JP3177978B2 - デジタルフィルタの係数設定方法 - Google Patents
デジタルフィルタの係数設定方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、入力波形を変化させるフィルタ装置及びそ
れを用いて音の強さ、高さ、演奏操作、例えば押鍵から
の時間的変化の演奏情報に応じて楽音の音色を変化させ
る電子楽器に用いられるデジタルフィルタの係数設定方
法に関する。
れを用いて音の強さ、高さ、演奏操作、例えば押鍵から
の時間的変化の演奏情報に応じて楽音の音色を変化させ
る電子楽器に用いられるデジタルフィルタの係数設定方
法に関する。
［従来の技術］ 最近では、ディジタル信号処理技術も高まり、楽音の
音色をディジタルフィルタにより変化させるものが増え
つつある。電子楽器の音色回路にディジタルフィルタを
用いるものとしては、例えば特開昭59−44096号公報に
示すものがある。このものは１組のフィルタパラメータ
がディジタルフィルタに供給され、これに応じてフィル
タ特性（周波数−振幅特性）が設定される。この種のデ
ィジタルフィルタによりコントロールされるパラメータ
としてはカットオフ周波数fcとレゾナンス（共振）があ
り、これらが変化することによって音色を変化させるこ
とができる。例えば、カットオフ周波数fcは、音源から
きた倍音を多く含んだスペクトルをフィルタにかけて高
い周波数成分をカットしていくときの、カットし始める
周波数を意味し、例えばLPF（ローパス・フィルタ）で
はカットオフ周波数fcを低くすると高周波数成分が減少
し、結果として甘い丸みのある音となり、またfcを上げ
ていく程カットする周波数成分が高くなり、音源音のス
ペクトルに近くなっていく。この周波数−振幅特性は第
30図で示される。なお、レゾナンスはfc近傍の周波数帯
域で振幅を急激に高める機能であり、音にクセをつける
役割を持つ。
音色をディジタルフィルタにより変化させるものが増え
つつある。電子楽器の音色回路にディジタルフィルタを
用いるものとしては、例えば特開昭59−44096号公報に
示すものがある。このものは１組のフィルタパラメータ
がディジタルフィルタに供給され、これに応じてフィル
タ特性（周波数−振幅特性）が設定される。この種のデ
ィジタルフィルタによりコントロールされるパラメータ
としてはカットオフ周波数fcとレゾナンス（共振）があ
り、これらが変化することによって音色を変化させるこ
とができる。例えば、カットオフ周波数fcは、音源から
きた倍音を多く含んだスペクトルをフィルタにかけて高
い周波数成分をカットしていくときの、カットし始める
周波数を意味し、例えばLPF（ローパス・フィルタ）で
はカットオフ周波数fcを低くすると高周波数成分が減少
し、結果として甘い丸みのある音となり、またfcを上げ
ていく程カットする周波数成分が高くなり、音源音のス
ペクトルに近くなっていく。この周波数−振幅特性は第
30図で示される。なお、レゾナンスはfc近傍の周波数帯
域で振幅を急激に高める機能であり、音にクセをつける
役割を持つ。
［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような従来のディジタルフィルタ
にあっては、各演奏情報に応じてそのカットオフ周波数
fcのみを変化させるものであったため、あくまでもカッ
トオフ周波数fcを変化させて所定の周波数成分をカット
するだけの態様であることから倍音の変化率が変わるだ
けであって単純な音色の加工しかできない。例えば、自
然楽器の倍音変化では減衰する帯域の周波数が変化する
だけの単純なものは少なく、フィルタのカットオフ周波
数fcの変化だけでは充分表現できるものではない。ま
た、これらのフィルタの遮断域での減衰率は演奏情報に
対し一定であるため、もっと複雑な動きをさせて音のバ
リエーションを拡大することが要求されている。
にあっては、各演奏情報に応じてそのカットオフ周波数
fcのみを変化させるものであったため、あくまでもカッ
トオフ周波数fcを変化させて所定の周波数成分をカット
するだけの態様であることから倍音の変化率が変わるだ
けであって単純な音色の加工しかできない。例えば、自
然楽器の倍音変化では減衰する帯域の周波数が変化する
だけの単純なものは少なく、フィルタのカットオフ周波
数fcの変化だけでは充分表現できるものではない。ま
た、これらのフィルタの遮断域での減衰率は演奏情報に
対し一定であるため、もっと複雑な動きをさせて音のバ
リエーションを拡大することが要求されている。
［発明の目的］ そこで本発明は、信号波形の伝達特性が変化し始める
特定の周波数f0（従来のカットオフ周波数に相当する）
とその変化率が可変でき、さらにその方向を減衰する方
向だけではなく増大する方向にも変化させることができ
るデジタルフィルタの係数設定方法を提供することを目
的としている。
特定の周波数f0（従来のカットオフ周波数に相当する）
とその変化率が可変でき、さらにその方向を減衰する方
向だけではなく増大する方向にも変化させることができ
るデジタルフィルタの係数設定方法を提供することを目
的としている。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は、Ｚ平面におけ
る実軸上の極と零点との中点に直交する直線と単位面と
の交点の位相に対応する周波数f0と所定の周波数に対応
する利得Ｇ〔dB〕とにより、伝達関数H1（Ｚ）が、 H1（Ｚ）＝Ｋ（１−B2Z-1）／（１−B1Z-1） Ｋ＝（１−B1）／（１−B2） であるデジタルフィルタの係数B1,B2を設定することが
前提である。
る実軸上の極と零点との中点に直交する直線と単位面と
の交点の位相に対応する周波数f0と所定の周波数に対応
する利得Ｇ〔dB〕とにより、伝達関数H1（Ｚ）が、 H1（Ｚ）＝Ｋ（１−B2Z-1）／（１−B1Z-1） Ｋ＝（１−B1）／（１−B2） であるデジタルフィルタの係数B1,B2を設定することが
前提である。
そしてまず、前記Ｚ平面上の実軸上の位置Ｃを、 Ｃ＝cos（２πf0/fs）（fsはサンプリング周波数） により算出する。
次に前記Ｃ点から極及び零点までの距離ｄを、 により算出し、さらにこのｄ及びＣにより、最終的にフ
ィルタ係数B1,B2を B1＝Ｃ−ｄ B2＝Ｃ＋ｄ により算出する。
ィルタ係数B1,B2を B1＝Ｃ−ｄ B2＝Ｃ＋ｄ により算出する。
また本発明は、Ｚ平面における実軸上の極と零点との
中点に直交する直線と単位面との交点の位相に対応する
周波数f0と所定の周波数に対応する利得Ｇ〔dB〕とによ
り、伝達関数H1（Ｚ）が、 H1（Ｚ）＝Ｋ（１−B2Z-1）／（１−B1Z-1） Ｋ＝（１＋B1）／（１＋B2） であるデジタルフィルタの係数B1,B2を設定することが
前提である。
中点に直交する直線と単位面との交点の位相に対応する
周波数f0と所定の周波数に対応する利得Ｇ〔dB〕とによ
り、伝達関数H1（Ｚ）が、 H1（Ｚ）＝Ｋ（１−B2Z-1）／（１−B1Z-1） Ｋ＝（１＋B1）／（１＋B2） であるデジタルフィルタの係数B1,B2を設定することが
前提である。
そしてまず、前記Ｚ平面上の実軸上の位置Ｃを、 Ｃ＝cos（２πf0/fs）（fsはサンプリング周波数） により算出する。
次に前記Ｃ点から極及び零点までの距離ｄを、 により算出し、さらにこのｄ及びＣにより、最終的にフ
ィルタ係数B1,B2を B1＝Ｃ−ｄ B2＝Ｃ＋ｄ により算出する。
ィルタ係数B1,B2を B1＝Ｃ−ｄ B2＝Ｃ＋ｄ により算出する。
［作用］ 本発明の作用は次のとおりである。
Ｚ平面における実軸上の極と零点の中点に直交する直
線と単位円との交点の位相に対応する周波数f0と所定の
周波数に対応する利得Ｇとにより、デジタルフィルタの
係数B1,B2が算出される。
線と単位円との交点の位相に対応する周波数f0と所定の
周波数に対応する利得Ｇとにより、デジタルフィルタの
係数B1,B2が算出される。
従って、特定の帯域で特定周波数成分を遮断する遮断
特性だけでなく、そのゲイン（傾き）を増大する方向に
も入力信号を変化させることが可能となり、ローパスフ
ィルタ、ハイパスフィルタやそれらを組み合わせたバン
ドパスフィルタ、バンドリジェクトフィルタなどいかな
る特性のフィルタも容易に実現可能となる。
特性だけでなく、そのゲイン（傾き）を増大する方向に
も入力信号を変化させることが可能となり、ローパスフ
ィルタ、ハイパスフィルタやそれらを組み合わせたバン
ドパスフィルタ、バンドリジェクトフィルタなどいかな
る特性のフィルタも容易に実現可能となる。
［実施例］ 以下、本発明を図面に基づいて説明する。
原理説明 先ず、本発明の基本原理を説明する。第１図〜第17図
は本発明の原理を説明するための図である。本発明は、
フィルタの伝達特性の変化し始める周波数を制御するだ
けではなく、そのゲイン（傾き）の変化率や減衰・増大
何れの方向に変化させるかも可変できるようにすること
を可能にするものである。また、その周波数成分を遮断
・増大させる遮断・増幅域も高周波側、低周波側あるい
は特定帯域といずれの帯域においても実現可能にするも
のである。従って、特定周波数成分を遮断（オフカッ
ト）する機能のみを持つ従来のローパスフィルタ、ハイ
パスフィルタ、バンドパスフィルタあるいはバンドリジ
ェクトフィルタとはその機能が異なるものであるが、便
宜上、高周波側に遮断・増幅域を持つものをローパスフ
ィルタ、低周波側に遮断・増幅域を持つものをハイパス
フィルタ、特定周波数域に遮断・増幅域を持つもの（従
来のバンドパスフィルタ、バンドリジェクトフィルタを
含む）をバンドパスフィルタと呼び、以下この順に原理
を説明する。
は本発明の原理を説明するための図である。本発明は、
フィルタの伝達特性の変化し始める周波数を制御するだ
けではなく、そのゲイン（傾き）の変化率や減衰・増大
何れの方向に変化させるかも可変できるようにすること
を可能にするものである。また、その周波数成分を遮断
・増大させる遮断・増幅域も高周波側、低周波側あるい
は特定帯域といずれの帯域においても実現可能にするも
のである。従って、特定周波数成分を遮断（オフカッ
ト）する機能のみを持つ従来のローパスフィルタ、ハイ
パスフィルタ、バンドパスフィルタあるいはバンドリジ
ェクトフィルタとはその機能が異なるものであるが、便
宜上、高周波側に遮断・増幅域を持つものをローパスフ
ィルタ、低周波側に遮断・増幅域を持つものをハイパス
フィルタ、特定周波数域に遮断・増幅域を持つもの（従
来のバンドパスフィルタ、バンドリジェクトフィルタを
含む）をバンドパスフィルタと呼び、以下この順に原理
を説明する。
第１図は、例えばディジタル信号処理プロセッサ（以
下、DSPという）によって構成される１次帰還型のディ
ジタルフィルタ（所謂、双１次型ディジタルフィルタ）
11の機能ブロックを示す構成図であり、１次帰還型のデ
ィジタルフィルタ11は遅延素子12、乗算器13〜15及び加
算器16,17により構成されている。このディジタルフィ
ルタ11の伝達関数Ｈ（Ｚ）は次式で示される。
