMを3.3V品とし、
かつ、レギュレータ・トランジスタをアナログ制御する
場合に内蔵される降圧回路を示す回路図である。
2実施例を説明するための回路図である。
2実施例を説明するための回路図である。
3実施例を説明するための回路図である。
3実施例を説明するための回路図である。
3実施例を説明するための回路図である。
4実施例を説明するための回路図である。
4実施例を説明するための回路図である。
4実施例を説明するための回路図である。
要部を示す回路図である。
設けている降圧回路制御回路を示す回路図である。
設けている外部電源電圧電圧値判定回路活性化信号生成
回路を示す回路図である。
設けている降圧回路制御回路の動作を示す回路図であ
る。
設けている降圧回路制御回路の動作を示す回路図であ
る。
要部を示す回路図である。
設けている降圧回路制御回路を示す回路図である。
設けている降圧回路制御回路の動作を示す回路図であ
る。
設けている降圧回路制御回路の動作を示す回路図であ
る。
要部を示す回路図である。
設けている降圧回路制御回路の動作を示す回路図であ
る。
設けている降圧回路制御回路の動作を示す回路図であ
る。
1実施例〜第4実施例により製造されるDRAM又は本
発明による半導体集積回路の第1実施例〜第3実施例の
DRAMの構成を示すブロック図である。
例を示す回路図である。
ータ・トランジスタの静特性を示す図である。
Claims (8)
- 【請求項1】第1の被制御電極同士を接続され、外部か
ら供給される外部電源電圧が第2の被制御電極に供給さ
れる場合には、制御電極の電圧を制御されることによ
り、前記外部電源電圧を降圧してなる降圧電圧を前記第
1の被制御電極に得ることができる第1、第2のトラン
ジスタを形成する工程と、 前記外部電源電圧が第1の電圧値を有するシステムで使
用する場合には、前記第1のトランジスタが駆動し、前
記第2のトランジスタは駆動しないようにし、前記外部
電源電圧が前記第1の電圧値より低い第2の電圧値を有
するシステムで使用する場合には、前記第1、第2のト
ランジスタが駆動するようにする工程とを含んでいるこ
とを特徴とする半導体集積回路の製造方法。 - 【請求項2】前記第1のトランジスタが駆動し、前記第
2のトランジスタは駆動しないようにすることは、前記
第1のトランジスタの第2の被制御電極を電源配線に接
続し、前記第2のトランジスタの第2の被制御電極を前
記電源配線に接続しないようにされた電源配線形成用の
マスクを使用することによって前記電源配線を形成する
ことにより行われ、前記第1、第2のトランジスタが駆
動するようにすることは、前記第1、第2のトランジス
タの第2の被制御電極を前記電源配線に接続するように
された電源配線形成用のマスクを使用することによって
前記電源配線を形成することにより行われることを特徴
とする請求項1記載の半導体集積回路の製造方法。 - 【請求項3】前記第1のトランジスタの第2の被制御電
極は、ヒューズを介さず、電源配線に接続し、前記第2
のトランジスタの第2の被制御電極は、ヒューズを介し
て前記電源配線に接続し、前記第1のトランジスタが駆
動し、前記第2のトランジスタは駆動しないようにする
ことは、前記ヒューズを切断することにより行われ、前
記第1、第2のトランジスタが駆動するようにすること
は、前記ヒューズを切断しないことにより行われること
を特徴とする請求項1記載の半導体集積回路の製造方
法。 - 【請求項4】前記第1のトランジスタの第2の被制御電
極は、ヒューズを介さず、電源配線に接続し、前記第2
のトランジスタの第2の被制御電極は、第3のトランジ
スタの第1、第2の被制御電極を介して前記電源配線に
接続すると共に、前記第3のトランジスタの制御電極
は、第1のヒューズを介して前記電源配線に接続すると
共に、第2のヒューズを介して接地し、前記第1のトラ
ンジスタが駆動し、前記第2のトランジスタは駆動しな
いようにすることは、前記第2のヒューズを切断するこ
とにより行われ、前記第1、第2のトランジスタが駆動
するようにすることは、前記第1のヒューズを切断する
ことにより行われることを特徴とする請求項1記載の半
導体集積回路の製造方法。 - 【請求項5】前記第1、第2のトランジスタの第2の被
制御電極は電源配線に接続し、前記第1のトランジスタ
が駆動し、前記第2のトランジスタは駆動しないように
することは、動作時に前記第2のトランジスタの制御電
極の電圧値を前記第2のトランジスタを非導通とする電
圧値に固定する回路を内蔵させることにより行われるこ
とを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路の製造方
法。 - 【請求項6】第1の被制御電極同士を接続され、外部か
ら供給される外部電源電圧が第2の被制御電極に供給さ
れる場合には、制御電極の電圧を制御されることによ
り、前記外部電源電圧を降圧してなる降圧電圧を前記第
1の被制御電極に得ることができる第1、第2のトラン
ジスタを有してなる降圧回路と、 前記外部電源電圧が第1の電圧値を有するものである
か、前記第1の電圧よりも低電圧の第2の電圧値を有す
るものであるかを判定し、前記外部電源電圧が前記第1
の電圧値を有するものである場合には、前記第1のトラ
ンジスタを駆動させ、前記第2のトランジスタを駆動さ
せないようにし、前記外部電源電圧が前記第2の電圧値
を有するものである場合には、前記第1、第2のトラン
ジスタを駆動させるように前記降圧回路を制御する降圧
回路制御回路とを設けて構成されていることを特徴とす
る半導体集積回路。 - 【請求項7】前記第1のトランジスタは、第2の被制御
電極を電源配線に接続され、前記第2のトランジスタ
は、第2の被制御電極を第3のトランジスタの第1、第
2の被制御電極を介して前記電源配線に接続され、前記
降圧回路制御回路は、前記外部電源電圧が前記第1の電
圧値を有するものである場合には、前記第3のトランジ
スタを被導通とすることにより、前記第1のトランジス
タを駆動させ、前記第2のトランジスタを駆動させない
ようにし、前記外部電源電圧が前記第2の電圧値を有す
るものである場合には、前記第3のトランジスタを導通
とすることにより、前記第1、第2のトランジスタを駆
動させるように前記降圧回路を制御するように構成され
ていることを特徴とする請求項6記載の半導体集積回
路。 - 【請求項8】前記第1、第2のトランジスタは、第2の
被制御電極を電源配線に接続され、前記降圧回路制御回
路は、前記外部電源電圧が前記第1の電圧値を有するも
のである場合には、前記第2のトランジスタを被導通と
することにより、前記第1のトランジスタを駆動させ、
前記第2のトランジスタを駆動させないようにし、前記
外部電源電圧が前記第2の電圧値を有するものである場
合には、前記第2のトランジスタを非導通としないこと
により、前記第1、第2のトランジスタを駆動させるよ
うに前記降圧回路を制御するように構成されていること
を特徴とする請求項6記載の半導体集積回路。
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