下、DSPという）によって構成される１次帰還型のディ
ジタルフィルタ（所謂、双１次型ディジタルフィルタ）
11の機能ブロックを示す構成図であり、１次帰還型のデ
ィジタルフィルタ11は遅延素子12、乗算器13〜15及び加
算器16,17により構成されている。このディジタルフィ
ルタ11の伝達関数Ｈ（Ｚ）は次式で示される。
ここで、このディジタルフィルタ11の伝達関数Ｈ
（Ｚ）の極は、 分母１−B1Z-1＝０としてＺ＝B1 に存在し、また、その零点は、 分子１−B2Z-1＝０としてＺ＝B2 に存在する。この極と零点は、第２図に示すようにＺ平
面で示される実軸上の単位円内にあり、それぞれ図中で
は で表わされる。但し、B1＜B2の場合と、B1＞B2の場合
と、B1＝B2の場合とがあり、B1及びB2を実軸上の左右ど
ちら側にするかで後述するようにゲインの特性が減衰す
るか増大するかが決定されることになる。いま、第２図
及び第３図に示すように便宜上、B1を左に、B2を右に
（すなわち、B1＜B2）とおき、極（B1）と零点（B2）と
の中点をＣとし、このＣとB1,CとB2の距離をそれぞれｄ
とすると、 となる。ここで、ｄ＞０のとき B1＜B2 ｄ＝０のとき B1＝B2 ｄ＜０のとき B1＞B2 とする。従って、上記表記において、零点と極とを引っ
繰り返したい場合には距離ｄの符号をマイナスに変えれ
ばよい。
（Ｚ）の極は、 分母１−B1Z-1＝０としてＺ＝B1 に存在し、また、その零点は、 分子１−B2Z-1＝０としてＺ＝B2 に存在する。この極と零点は、第２図に示すようにＺ平
面で示される実軸上の単位円内にあり、それぞれ図中で
は で表わされる。但し、B1＜B2の場合と、B1＞B2の場合
と、B1＝B2の場合とがあり、B1及びB2を実軸上の左右ど
ちら側にするかで後述するようにゲインの特性が減衰す
るか増大するかが決定されることになる。いま、第２図
及び第３図に示すように便宜上、B1を左に、B2を右に
（すなわち、B1＜B2）とおき、極（B1）と零点（B2）と
の中点をＣとし、このＣとB1,CとB2の距離をそれぞれｄ
とすると、 となる。ここで、ｄ＞０のとき B1＜B2 ｄ＝０のとき B1＝B2 ｄ＜０のとき B1＞B2 とする。従って、上記表記において、零点と極とを引っ
繰り返したい場合には距離ｄの符号をマイナスに変えれ
ばよい。
ローパスフィルタ的な動作をさせる場合 上記ディジタルフィルタ11の周波数特性は伝達関数Ｈ
（Ｚ）のＺをｅｊΩに置き換えたＨ（ｅｊΩ）で示さ
れ、その振幅特性は|H（ｅｊΩ）｜で示される。いま、
上記ディジタルフィルタ11の特性をＺ→１のとき|H（ｅ
ｊΩ）｜Ω＝０→１となるようにすると、 であるので定数Ｋは、 となる。
（Ｚ）のＺをｅｊΩに置き換えたＨ（ｅｊΩ）で示さ
れ、その振幅特性は|H（ｅｊΩ）｜で示される。いま、
上記ディジタルフィルタ11の特性をＺ→１のとき|H（ｅ
ｊΩ）｜Ω＝０→１となるようにすると、 であるので定数Ｋは、 となる。
ここで、第３図に示すようにB1とB2の中点Ｃを実軸上
に垂直に延ばした線と単位円との交点を特定の周波数情
報を持つ周波数foとし、そのfoと単位円中心の実軸とが
なす角をθ０とするとともに、サンプリング周波数をfs
とすると、単位円上のπの位置が折り返しノイズが発生
せず再現できる最大の周波数成分fs/2となるから、これ
らの対応関係より、 となる。
に垂直に延ばした線と単位円との交点を特定の周波数情
報を持つ周波数foとし、そのfoと単位円中心の実軸とが
なす角をθ０とするとともに、サンプリング周波数をfs
とすると、単位円上のπの位置が折り返しノイズが発生
せず再現できる最大の周波数成分fs/2となるから、これ
らの対応関係より、 となる。
従って、中点Ｃは、 となる。
なお、上記周波数foは従来のカットオフ周波数fcのよ
うなものであるが、カットオフ周波数fcのような定義が
されているものではなくあくまでフィルタ11の伝達特性
が変化し始める周波数であって実軸上の極と零点との中
点Ｃに直交する直線と単位円との交点で示される周波数
であり、また、遮断だけではなく増大し始める周波数で
ある点でも従来のカットオフ周波数fcと異なる。
うなものであるが、カットオフ周波数fcのような定義が
されているものではなくあくまでフィルタ11の伝達特性
が変化し始める周波数であって実軸上の極と零点との中
点Ｃに直交する直線と単位円との交点で示される周波数
であり、また、遮断だけではなく増大し始める周波数で
ある点でも従来のカットオフ周波数fcと異なる。
いま、特定の周波数foを固定にして、ｄの値を変化さ
せることを考える。
せることを考える。
ｄ＞０のとき（i.e.,B1＜B2） ｄ＞０のとき、このディジタルフィルタの振幅特性
は、伝達関数の絶対値であり、 |H（ｅｊΩ）｜＝｜（１−B2e−ｊΩ）|/|（１−B1e−ｊΩ）｜ ＝｜（ｅｊΩ−B2）|/|（ｅｊΩ−B1）｜ となる。この｜（ｅｊΩ−B2）｜は、ｅｊΩという円周
上の点とB2との距離を表わし、｜（ｅｊΩ−B1）｜は、
ｅｊΩという円周上の点とB1との距離を表わしている。
つまり、単位円周を変化するｅｊΩという円周上の点を
Ｐとすると、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜は|K|と、Ｐへの
零ベクトル▲▼と、極ベクトル▲▼との長
さの比で示される（第４図参照）。
は、伝達関数の絶対値であり、 |H（ｅｊΩ）｜＝｜（１−B2e−ｊΩ）|/|（１−B1e−ｊΩ）｜ ＝｜（ｅｊΩ−B2）|/|（ｅｊΩ−B1）｜ となる。この｜（ｅｊΩ−B2）｜は、ｅｊΩという円周
上の点とB2との距離を表わし、｜（ｅｊΩ−B1）｜は、
ｅｊΩという円周上の点とB1との距離を表わしている。
つまり、単位円周を変化するｅｊΩという円周上の点を
Ｐとすると、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜は|K|と、Ｐへの
零ベクトル▲▼と、極ベクトル▲▼との長
さの比で示される（第４図参照）。
第４図及び第式から明らかなように、振幅特性|H
（ｅｊΩ）｜は単調増加し、 のとき、その周波数はf0となり、その周波数と単位円中
心の実軸とがなす角θもθ０に等しくなる。すなわち、 θ＝θ０＝２πf0/fs となり、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜も となって、Ｋの値をとる。従って、周波数Ωが０のとき
の振幅特性|H（ｅｊΩ）｜を1.0として単調増加するフ
ィルタ特性（周波数−振幅特性）というのは第５図のよ
うに示される。第５図に示すように周波数Ωがθ０（＝
f0）のときが定数Ｋであり、π（＝fs/2）のときがＧの
値である。
（ｅｊΩ）｜は単調増加し、 のとき、その周波数はf0となり、その周波数と単位円中
心の実軸とがなす角θもθ０に等しくなる。すなわち、 θ＝θ０＝２πf0/fs となり、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜も となって、Ｋの値をとる。従って、周波数Ωが０のとき
の振幅特性|H（ｅｊΩ）｜を1.0として単調増加するフ
ィルタ特性（周波数−振幅特性）というのは第５図のよ
うに示される。第５図に示すように周波数Ωがθ０（＝
f0）のときが定数Ｋであり、π（＝fs/2）のときがＧの
値である。
ここでｄの値を大きくすればするほど零ベクトル▲
▼と極ベクトル▲▼との長さの比は大きくな
り単調増加の増加率は大となる。
▼と極ベクトル▲▼との長さの比は大きくな
り単調増加の増加率は大となる。
ｄ＝０のとき（i.e.,B1＝B2） ｄの値を小さくしていくと増加率は小さくなり、ｄ＝
０になると、 となり、第６図に示すように入力された信号波形がその
ままの形で出力されるフラットな特性となる。
０になると、 となり、第６図に示すように入力された信号波形がその
ままの形で出力されるフラットな特性となる。
ｄ＜０のとき（i.e.,B1＞B2） 一方、ｄ＜０のときはB1とB2とが入れ替わった状態で
あり、零ベクトル▲▼と、極ベクトル▲▼
との長さの比は単調減少し、ｄの値を小さくすれば（絶
対値を大とすれば）するほど減少率は大となる。このと
きのフィルタ特性（周波数−振幅特性）は第７図のよう
に示され、周波数Ωがθ＝θ０のときＫの値、πのとき
Ｇの値をとる。
あり、零ベクトル▲▼と、極ベクトル▲▼
との長さの比は単調減少し、ｄの値を小さくすれば（絶
対値を大とすれば）するほど減少率は大となる。このと
きのフィルタ特性（周波数−振幅特性）は第７図のよう
に示され、周波数Ωがθ＝θ０のときＫの値、πのとき
Ｇの値をとる。
従って、ディジタルフィルタ11は、極と零点、特定の
周波数fo及び距離ｄに応じて第８図に示すようにローパ
スフィルタ的な動作を表わすこととなる。このフィルタ
11が第８図に示すような特性を持つためのパラメータの
計算方法は以下のようなものである。
周波数fo及び距離ｄに応じて第８図に示すようにローパ
スフィルタ的な動作を表わすこととなる。このフィルタ
11が第８図に示すような特性を持つためのパラメータの
計算方法は以下のようなものである。
先ず、上記各係数B1,B2,Kと、fo,Dとの関係に着目し
て、Ω＝π（i.e.,f＝fs/2）のときの振幅特性|H（ｅ
ｊΩ）｜を、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜Ω＝π＝Ｄと定義
すると、 となる。
て、Ω＝π（i.e.,f＝fs/2）のときの振幅特性|H（ｅ
ｊΩ）｜を、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜Ω＝π＝Ｄと定義
すると、 となる。
ここで、第式にB1＝Ｃ−d,B2＝Ｃ＋ｄ（第式）を
代入し、ｄについて解くと次のようになる。
代入し、ｄについて解くと次のようになる。
展開すると、 となる。
ここで、 と定義すると、ｄは次式で示される。
但し、ｄは単位円内に入っていないとこのフィルタの
安定性が保てないことから|d|＜１である。また、実際
には上記２つの解のうち、|d|＜１の条件を満足する方
を選択する。
安定性が保てないことから|d|＜１である。また、実際
には上記２つの解のうち、|d|＜１の条件を満足する方
を選択する。
以上のことを整理すると、あるフィルタの特性を決め
るに際し、周波数foという点と利得Ｇ［dB］とを定めた
ときに各係数B1,B2,Kは次のようになる。ここに、係数B
1,B2,Kの値が求められると後述するディジタル信号処理
によってローパスフィルタ的な機能を有するディジタル
フィルタが実現できる。
るに際し、周波数foという点と利得Ｇ［dB］とを定めた
ときに各係数B1,B2,Kは次のようになる。ここに、係数B
1,B2,Kの値が求められると後述するディジタル信号処理
によってローパスフィルタ的な機能を有するディジタル
フィルタが実現できる。
以上、ローパスフィルタ的な動きをするディジタルフ
ィルタの原理説明をしたが、ローパスフィルタ的な動作
の逆、すなわちハイパスフィルタ的な動作も同様の原理
によって可能である。以下説明する。
ィルタの原理説明をしたが、ローパスフィルタ的な動作
の逆、すなわちハイパスフィルタ的な動作も同様の原理
によって可能である。以下説明する。
ハイパスフィルタ的な動作をさせる場合 前述したようにローパスフィルタ的な動作をさせる場
合はディジタルフィルタ11の特性をＺ→１のとき|H
（ｚ）｜→１としたが、ハイパスフィルタ的な動作をさ
せる場合はＺ→−１のとき|H（ｚ）｜→１となるように
する。換言すれば、Ωが０のときに定数Ｋをどのように
するかを決定する。
合はディジタルフィルタ11の特性をＺ→１のとき|H
（ｚ）｜→１としたが、ハイパスフィルタ的な動作をさ
せる場合はＺ→−１のとき|H（ｚ）｜→１となるように
する。換言すれば、Ωが０のときに定数Ｋをどのように
するかを決定する。
この場合、 となる。
このときもｄが正か負かでどういうカーブを描くかが
決まることとなる。ｄ＞0,d＝0,d＜０のときの特性は次
のようになる。
決まることとなる。ｄ＞0,d＝0,d＜０のときの特性は次
のようになる。
ｄ＞０のとき（i.e.,B1＜B2） 第９図に示すように極（B1）が左、零点（B2）が右に
存在する。従って、前記第４図及び第式の場合と同様
に、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜はπ＝fs/2を1.0として第1
0図に示すように単調増加するフィルタ特性となる。こ
の場合も、ｄの値を大きくすればするほど単調増加の増
加率は大となる。また、第10図に示すように周波数Ωが
θｏ（＝fo）のときの|H（ｅｊΩ）｜の値が定数Ｋの値
に対応し、周波数Ωが０のときはＧの値となる。
存在する。従って、前記第４図及び第式の場合と同様
に、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜はπ＝fs/2を1.0として第1
0図に示すように単調増加するフィルタ特性となる。こ
の場合も、ｄの値を大きくすればするほど単調増加の増
加率は大となる。また、第10図に示すように周波数Ωが
θｏ（＝fo）のときの|H（ｅｊΩ）｜の値が定数Ｋの値
に対応し、周波数Ωが０のときはＧの値となる。
また、第10図に示した定数Ｋと第５図に示した定数Ｋ
とは第式及び第式を比較すれば明らかなように係数
B1,B2にかかる符号が異なるだけである。従って、前記
ローパス的、ハイパス的何れかのタイプのフィルタを作
成する場合、このＫの値と、B1,B2を例えばROMに格納し
ておき、作成するフィルタのタイプに応じてＫを適当に
選択するようにすればよい。
とは第式及び第式を比較すれば明らかなように係数
B1,B2にかかる符号が異なるだけである。従って、前記
ローパス的、ハイパス的何れかのタイプのフィルタを作
成する場合、このＫの値と、B1,B2を例えばROMに格納し
ておき、作成するフィルタのタイプに応じてＫを適当に
選択するようにすればよい。
ｄ＝０のとき（i.e.,B1＝B2） 前記第６図の場合と同様に、第11図に示すようにフラ
ットな特性となる。
ットな特性となる。
ｄ＜０のとき（i.e.,B1＞B2） B1とB2とが入れ替わった状態であり（第12図参照）、
第13図に示すように振幅特性|H（ｅｊΩ）｜はπ＝fs/2
を1.0として単調減少する。また、ｄの値を小さくすれ
ば減少率は大となる。このときのフィルタ特性（周波数
−振幅特性）は第13図のように示され、周波数Ωがθｏ
（＝fo）のときＫの値、０のときＧの値をとる。
第13図に示すように振幅特性|H（ｅｊΩ）｜はπ＝fs/2
を1.0として単調減少する。また、ｄの値を小さくすれ
ば減少率は大となる。このときのフィルタ特性（周波数
−振幅特性）は第13図のように示され、周波数Ωがθｏ
（＝fo）のときＫの値、０のときＧの値をとる。
従って、この場合のディジタルフィルタ11は、極と零
点、周波数fo及び距離ｄに応じて第10図及び第13図に示
すようにハイパスフィルタ的な動作を表わすこととな
る。このフィルタ11が第10図及び第13図に示すような特
性を持つためのパラメータの計算方法は以下のようなも
のである。
点、周波数fo及び距離ｄに応じて第10図及び第13図に示
すようにハイパスフィルタ的な動作を表わすこととな
る。このフィルタ11が第10図及び第13図に示すような特
性を持つためのパラメータの計算方法は以下のようなも
のである。
先ず、上記各係数B1,B2,Kと、fo,Dとの関係に着目し
て、Ω＝０（i.e.,f＝０）のときの振幅特性|H
（ｅｊΩ）｜を、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜Ω＝０＝Ｄと
定義すると、 となる。
て、Ω＝０（i.e.,f＝０）のときの振幅特性|H
（ｅｊΩ）｜を、振幅特性|H（ｅｊΩ）｜Ω＝０＝Ｄと
定義すると、 となる。
ここで、第式にB1C−d,B2＝Ｃ＋ｄ（第式）を代
入し、ｄについて解くと次のようになる。
入し、ｄについて解くと次のようになる。
とおくと、ｄは次式で示される。
但し、ｄは|d|＜１を満足する方の解を選択する。
整理すると、周波数foという点でゲインＧ［dB］とを
定めたときに各係数B1,B2,Kは次のようになる。係数B1,
B2,Kの値が求められると後述するディジタル信号処理に
よってハイパスフィルタ的な機能を有するフィルタが実
現できる。
定めたときに各係数B1,B2,Kは次のようになる。係数B1,
B2,Kの値が求められると後述するディジタル信号処理に
よってハイパスフィルタ的な機能を有するフィルタが実
現できる。
このように、foとＧを上記のように定めたとき各係数
B1,B2,Kが前述したローパスフィルタ的な動作をさせた
場合の係数と異なるところは上記ＡとＫだけである。従
って、ハイパスフィルタ的な動作を行なわせる場合であ
ってもROM等のテーブルに記憶させるデータ量はそれ程
増えることはない。例えば、予めB1,B2等の係数を用意
しておけばあとは使用に際して適宜その係数を変えて使
用すればよい。
B1,B2,Kが前述したローパスフィルタ的な動作をさせた
場合の係数と異なるところは上記ＡとＫだけである。従
って、ハイパスフィルタ的な動作を行なわせる場合であ
ってもROM等のテーブルに記憶させるデータ量はそれ程
増えることはない。例えば、予めB1,B2等の係数を用意
しておけばあとは使用に際して適宜その係数を変えて使
用すればよい。
第14図〜第17図は上記基本原理に基づいて作成された
ディジタルフィルタの特性を説明するための図であり、
第14図（Ａ），（Ｂ）はそのローパスフィルタ的な動作
をするディジタルフィルタの例を、第15図（Ａ），
（Ｂ）はそのハイパスフィルタ的な動作をするディジタ
ルフィルタの例を、第16図（Ａ），（Ｂ）及び第17図
（Ａ），（Ｂ）は前記フィルタを直列に２段接続してバ
ンドパスフィルタ的な動作をするディジタルフィルタの
例をそれぞれ示している。
ディジタルフィルタの特性を説明するための図であり、
第14図（Ａ），（Ｂ）はそのローパスフィルタ的な動作
をするディジタルフィルタの例を、第15図（Ａ），
（Ｂ）はそのハイパスフィルタ的な動作をするディジタ
ルフィルタの例を、第16図（Ａ），（Ｂ）及び第17図
（Ａ），（Ｂ）は前記フィルタを直列に２段接続してバ
ンドパスフィルタ的な動作をするディジタルフィルタの
例をそれぞれ示している。
第14図（Ａ）に示すように、単位円で表わされた振幅
特性は|H（ｅｊΩ）｜＝1.0をデシベル表現で0dB,ゲイ
ンＧを±10dB、また、単位円上で表わされたΩ＝０を周
波数0kHz,ゲインＧのときのπを周波数16kHzとし、前記
交点の周波数foを11kHzとして0Hz（Ｚ＝１）で正規化し
た場合、B1及びB2を適当な値に設定すると前記第式に
従って定数Ｋが定まり第14図（Ｂ）に示すローパスフィ
ルタ的なフィルタが実現できる。第14図（Ｂ）に示すフ
ィルタ特性からわかるように本発明のディジタルフィル
タは伝達特性Ｈ（ｅｊΩ）が変化する変化率が減衰する
方向だけではなく増大する方向にも変化する特性となっ
ており、また、その減衰・増幅率（傾き）は係数K,B1,B
2を適当な値にすることによって自由に変化させること
が可能である。
特性は|H（ｅｊΩ）｜＝1.0をデシベル表現で0dB,ゲイ
ンＧを±10dB、また、単位円上で表わされたΩ＝０を周
波数0kHz,ゲインＧのときのπを周波数16kHzとし、前記
交点の周波数foを11kHzとして0Hz（Ｚ＝１）で正規化し
た場合、B1及びB2を適当な値に設定すると前記第式に
従って定数Ｋが定まり第14図（Ｂ）に示すローパスフィ
ルタ的なフィルタが実現できる。第14図（Ｂ）に示すフ
ィルタ特性からわかるように本発明のディジタルフィル
タは伝達特性Ｈ（ｅｊΩ）が変化する変化率が減衰する
方向だけではなく増大する方向にも変化する特性となっ
ており、また、その減衰・増幅率（傾き）は係数K,B1,B
2を適当な値にすることによって自由に変化させること
が可能である。
なお、ここではデシベル表現されたゲインＧを用いて
いるため、前記原理説明中のＤとゲインＧの関係は次式
によって表現される。
いるため、前記原理説明中のＤとゲインＧの関係は次式
によって表現される。
Ｇ［dB］＝20log10D ‥‥ 同様に、第15図（Ａ）に示すように、前記交点の周波
数foを5kHzとして16kHz（Ｚ＝−１）で正規化した場
合、B1およびB2を適当な値に設定すると前記第式に従
って定数Ｋが定まり第15図（Ｂ）に示すハイパスフィル
タ的なフィルタが実現できる。このフィルタは第14図
（Ｂ）の場合と同様に伝達特性Ｈ（ｅｊΩ）が変化する
変化率が減衰する方向だけではなく増大する方向にも変
化する特性となっており、また、その減衰・増幅率（傾
き）は係数K,B1,B2を適当な値にすることによって自由
に変化させることが可能である。
数foを5kHzとして16kHz（Ｚ＝−１）で正規化した場
合、B1およびB2を適当な値に設定すると前記第式に従
って定数Ｋが定まり第15図（Ｂ）に示すハイパスフィル
タ的なフィルタが実現できる。このフィルタは第14図
（Ｂ）の場合と同様に伝達特性Ｈ（ｅｊΩ）が変化する
変化率が減衰する方向だけではなく増大する方向にも変
化する特性となっており、また、その減衰・増幅率（傾
き）は係数K,B1,B2を適当な値にすることによって自由
に変化させることが可能である。
一方、第14図に示したローパスフィルタ的なフィルタ
（第１フィルタ）および第15図に示したハイパスフィル
タ（第２フィルタ）を直列に２段接続し、第16図（Ａ）
に示すように第１フィルタの前記交点の周波数foを12kH
zとして0Hz（Ｚ＝１）で正規化するとともに、第２フィ
ルタの前記交点の周波数foを4kHzとして16kHz（Ｚ＝−
１）で正規化すると、第16図（Ｂ）に示すようにそれぞ
れのフィルタ特性を畳み込み演算したフィルタ特性を有
するバンドパスフィルタが実現できる。ここで、第１フ
ィルタおよび第２フィルタをハード的に２段設けてもよ
いが、DSPで１サンプリング周期毎に時分割処理により
係数K,B1,B2を入れ換えるようにすればハード的構成部
分の増加を招くことなく容易に実現可能となる。
（第１フィルタ）および第15図に示したハイパスフィル
タ（第２フィルタ）を直列に２段接続し、第16図（Ａ）
に示すように第１フィルタの前記交点の周波数foを12kH
zとして0Hz（Ｚ＝１）で正規化するとともに、第２フィ
ルタの前記交点の周波数foを4kHzとして16kHz（Ｚ＝−
１）で正規化すると、第16図（Ｂ）に示すようにそれぞ
れのフィルタ特性を畳み込み演算したフィルタ特性を有
するバンドパスフィルタが実現できる。ここで、第１フ
ィルタおよび第２フィルタをハード的に２段設けてもよ
いが、DSPで１サンプリング周期毎に時分割処理により
係数K,B1,B2を入れ換えるようにすればハード的構成部
分の増加を招くことなく容易に実現可能となる。
また、第17図（Ａ）に示すように第１フィルタのゲイ
ンＧを10dB、前記交点の周波数Foを12kHzとして0Hz
（Ｚ＝１）で正規化するとともに、第２フィルタのゲイ
ンＧを±10dB、前記交点の周波数Foを4kHzとして16kHz
（Ｚ＝−１）で正規化すると、第17図（Ｂ）に示すよう
なバンドパスフィルタが実現できる。
ンＧを10dB、前記交点の周波数Foを12kHzとして0Hz
（Ｚ＝１）で正規化するとともに、第２フィルタのゲイ
ンＧを±10dB、前記交点の周波数Foを4kHzとして16kHz
（Ｚ＝−１）で正規化すると、第17図（Ｂ）に示すよう
なバンドパスフィルタが実現できる。
一実施例 以下、上記基本原理に基づいて実施例を説明する。
第18図〜第29図は本発明に係るフィルタ装置及びそれ
を用いた電子楽器の一実施例を示す図であり、本実施例
は原理説明で述べたディジタルフィルタを演奏情報（例
えば、音の強さ、高さ、押鍵からの時間的変化等）に応
じ、楽音の音色を変化させるフィルタを内蔵した電子楽
器に適用した例である。
を用いた電子楽器の一実施例を示す図であり、本実施例
は原理説明で述べたディジタルフィルタを演奏情報（例
えば、音の強さ、高さ、押鍵からの時間的変化等）に応
じ、楽音の音色を変化させるフィルタを内蔵した電子楽
器に適用した例である。
まず、構成を説明する。第18図〜第20図はディジタル
フィルタを用いた電子楽器の全体の構成を示す図であ
る。第18図はディジタルフィルタを用いた電子楽器21の
全体構成例の機能ブロックを略示する図であり、この図
において、電子楽器21は、音高情報（KN）、タッチ情報
（KT）及び押鍵情報（KO）等の演奏情報を出力する鍵盤
22と、入力された演奏情報（KN,KT,KO）に基づいて所定
の演算処理を行ないその演算結果を制御情報として出力
する情報処理装置23と、複数のチャンネル、（例えば、
10チャンネル、16チャンネル）を有しそれぞれのチャン
ネルに対応する音階の波形信号を発音する音源24と、音
源24のチャンネル分のフィルタ演算を時分割的に行なっ
て音源24からの音を加工するディジタルフィルタ25と、
ディジタルフィルタ25で倍音変化が付加されたそれぞれ
の音階の波形信号を振幅制御（例えば、楽器に応じたエ
ンベロープ制御）する振幅制御装置26と、振幅制御され
た後の各チャンネルの楽音を全チャンネル分加算合成す
るミキサー27とにより構成されている。
フィルタを用いた電子楽器の全体の構成を示す図であ
る。第18図はディジタルフィルタを用いた電子楽器21の
全体構成例の機能ブロックを略示する図であり、この図
において、電子楽器21は、音高情報（KN）、タッチ情報
（KT）及び押鍵情報（KO）等の演奏情報を出力する鍵盤
22と、入力された演奏情報（KN,KT,KO）に基づいて所定
の演算処理を行ないその演算結果を制御情報として出力
する情報処理装置23と、複数のチャンネル、（例えば、
10チャンネル、16チャンネル）を有しそれぞれのチャン
ネルに対応する音階の波形信号を発音する音源24と、音
源24のチャンネル分のフィルタ演算を時分割的に行なっ
て音源24からの音を加工するディジタルフィルタ25と、
ディジタルフィルタ25で倍音変化が付加されたそれぞれ
の音階の波形信号を振幅制御（例えば、楽器に応じたエ
ンベロープ制御）する振幅制御装置26と、振幅制御され
た後の各チャンネルの楽音を全チャンネル分加算合成す
るミキサー27とにより構成されている。
第19図は電子楽器21の具体的な構成を示す図である。
この図において、31はシステム全体の制御、並びに後述
する各種の情報処理（タイマー１〜４処理）を伴うCPU
であり、CPU31はプログラムROM33に格納されているマイ
クロプログラムに従って電子楽器21の各種の動作を制御
する。CPU31には、内部バス32を介してCPU31用のプログ
ラムを記憶するプログラムROM33、演算に使用するデー
タや演算結果等を一時的に記憶するワーク用RAM34、デ
ィジタルフィルタ機能を実行するDSP（ディジタル信号
処理プロセッサ:Digital Signal Processor）35、ディ
ジタルフィルタリングのための各種係数（kn,b1n,b2n但
し、ｎは発音チャンネル。以下、同様。）を記憶する係
数ROM36、発生すべき楽音の音高を指定するための複数
の鍵を備えた鍵盤37、線形あるいは非線形合成方式によ
り鍵盤37の音高指定に従って複数の発音チャンネルで楽
音信号を発生する音源38、発生すべき楽音の音色を選択
する操作子やピッチベンド操作子等からなる各種のスイ
ッチ群39、鍵盤37で押圧された鍵に加えられたタッチ強
さを検出する検出回路40の出力をA/D変換するA/D変換器
41、作成された楽音信号をD/A変換して音響出力を発音
する発音回路42に出力するD/A変換器43がそれぞれ接続
されている。
この図において、31はシステム全体の制御、並びに後述
する各種の情報処理（タイマー１〜４処理）を伴うCPU
であり、CPU31はプログラムROM33に格納されているマイ
クロプログラムに従って電子楽器21の各種の動作を制御
する。CPU31には、内部バス32を介してCPU31用のプログ
ラムを記憶するプログラムROM33、演算に使用するデー
タや演算結果等を一時的に記憶するワーク用RAM34、デ
ィジタルフィルタ機能を実行するDSP（ディジタル信号
処理プロセッサ:Digital Signal Processor）35、ディ
ジタルフィルタリングのための各種係数（kn,b1n,b2n但
し、ｎは発音チャンネル。以下、同様。）を記憶する係
数ROM36、発生すべき楽音の音高を指定するための複数
の鍵を備えた鍵盤37、線形あるいは非線形合成方式によ
り鍵盤37の音高指定に従って複数の発音チャンネルで楽
音信号を発生する音源38、発生すべき楽音の音色を選択
する操作子やピッチベンド操作子等からなる各種のスイ
ッチ群39、鍵盤37で押圧された鍵に加えられたタッチ強
さを検出する検出回路40の出力をA/D変換するA/D変換器
41、作成された楽音信号をD/A変換して音響出力を発音
する発音回路42に出力するD/A変換器43がそれぞれ接続
されている。
DSP35は、前述した原理説明のディジタルフィルタ機
能を、ディジタルフィルタリングのための係数（kn,b
1n,b2n）を記憶した係数ROM36を使用してDSP動作プログ
ラム（第21図）を実行することにより実現する。この場
合、CPU31が係数ROM36から係数情報（kn,b1n,b2n）を読
み出し、鍵盤37における押鍵時のタッチ強さに応じた適
切な係数を算出してDSP35に与える。
能を、ディジタルフィルタリングのための係数（kn,b
1n,b2n）を記憶した係数ROM36を使用してDSP動作プログ
ラム（第21図）を実行することにより実現する。この場
合、CPU31が係数ROM36から係数情報（kn,b1n,b2n）を読
み出し、鍵盤37における押鍵時のタッチ強さに応じた適
切な係数を算出してDSP35に与える。
鍵盤37は、複数の発音チャンネル（ｎ）に対するキー
の音高情報（キーノート）Kn、タッチの強さを示すキー
タッチ情報KTn、鍵のオン／オフを示す押鍵情報KOnの各
演奏情報を出力するもので、これら演奏情報のうちKNn,
KOnは内部バス32を介してCPU31に出力される。また、キ
ータッチの強さを示すタッチ情報KTnはタッチ検出回路4
0により検出され、A/D変換器41でA/D変換された後、例
えばCPU31に入力される。なお、本実施例では演奏情報
を出力する演奏操作子として鍵盤37を用いているが、こ
れに加えてあるいはこれに代えてベンダーやペダル等に
より演奏情報を出力するものでもよい。
の音高情報（キーノート）Kn、タッチの強さを示すキー
タッチ情報KTn、鍵のオン／オフを示す押鍵情報KOnの各
演奏情報を出力するもので、これら演奏情報のうちKNn,
KOnは内部バス32を介してCPU31に出力される。また、キ
ータッチの強さを示すタッチ情報KTnはタッチ検出回路4
0により検出され、A/D変換器41でA/D変換された後、例
えばCPU31に入力される。なお、本実施例では演奏情報
を出力する演奏操作子として鍵盤37を用いているが、こ
れに加えてあるいはこれに代えてベンダーやペダル等に
より演奏情報を出力するものでもよい。
音源38は、複数の発音チャンネル（ｎ）でそれぞれ独
立に楽音信号を発生可能なものであり、各チャンネルに
割り当てた音高情報KNnをCPU31から受け取り、これに基
づいて各チャンネルで楽音信号を発生する。この音源38
としては、例えばPCM方式、あるいは非線形合成演算や
正弦波合成演算を実行して所定の波形を発生する方式等
が使用される。
立に楽音信号を発生可能なものであり、各チャンネルに
割り当てた音高情報KNnをCPU31から受け取り、これに基
づいて各チャンネルで楽音信号を発生する。この音源38
としては、例えばPCM方式、あるいは非線形合成演算や
正弦波合成演算を実行して所定の波形を発生する方式等
が使用される。
例えば、鍵盤37の押鍵に対応した音階音をCPU31が音
源38に対しリアルタイムで割り当てて発生させる。その
場合、ピッチを少し原音とずらして発生するようにして
もよく、移調した状態で発生するようにしてもよい。ま
た、CPU31は、鍵盤37の操作によるシーケンサ情報とし
て記憶し、このシーケンサ情報をキーボードのプレイス
タート指示等に応答して、順次読み出し対応する楽音信
号を発生することも可能である。
源38に対しリアルタイムで割り当てて発生させる。その
場合、ピッチを少し原音とずらして発生するようにして
もよく、移調した状態で発生するようにしてもよい。ま
た、CPU31は、鍵盤37の操作によるシーケンサ情報とし
て記憶し、このシーケンサ情報をキーボードのプレイス
タート指示等に応答して、順次読み出し対応する楽音信
号を発生することも可能である。
発音回路42は、出力楽音信号を音響出力として発音す
るためのサウンドシステムであり、A/D変換器41でアナ
ログの楽音信号に変換された信号を発音する。
るためのサウンドシステムであり、A/D変換器41でアナ
ログの楽音信号に変換された信号を発音する。
第20図はCPU31によるソフト処理を説明するためのCPU
ソフト機能ブロック図であり、本機能ブロック図に示す
係数算出処理は後述する第24図〜第27図に示すプログラ
ム（タイマ１〜４処理）により実行されるものである。
第20図は前記第18図の情報処理装置23部分を詳細に表わ
したブロック図となっている。第20図において、CPU31
は鍵盤37から音高情報KNn、タッチ情報KTn、押鍵情報KO
nを読み込み出力すべき音階音を割り当てる（符号5
1）。キーのオン／オフを示す押鍵情報KOnはエンベロー
プジェネレータ（EG）52,53に出力され、エンベロープ
ジェネレータ52でKOnに応答してフィルタ・エンベロー
プEGFnを算出した後、乗算器54でキータッチ情報KTnに
対応した値EGFn′に変更して係数算出処理55に出力す
る。係数算出処理55には更に音高情報KNnが入力され、
これらのデータに基づいて係数kn,b1n,b2nを算出しDSP3
5により構成されるフィルタ25に転送する（符号56）。
すなわち、この係数算出処理55では、キータッチにかか
ったエンベロープ情報EGFn′とキーの周波数情報KNnに
基づく前記周波数foとにより係数kn,b1n,b2nを算出して
制御用CPU31から音を加工するためのDSP35に転送する。
DSP35により構成されるディジタルフィルタ25は１サン
プリング時間毎に上記係数kn,b1n,b2nを基に後述する制
御フローチャート（第28図）に従って原理説明で述べた
機能のディジタルフィルタを実現し、音源24から出力さ
れた特定レベルの音を実時間で加工して振幅制御装置26
に出力する。
ソフト機能ブロック図であり、本機能ブロック図に示す
係数算出処理は後述する第24図〜第27図に示すプログラ
ム（タイマ１〜４処理）により実行されるものである。
第20図は前記第18図の情報処理装置23部分を詳細に表わ
したブロック図となっている。第20図において、CPU31
は鍵盤37から音高情報KNn、タッチ情報KTn、押鍵情報KO
nを読み込み出力すべき音階音を割り当てる（符号5
1）。キーのオン／オフを示す押鍵情報KOnはエンベロー
プジェネレータ（EG）52,53に出力され、エンベロープ
ジェネレータ52でKOnに応答してフィルタ・エンベロー
プEGFnを算出した後、乗算器54でキータッチ情報KTnに
対応した値EGFn′に変更して係数算出処理55に出力す
る。係数算出処理55には更に音高情報KNnが入力され、
これらのデータに基づいて係数kn,b1n,b2nを算出しDSP3
5により構成されるフィルタ25に転送する（符号56）。
すなわち、この係数算出処理55では、キータッチにかか
ったエンベロープ情報EGFn′とキーの周波数情報KNnに
基づく前記周波数foとにより係数kn,b1n,b2nを算出して
制御用CPU31から音を加工するためのDSP35に転送する。
DSP35により構成されるディジタルフィルタ25は１サン
プリング時間毎に上記係数kn,b1n,b2nを基に後述する制
御フローチャート（第28図）に従って原理説明で述べた
機能のディジタルフィルタを実現し、音源24から出力さ
れた特定レベルの音を実時間で加工して振幅制御装置26
に出力する。
一方、エンベロープジェネレータ53では振幅制御をす
るためのアンプ・エンベロープEGAnを算出し、これに乗
算器57でキータッチ情報KTnを乗算することによって振
幅を決定して例えばDSPにより構成される振幅制御装置2
6に転送する（符号58）。また、音高情報KNnはそのまま
音源24に転送される（符号59）。
るためのアンプ・エンベロープEGAnを算出し、これに乗
算器57でキータッチ情報KTnを乗算することによって振
幅を決定して例えばDSPにより構成される振幅制御装置2
6に転送する（符号58）。また、音高情報KNnはそのまま
音源24に転送される（符号59）。
第21図はDSP35の内部構成を示す図である。
同図において、プログラムメモリ61は所定のプログラ
ムを格納するメモリであり、CPU31からの指示に従って
所定の動作プログラムを制御回路62に出力する。また、
プログラムメモリ61には図示しないアドレスカウンタが
接続されており、プログラムメモリ61はこのアドレスカ
ウンタのアドレス指定により順次プログラム内容を制御
回路62に供給する。制御回路62は、プログラムメモリ61
の出力内容により、後述する各レジスタ、メモリ間のデ
ータ転送及び演算、各ゲートやラッチを開閉制御するた
めの各種制御信号を出力し所望の信号処理動作を実行す
る。
ムを格納するメモリであり、CPU31からの指示に従って
所定の動作プログラムを制御回路62に出力する。また、
プログラムメモリ61には図示しないアドレスカウンタが
接続されており、プログラムメモリ61はこのアドレスカ
ウンタのアドレス指定により順次プログラム内容を制御
回路62に供給する。制御回路62は、プログラムメモリ61
の出力内容により、後述する各レジスタ、メモリ間のデ
ータ転送及び演算、各ゲートやラッチを開閉制御するた
めの各種制御信号を出力し所望の信号処理動作を実行す
る。
係数メモリ（Ｐ）63は、後述する第22図に示すように
ディジタルフィルタ実現のための発音チャンネル（ｎ）
に対応した複数の係数kn,b1n,b2nを格納するレジスタで
あり、かかる係数kn,b1n,b2nはCPU31が前記係数ROM36か
ら読み出してDSP35内の係数メモリ（Ｐ）63に与える。
また、ワークメモリ（Ｗ）64は、後述する第23図に示す
ようにDSP35内で作成される波形信号等を一時的に退避
させておくワーク用メモリである。
ディジタルフィルタ実現のための発音チャンネル（ｎ）
に対応した複数の係数kn,b1n,b2nを格納するレジスタで
あり、かかる係数kn,b1n,b2nはCPU31が前記係数ROM36か
ら読み出してDSP35内の係数メモリ（Ｐ）63に与える。
また、ワークメモリ（Ｗ）64は、後述する第23図に示す
ようにDSP35内で作成される波形信号等を一時的に退避
させておくワーク用メモリである。
入力レジスタ（PI）65は、図示しない音源24からのデ
ィジタル入力信号データを格納し、内部バス66を介して
各部へ供給する。
ィジタル入力信号データを格納し、内部バス66を介して
各部へ供給する。
前記係数メモリ（Ｐ）63、ワークメモリ（Ｗ）64の出
力及び入力レジスタ（PI）65の出力は後述する各レジス
タからの出力とともにゲート67〜70のゲート端子に入力
され、ゲート67〜70からの出力はレジスタ（MO）71,（M
1）72,（A0）73,（A1）74に入力される。レジスタ（M
O）71,（M1）72は乗算器75に供給する演算途中のデータ
を格納し、レジスタ（A0）73,（A1）74は加減算器76に
供給する演算途中のデータを格納する。また、レジスタ
（M1）72の出力及び後述するレジスタ（SR）83の出力は
ゲート77を介して乗算器75に入力されるとともに、レジ
スタ（A0）73の出力及び後述するレジスタ（MR）80の出
力はゲート78を介して加減算器76に入力され、レジスタ
（A1）74の出力及び後述するレジスタ（AR）81の出力は
ゲート79を介して加減算器76に入力される。前記乗算器
75の乗算結果はレジスタ（MR）80に格納され、レジスタ
（MR）80の出力はゲート68及びゲート78に供給される。
また、前記加減算器76の演算結果はレジスタ（AR）81に
格納され、レジスタ（AR）81の出力はゲート79に供給さ
れるとともに、オーバフローを防止するためのクリッパ
回路82を介してレジスタ（SR）83に供給される。レジス
タ（SR）83の出力はゲート77に供給され、また、ある１
音についての処理の演算結果として内部バス66を介して
ワークメモリ（Ｗ）64に供給される。
力及び入力レジスタ（PI）65の出力は後述する各レジス
タからの出力とともにゲート67〜70のゲート端子に入力
され、ゲート67〜70からの出力はレジスタ（MO）71,（M
1）72,（A0）73,（A1）74に入力される。レジスタ（M
O）71,（M1）72は乗算器75に供給する演算途中のデータ
を格納し、レジスタ（A0）73,（A1）74は加減算器76に
供給する演算途中のデータを格納する。また、レジスタ
（M1）72の出力及び後述するレジスタ（SR）83の出力は
ゲート77を介して乗算器75に入力されるとともに、レジ
スタ（A0）73の出力及び後述するレジスタ（MR）80の出
力はゲート78を介して加減算器76に入力され、レジスタ
（A1）74の出力及び後述するレジスタ（AR）81の出力は
ゲート79を介して加減算器76に入力される。前記乗算器
75の乗算結果はレジスタ（MR）80に格納され、レジスタ
（MR）80の出力はゲート68及びゲート78に供給される。
また、前記加減算器76の演算結果はレジスタ（AR）81に
格納され、レジスタ（AR）81の出力はゲート79に供給さ
れるとともに、オーバフローを防止するためのクリッパ
回路82を介してレジスタ（SR）83に供給される。レジス
タ（SR）83の出力はゲート77に供給され、また、ある１
音についての処理の演算結果として内部バス66を介して
ワークメモリ（Ｗ）64に供給される。
上記演算結果がワークメモリ（Ｗ）64に記憶され一連
の処理が終了するとワークメモリ（Ｗ）64に記憶された
データは出力レジスタ（OR）84に転送され、該出力レジ
スタ（OR）84は転送されたデータを振幅制御装置26に出
力する。
の処理が終了するとワークメモリ（Ｗ）64に記憶された
データは出力レジスタ（OR）84に転送され、該出力レジ
スタ（OR）84は転送されたデータを振幅制御装置26に出
力する。
第22図は係数メモリ（Ｐ）63の内部構成を示す図であ
り、アドレス00にチャンネル０（例えば、発音チャンネ
ルが８音あるときはその最も小さいチャンネル）のとき
の前記定数Ｋに対応する係数k0、アドレス01にチャンネ
ル０のときの前記係数B1に対応する係数b10、アドレス0
2にチャンネル０のときの前記係数B2に対応する係数
b20、アドレス03にチャンネル１のときの前記定数Ｋに
対応する係数k1、アドレス04にチャンネル１のときの前
記係数B1に対応する係数b11、アドレス05にチャンネル
１のときの前記係数B2に対応する係数b21、以下同様
に、アドレス3nにチャンネルｎ（例えば、発音チャンネ
ルが８音あるときはその最も大きいチャンネル）のとき
の前記定数Ｋに対応する係数kn、アドレス3n＋１にチャ
ンネルｎのときの前記係数B1に対応する係数b1n、アド
レス3n＋２にチャンネルｎのときの前記係数B2に対応す
る係数b2nをそれぞれ格納する。このように、前記ディ
ジタルフィルタ11を実現するために係数kn,b1n,b2nを３
個１組として発音チャンネル（ｎ）分格納しておく。例
えば、発音チャンネル（同時に発音できる最大数）が８
の場合は、鍵盤37のキー音一つに対して上記係数kn,b
1n,b2nをそれぞれ定めておく必要があり、この場合は８
組の係数を格納するレジスタが必要となる。なお、この
ときは後述するワークメモリ（Ｗ）64内の記憶エリアも
８組分必要となる。
り、アドレス00にチャンネル０（例えば、発音チャンネ
ルが８音あるときはその最も小さいチャンネル）のとき
の前記定数Ｋに対応する係数k0、アドレス01にチャンネ
ル０のときの前記係数B1に対応する係数b10、アドレス0
2にチャンネル０のときの前記係数B2に対応する係数
b20、アドレス03にチャンネル１のときの前記定数Ｋに
対応する係数k1、アドレス04にチャンネル１のときの前
記係数B1に対応する係数b11、アドレス05にチャンネル
１のときの前記係数B2に対応する係数b21、以下同様
に、アドレス3nにチャンネルｎ（例えば、発音チャンネ
ルが８音あるときはその最も大きいチャンネル）のとき
の前記定数Ｋに対応する係数kn、アドレス3n＋１にチャ
ンネルｎのときの前記係数B1に対応する係数b1n、アド
レス3n＋２にチャンネルｎのときの前記係数B2に対応す
る係数b2nをそれぞれ格納する。このように、前記ディ
ジタルフィルタ11を実現するために係数kn,b1n,b2nを３
個１組として発音チャンネル（ｎ）分格納しておく。例
えば、発音チャンネル（同時に発音できる最大数）が８
の場合は、鍵盤37のキー音一つに対して上記係数kn,b
1n,b2nをそれぞれ定めておく必要があり、この場合は８
組の係数を格納するレジスタが必要となる。なお、この
ときは後述するワークメモリ（Ｗ）64内の記憶エリアも
８組分必要となる。
上記係数メモリ（Ｐ）63に格納される係数kn,b1n,b2n
はCPU31が係数ROM36から読み出してきてDSP35の係数メ
モリ（Ｐ）63に与えるものであり、係数メモリ（Ｐ）63
はこの係数情報を前述したように少なくとも発音チャン
ネルに対応する複数組だけ持っている。すなわち、前記
周波数fo,Gで決定される係数K,B1,B2は予め演算等によ
り求められ、ROM化されてテーブルの形で係数ROM36に記
憶されており、CPU31は係数ROM36から実現すべきフィル
タの特性、更には鍵盤37の情報（タッチ情報等）に基づ
いて対応するテーブルを読み出してきてDSP35の係数メ
モリ（Ｐ）63に書き込む。
はCPU31が係数ROM36から読み出してきてDSP35の係数メ
モリ（Ｐ）63に与えるものであり、係数メモリ（Ｐ）63
はこの係数情報を前述したように少なくとも発音チャン
ネルに対応する複数組だけ持っている。すなわち、前記
周波数fo,Gで決定される係数K,B1,B2は予め演算等によ
り求められ、ROM化されてテーブルの形で係数ROM36に記
憶されており、CPU31は係数ROM36から実現すべきフィル
タの特性、更には鍵盤37の情報（タッチ情報等）に基づ
いて対応するテーブルを読み出してきてDSP35の係数メ
モリ（Ｐ）63に書き込む。
なお、第21図及び第22図では１音についての処理を例
に採り説明しているが、実際には上記処理が時分割多重
化（例えば鍵タッチの違いによりそれぞれ別の係数を読
み出して処理する場合等）される場合がある。
に採り説明しているが、実際には上記処理が時分割多重
化（例えば鍵タッチの違いによりそれぞれ別の係数を読
み出して処理する場合等）される場合がある。
また、係数ROM36から予め設定しておいた係数データ
を読み出してくるのではなく、例えば係数を算出するた
めの関数を記憶しておき演算により算出してもよい。
を読み出してくるのではなく、例えば係数を算出するた
めの関数を記憶しておき演算により算出してもよい。
第23図は演算途中の信号を一時的に格納しておくワー
クメモリ（Ｗ）64の内部構成を示す図であり、アドレス
00にチャンネル０のときの遅延素子の内容に対応するデ
ータZ0、アドレス01にチャンネル０のときのフィルタ出
力の内容に対応する出力データOT0、アドレス02にチャ
ンネル１のときの遅延素子の内容に対応するデータZ1、
アドレス03にチャンネル１のときのフィルタ出力の内容
に対応する出力データOT1、同様に、アドレス2nにチャ
ンネルｎのときの遅延素子の内容に対応するデータZn、
アドレス2n＋１にチャンネルｎのときのフィルタ出力の
内容に対応する出力データOTnをそれぞれ格納する。
クメモリ（Ｗ）64の内部構成を示す図であり、アドレス
00にチャンネル０のときの遅延素子の内容に対応するデ
ータZ0、アドレス01にチャンネル０のときのフィルタ出
力の内容に対応する出力データOT0、アドレス02にチャ
ンネル１のときの遅延素子の内容に対応するデータZ1、
アドレス03にチャンネル１のときのフィルタ出力の内容
に対応する出力データOT1、同様に、アドレス2nにチャ
ンネルｎのときの遅延素子の内容に対応するデータZn、
アドレス2n＋１にチャンネルｎのときのフィルタ出力の
内容に対応する出力データOTnをそれぞれ格納する。
次に、本実施例の動作を説明する。
CPU31における情報処理動作 先ず、第24図〜第27図を用いてCPU31における情報処
理動作を説明する。
理動作を説明する。
第24図はキーボード情報を読み込んで演奏情報KNn,KT
n,KOnを割り当てるタイマー１処理を示すフローチャー
トであり、本フローは前記20図に示した符号51に機能的
に対応する。同図中、符号Sn（ｎ＝1,2,‥‥）はフロー
の各ステップを示している。
n,KOnを割り当てるタイマー１処理を示すフローチャー
トであり、本フローは前記20図に示した符号51に機能的
に対応する。同図中、符号Sn（ｎ＝1,2,‥‥）はフロー
の各ステップを示している。
先ず、ステップS1でキーボード情報を読み込み、ステ
ップS2で読み込んでキーボード情報に変化があるか否か
を判別する。変化がなければそのまま処理を終え、変化
があるときはステップS3でその変化が押鍵によるものか
否かを判別する。押鍵のときはステップS4で鍵盤37のど
の鍵がONしたかを判別して押鍵チャンネルｎの設定を行
ない、ステップS5で押鍵により得られた音高情報KNn、
タッチ情報KTn、押鍵情報KOnを設定してCPU31における
割当て処理を終了する。
ップS2で読み込んでキーボード情報に変化があるか否か
を判別する。変化がなければそのまま処理を終え、変化
があるときはステップS3でその変化が押鍵によるものか
否かを判別する。押鍵のときはステップS4で鍵盤37のど
の鍵がONしたかを判別して押鍵チャンネルｎの設定を行
ない、ステップS5で押鍵により得られた音高情報KNn、
タッチ情報KTn、押鍵情報KOnを設定してCPU31における
割当て処理を終了する。
一方、ステップS3で押鍵でないと判別されたときは変
化がありかつ押鍵でないときであるから離鍵であると判
断してステップS6で離鍵チャンネルｎの設定を行ない、
ステップS7で離鍵チャンネルｎに対して離鍵を示す押鍵
情報KOnを設定して処理を終える。
化がありかつ押鍵でないときであるから離鍵であると判
断してステップS6で離鍵チャンネルｎの設定を行ない、
ステップS7で離鍵チャンネルｎに対して離鍵を示す押鍵
情報KOnを設定して処理を終える。
第25図は係数kn,b1n,b2nを算出するタイマー２処理を
示すフローチャートであり、本フローは前記第20図では
エンベロープジェネレータ52乃至転送56機能に対応する
処理である。
示すフローチャートであり、本フローは前記第20図では
エンベロープジェネレータ52乃至転送56機能に対応する
処理である。
先ず、ステップS11で押鍵情報KOnに基づいてフィルタ
・エンベロープEGFnを算出し、ステップS12で算出したE
GFnがタッチの強さを表わすKTnに対応した値となるよう
にKTnを乗算してキータッチに応じたフィルタ・エンベ
ロープEGFn′を算出する（EGFn′←EGFn×KTn）。次い
で、ステップS13でキー情報KNnを周波数foとし（fo＝KN
n）、前記EGFn′をゲインＧとして（GAIN＝EGFn′）係
数kn,b1n,b2nを算出する。本実施例では、この係数算出
は係数ROM36に記憶されているデータをアドレスを対応
させて読み出すことによって行なう。次いで、ステップ
S14で算出された係数kn,b1n,b2nをDSP35により構成され
るフィルタ25に転送して処理を終了する。
・エンベロープEGFnを算出し、ステップS12で算出したE
GFnがタッチの強さを表わすKTnに対応した値となるよう
にKTnを乗算してキータッチに応じたフィルタ・エンベ
ロープEGFn′を算出する（EGFn′←EGFn×KTn）。次い
で、ステップS13でキー情報KNnを周波数foとし（fo＝KN
n）、前記EGFn′をゲインＧとして（GAIN＝EGFn′）係
数kn,b1n,b2nを算出する。本実施例では、この係数算出
は係数ROM36に記憶されているデータをアドレスを対応
させて読み出すことによって行なう。次いで、ステップ
S14で算出された係数kn,b1n,b2nをDSP35により構成され
るフィルタ25に転送して処理を終了する。
第26図はアンプ・エンベロープEGAnを算出するタイマ
ー３処理を示すフローチャートであり、本フローは前記
第20図ではエンベロープジェネレータ53乃至転送58機能
に対応する処理である。
ー３処理を示すフローチャートであり、本フローは前記
第20図ではエンベロープジェネレータ53乃至転送58機能
に対応する処理である。
先ず、ステップS21で押鍵情報KOnに基づいてアンプ・
エンベロープEGAnを算出し、ステップS22で算出したEGA
nにキータッチ情報に対応した振幅制御をするためKTnを
乗算してキータッチに応じたアンプ・エンベロープEG
A′を算出する（EGA′←EGAn×KTn）。次いで、ステッ
プS23でこのEGA′を例えばDSP35により構成される振幅
制御装置26に転送して処理を終了する。
エンベロープEGAnを算出し、ステップS22で算出したEGA
nにキータッチ情報に対応した振幅制御をするためKTnを
乗算してキータッチに応じたアンプ・エンベロープEG
A′を算出する（EGA′←EGAn×KTn）。次いで、ステッ
プS23でこのEGA′を例えばDSP35により構成される振幅
制御装置26に転送して処理を終了する。
第27図は音高情報KNnを音源に転送するタイマー４処
理を示すフローチャートであり、前記第20図の転送59機
能に相当する。
理を示すフローチャートであり、前記第20図の転送59機
能に相当する。
音源24は音高情報KNnに対応した周波数情報により予
め定まった値が出力されるKNnをそのまま音源24に転送
して処理を終了する（ステップS31）。
め定まった値が出力されるKNnをそのまま音源24に転送
して処理を終了する（ステップS31）。
DSP35によるフィルタの動作 第28図はDSP35により構成されたディジタルフィルタ2
5の１チャンネル分の動作を示すフローチャートであ
り、本フローはDSP35のプログラムメモリ61に格納され
ているプログラムをフローチャート表現にしたものであ
る。本フローチャートによる処理動作を第21図に示した
DSP35上で実行することにより第29図に示す一次のディ
ジタルフィルタ11が実現される。第28図及び第29図中
〜は処理動作中の状態を説明するための符号である。
5の１チャンネル分の動作を示すフローチャートであ
り、本フローはDSP35のプログラムメモリ61に格納され
ているプログラムをフローチャート表現にしたものであ
る。本フローチャートによる処理動作を第21図に示した
DSP35上で実行することにより第29図に示す一次のディ
ジタルフィルタ11が実現される。第28図及び第29図中
〜は処理動作中の状態を説明するための符号である。
先ず、ステップS101で係数メモリ（Ｐ）63から係数kn
を読み出し、この係数knをレジスタ（M0）71にセットす
る（Ｐ（kn）→M0）とともに、レジスタ（PI）65に入力
された入力波形をレジスタ（M1）72にセットする（PI→
M1）。次いで、ステップS102で係数knがセットされたレ
ジスタ（M0）71の値に入力波形がセットされたレジスタ
（M1）72の値を乗算して、その値をレジスタ（MR）80に
セットし（M0×M1→MR）、係数メモリ（Ｐ）63から係数
b1nを読み出しレジスタ（M0）71にセットする（Ｐ（b
1n）→M0）とともに、ワークメモリ（Ｗ）64から前回の
処理演算値Znを読み出してレジスタ（M1）72にセットす
る（Ｗ（Zn）→M1）。ここにおいての乗算処理は、第29
図において、レジスタ（PI）65から出力された入力波形
に乗算器13により係数knを乗算する処理に対応する（
参照）。また、乗算後の値がレジスタ（MR）80に格納さ
れる（M0×M1→MR）ことによってレジスタ（M0）71,（M
1）72には次にフィードバック乗算を行なうための係数b
1n及び遅延素子12の出力に相当する前回の演算値Znがそ
れぞれ格納される。次いで、ステップS103でレジスタ
（MR）80にセットされている値をレジスタ（AR）81に移
し（MR→AR）、係数b1nがセットされているレジスタ（M
0）71の値と前回演算値Znがセットされているレジスタ
（M1）72の値をレジスタ（MR）80にセットし（M0×M1→
MR）、その後係数メモリ（Ｐ）63からもう１つの係数b2
nを読み出してレジスタ（M0）71にセットする（Ｐ（b
2n）→M0）。すなわち、ここでは乗算後の値がセットさ
れているレジスタ（MR）80を次の乗算のためにレジスタ
（AR）81に移しておき、その後第29図に示すように１
サンプリング周期前の遅延素子12の出力（前回の演算
値）Znに乗算器14で係数b1nを乗算する処理に対応す
る。次いで、ステップS104で係数b1nと前回の演算値Zn
とが乗算された値がセットされているレジスタ（MR）80
の値に前記レジスタ（AR）81の値を加算し、この加算値
をレジスタ（AR）81にセットし（MR＋AR→AR）、係数b2
nがセットされているレジスタ（M0）71の値と前回の演
算値Znがセットされているレジスタ（M1）72の値を乗算
して、その値をレジスタ（MR）80にセットする（M0×M1
→MR）。すなわち、第29図において、乗算器14により係
数b2nと前回の演算値Znが乗算された値に入力波形に係
数knを乗算した値を加算する処理に対応する（参照）
とともに、乗算器15で前回の演算値Znに係数b2nを乗算
する処理に対応する（参照）。次いで、ステップS105
でレジスタ（AR）81にセットされている値をレジスタ
（SR）83に移し（AR→SR）、前記レジスタ（AR）81から
前回の演算値Znに係数b2nが乗算された値が格納されて
いるレジスタ（MR）80の値を減算して、その値をレジス
タ（AR）81にセットし（AR−MR→AR）、更にワークメモ
リ（Ｗ）64から前回の処理で記憶された出力データOTn
を出力レジスタ（OR）84に出力する（Ｗ（OTn）→O
R）。すなわち、第29図に示すように加算器17まで出
力された値から乗算器15で前回の演算値Znに係数b2nが
乗算した値を加算して出力レジスタ（OR）84に出力する
処理に対応する（参照）。次いで、ステップS106でレ
ジスタ（SR）83の値を遅延素子12の内容に対応するデー
タZnとしてワークメモリ（Ｗ）64の該当するアドレスに
書き込み（SR→Ｗ（Zn））、レジスタ（AR）81の値をレ
ジスタ（SR）83の値に移す（AR→SR）。すなわち、第29
図において、符号に示す処理に対応する。次いで、ス
テップS107で上記演算によりレジスタ（SR）83にセット
された値をフィルタ出力の内容に対応する出力データOT
nとしてワークメモリ（Ｗ）64の該当するアドレスに書
き込んで（SR→Ｗ（OTn））今回の処理を終え、再び上
記ステップS101に戻り、同様の処理を１サンプリング周
期毎に繰り返す。
を読み出し、この係数knをレジスタ（M0）71にセットす
る（Ｐ（kn）→M0）とともに、レジスタ（PI）65に入力
された入力波形をレジスタ（M1）72にセットする（PI→
M1）。次いで、ステップS102で係数knがセットされたレ
ジスタ（M0）71の値に入力波形がセットされたレジスタ
（M1）72の値を乗算して、その値をレジスタ（MR）80に
セットし（M0×M1→MR）、係数メモリ（Ｐ）63から係数
b1nを読み出しレジスタ（M0）71にセットする（Ｐ（b
1n）→M0）とともに、ワークメモリ（Ｗ）64から前回の
処理演算値Znを読み出してレジスタ（M1）72にセットす
る（Ｗ（Zn）→M1）。ここにおいての乗算処理は、第29
図において、レジスタ（PI）65から出力された入力波形
に乗算器13により係数knを乗算する処理に対応する（
参照）。また、乗算後の値がレジスタ（MR）80に格納さ
れる（M0×M1→MR）ことによってレジスタ（M0）71,（M
1）72には次にフィードバック乗算を行なうための係数b
1n及び遅延素子12の出力に相当する前回の演算値Znがそ
れぞれ格納される。次いで、ステップS103でレジスタ
（MR）80にセットされている値をレジスタ（AR）81に移
し（MR→AR）、係数b1nがセットされているレジスタ（M
0）71の値と前回演算値Znがセットされているレジスタ
（M1）72の値をレジスタ（MR）80にセットし（M0×M1→
MR）、その後係数メモリ（Ｐ）63からもう１つの係数b2
nを読み出してレジスタ（M0）71にセットする（Ｐ（b
2n）→M0）。すなわち、ここでは乗算後の値がセットさ
れているレジスタ（MR）80を次の乗算のためにレジスタ
（AR）81に移しておき、その後第29図に示すように１
サンプリング周期前の遅延素子12の出力（前回の演算
値）Znに乗算器14で係数b1nを乗算する処理に対応す
る。次いで、ステップS104で係数b1nと前回の演算値Zn
とが乗算された値がセットされているレジスタ（MR）80
の値に前記レジスタ（AR）81の値を加算し、この加算値
をレジスタ（AR）81にセットし（MR＋AR→AR）、係数b2
nがセットされているレジスタ（M0）71の値と前回の演
算値Znがセットされているレジスタ（M1）72の値を乗算
して、その値をレジスタ（MR）80にセットする（M0×M1
→MR）。すなわち、第29図において、乗算器14により係
数b2nと前回の演算値Znが乗算された値に入力波形に係
数knを乗算した値を加算する処理に対応する（参照）
とともに、乗算器15で前回の演算値Znに係数b2nを乗算
する処理に対応する（参照）。次いで、ステップS105
でレジスタ（AR）81にセットされている値をレジスタ
（SR）83に移し（AR→SR）、前記レジスタ（AR）81から
前回の演算値Znに係数b2nが乗算された値が格納されて
いるレジスタ（MR）80の値を減算して、その値をレジス
タ（AR）81にセットし（AR−MR→AR）、更にワークメモ
リ（Ｗ）64から前回の処理で記憶された出力データOTn
を出力レジスタ（OR）84に出力する（Ｗ（OTn）→O
R）。すなわち、第29図に示すように加算器17まで出
力された値から乗算器15で前回の演算値Znに係数b2nが
乗算した値を加算して出力レジスタ（OR）84に出力する
処理に対応する（参照）。次いで、ステップS106でレ
ジスタ（SR）83の値を遅延素子12の内容に対応するデー
タZnとしてワークメモリ（Ｗ）64の該当するアドレスに
書き込み（SR→Ｗ（Zn））、レジスタ（AR）81の値をレ
ジスタ（SR）83の値に移す（AR→SR）。すなわち、第29
図において、符号に示す処理に対応する。次いで、ス
テップS107で上記演算によりレジスタ（SR）83にセット
された値をフィルタ出力の内容に対応する出力データOT
nとしてワークメモリ（Ｗ）64の該当するアドレスに書
き込んで（SR→Ｗ（OTn））今回の処理を終え、再び上
記ステップS101に戻り、同様の処理を１サンプリング周
期毎に繰り返す。
以上のように、DSP35は、１サンプリング周期毎に時
分割で前記基本原理に従って算出された係数K,B1,B2に
基づいてフィルタリング演算を実行し、しかも各音階に
ついて繰り返し実行することでリアルタイムで入力信号
をフィルタリング処理することになる。
分割で前記基本原理に従って算出された係数K,B1,B2に
基づいてフィルタリング演算を実行し、しかも各音階に
ついて繰り返し実行することでリアルタイムで入力信号
をフィルタリング処理することになる。
以上説明したように、本実施例よれば、鍵盤37からの
演奏情報KN,KTn,KOnに基づいて、Ｚ平面における実軸上
の極と零点との中点に直交する直線と単位円との交点の
位相に対応する周波数f0と所定の周波数に対応する利得
Ｇとにより定まる係数kn,b1n,b2nに基づいて音源24から
の楽音信号をフィルタリング演算して倍音変化を付加し
振幅制御装置26に出力するようにしているので、従来の
フィルタのカットオフ周波数だけでなく、遮断・振幅域
でのゲイン（傾き）も制御することが可能になり、演奏
情報に応じてより自然楽器に近い倍音変化を得ることが
できるとともに、演奏者等に多彩な音づくりの加工手段
を与えることができる。
演奏情報KN,KTn,KOnに基づいて、Ｚ平面における実軸上
の極と零点との中点に直交する直線と単位円との交点の
位相に対応する周波数f0と所定の周波数に対応する利得
Ｇとにより定まる係数kn,b1n,b2nに基づいて音源24から
の楽音信号をフィルタリング演算して倍音変化を付加し
振幅制御装置26に出力するようにしているので、従来の
フィルタのカットオフ周波数だけでなく、遮断・振幅域
でのゲイン（傾き）も制御することが可能になり、演奏
情報に応じてより自然楽器に近い倍音変化を得ることが
できるとともに、演奏者等に多彩な音づくりの加工手段
を与えることができる。
なお、本実施例では本発明に係るフィルタ装置を電子
楽器に適用した例であるが、もちろんこれには限定され
ず、ディジタルフィルタが使用される全ての装置（例え
ば、ディジタル信号処理装置、オーディオシステム等）
あるいはフィルタ装置単体で使用可能であることは言う
までもない。また、電子楽器のうちフィルタ部だけでは
なく音源にも用いることも機能である。
楽器に適用した例であるが、もちろんこれには限定され
ず、ディジタルフィルタが使用される全ての装置（例え
ば、ディジタル信号処理装置、オーディオシステム等）
あるいはフィルタ装置単体で使用可能であることは言う
までもない。また、電子楽器のうちフィルタ部だけでは
なく音源にも用いることも機能である。
また、本実施例にいう一次帰還型ディジタルフィルタ
は、前記第１図に示したような一次帰還型のディジタル
フィルタ11がどのような形であれ含まれるものであれば
よく、例えば高次の帰還型ディジタルフィルタを使用
し、制御プログラム上で一次帰還型ディジタルフィルタ
を実現する態様も含まれる。また、少なくとも一次帰還
型のディジタルフィルタ部分が含まれているものであれ
ば遅延素子等の数・位置が変更されたものであってもよ
い。
は、前記第１図に示したような一次帰還型のディジタル
フィルタ11がどのような形であれ含まれるものであれば
よく、例えば高次の帰還型ディジタルフィルタを使用
し、制御プログラム上で一次帰還型ディジタルフィルタ
を実現する態様も含まれる。また、少なくとも一次帰還
型のディジタルフィルタ部分が含まれているものであれ
ば遅延素子等の数・位置が変更されたものであってもよ
い。
また、本実施例では前記係数K,B1,B2を予め演算や実
験等により算出し、演奏情報に応じて割当てるようにし
ているが、割当てに関しては、関数であってもよいし、
メモリ等に予め設定したデータで対応させてもよい。ま
た、GAINをエンベロープ値やLFO、ペダル、ベンダー等
によって時間的に変化させるようにしてもよく、このよ
うにすれば楽音出力により変化を持たせることができ
る。ここで、前記周波数Foは発音する楽音の基音と等し
くするのがよい。
験等により算出し、演奏情報に応じて割当てるようにし
ているが、割当てに関しては、関数であってもよいし、
メモリ等に予め設定したデータで対応させてもよい。ま
た、GAINをエンベロープ値やLFO、ペダル、ベンダー等
によって時間的に変化させるようにしてもよく、このよ
うにすれば楽音出力により変化を持たせることができ
る。ここで、前記周波数Foは発音する楽音の基音と等し
くするのがよい。
［発明の効果］ 以上述べたように本発明によれば、特定の周波数成分
を遮断する遮断特性だけでなく、ゲイン（傾き）が増大
する方向にも特性を変化させることができ、ローパスフ
ィルタ、ハイパスフィルタ、さらにはローパスフィルタ
とハイパスフィルタを組み合わせてバンドパスフィルタ
やバンドリジェクトフィルタの何れの特性のフィルタも
容易に実現することができる。
を遮断する遮断特性だけでなく、ゲイン（傾き）が増大
する方向にも特性を変化させることができ、ローパスフ
ィルタ、ハイパスフィルタ、さらにはローパスフィルタ
とハイパスフィルタを組み合わせてバンドパスフィルタ
やバンドリジェクトフィルタの何れの特性のフィルタも
容易に実現することができる。
第１図〜第17図は本発明の基本原理を説明するための図
であり、 第１図はその一次帰還型ディジタルフィルタを示す構成
図、 第２図はそのＺ平面における実軸上の極B1、零点B2及び
その中点Ｃを示す図、 第３図はそのＺ平面における極B1、零点B2、中点Ｃ、距
離ｄ、周波数fo及び角度θ０を説明するための図、 第４図なそのローパスフィルタ的な動作をさせる場合の
極ベクトル▲▼と零点ベクトル▲▼を示す
図、 第５図は第４図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＞０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第６図は第４図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＝０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第７図は第４図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＜０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第８図は第４図のローパスフィルタ的な動作をするディ
ジタルフィルタの周波数特性図、 第９図はそのハイパスフィルタ的な動作をさせる場合の
極ベクトル▲▼と零点ベクトル▲▼を示す
図、 第10図は第９図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＞０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第11図は第９図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＝０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第12図は第９図の極と零点とが入れ替わった状態を示す
図、 第13図は第９図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＜０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第14図（Ａ），（Ｂ）はそのローパスフィルタ的な動作
をするディジタルフィルタの効果を説明するための周波
数特性図、 第15（Ａ），（Ｂ）はそのハイパスフィルタ的な動作を
するディジタルフィルタの効果を説明するための周波数
特性図、 第16図（Ａ），（Ｂ）はそのバンドパスフィルタ的な動
作をするディジタルフィルタの効果を説明するための周
波数特性図、 第17図（Ａ），（Ｂ）はその他のバンドパスフィルタ的
な動作をするディジタルフィルタの効果を説明するため
の周波数特性図、 第18図〜第29図は本発明の係るフィルタ装置及びそれを
用いた電子楽器の一実施例を示す図であり、 第18図はそのディジタルフィルタを用いた電子楽器の全
体構成図、 第19図はその電子楽器の具体的構成を示すブロック図、 第20図はそのCPUによるソフト処理を説明するための機
能ブロック図、 第21図はそのDSPの内部回路構成図、 第22図はその係数メモリ（Ｐ）の内部構成を示す図、 第23図はそのワークメモリ（Ｗ）の内部構成を示す図、 第24図はそのCPUのタイマー１処理を示すフローチャー
ト、 第25図はそのCPUのタイマー２処理を示すフローチャー
ト、 第26図はそのCPUのタイマー３処理を示すフローチャー
ト、 第27図はそのCPUのタイマー４処理を示すフローチャー
ト、 第28図はそのDSPの動作を示すフローチャート、 第29図は第28図のDSP動作によって実現されるディジタ
ルフィルタを示す図、 第30図は従来のローパスフィルタのカットオフ周波数fc
を説明するための周波数特性図である。 11……１次型帰還のディジタルフィルタ、21……電子楽
器、22,37……鍵盤、23……情報処理装置、24,38……音
源、31……CPU、33……プログラムROM、34……ワーク用
RAM、35……DSP、36……係数ROM、61……プログラムメ
モリ、63……係数メモリ（Ｐ）、64……ワークメモリ
（Ｗ）。
であり、 第１図はその一次帰還型ディジタルフィルタを示す構成
図、 第２図はそのＺ平面における実軸上の極B1、零点B2及び
その中点Ｃを示す図、 第３図はそのＺ平面における極B1、零点B2、中点Ｃ、距
離ｄ、周波数fo及び角度θ０を説明するための図、 第４図なそのローパスフィルタ的な動作をさせる場合の
極ベクトル▲▼と零点ベクトル▲▼を示す
図、 第５図は第４図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＞０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第６図は第４図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＝０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第７図は第４図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＜０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第８図は第４図のローパスフィルタ的な動作をするディ
ジタルフィルタの周波数特性図、 第９図はそのハイパスフィルタ的な動作をさせる場合の
極ベクトル▲▼と零点ベクトル▲▼を示す
図、 第10図は第９図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＞０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第11図は第９図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＝０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第12図は第９図の極と零点とが入れ替わった状態を示す
図、 第13図は第９図の極又は零点とその中点Ｃとの距離ｄが
ｄ＜０のときのディジタルフィルタの周波数特性図、 第14図（Ａ），（Ｂ）はそのローパスフィルタ的な動作
をするディジタルフィルタの効果を説明するための周波
数特性図、 第15（Ａ），（Ｂ）はそのハイパスフィルタ的な動作を
するディジタルフィルタの効果を説明するための周波数
特性図、 第16図（Ａ），（Ｂ）はそのバンドパスフィルタ的な動
作をするディジタルフィルタの効果を説明するための周
波数特性図、 第17図（Ａ），（Ｂ）はその他のバンドパスフィルタ的
な動作をするディジタルフィルタの効果を説明するため
の周波数特性図、 第18図〜第29図は本発明の係るフィルタ装置及びそれを
用いた電子楽器の一実施例を示す図であり、 第18図はそのディジタルフィルタを用いた電子楽器の全
体構成図、 第19図はその電子楽器の具体的構成を示すブロック図、 第20図はそのCPUによるソフト処理を説明するための機
能ブロック図、 第21図はそのDSPの内部回路構成図、 第22図はその係数メモリ（Ｐ）の内部構成を示す図、 第23図はそのワークメモリ（Ｗ）の内部構成を示す図、 第24図はそのCPUのタイマー１処理を示すフローチャー
ト、 第25図はそのCPUのタイマー２処理を示すフローチャー
ト、 第26図はそのCPUのタイマー３処理を示すフローチャー
ト、 第27図はそのCPUのタイマー４処理を示すフローチャー
ト、 第28図はそのDSPの動作を示すフローチャート、 第29図は第28図のDSP動作によって実現されるディジタ
ルフィルタを示す図、 第30図は従来のローパスフィルタのカットオフ周波数fc
を説明するための周波数特性図である。 11……１次型帰還のディジタルフィルタ、21……電子楽
器、22,37……鍵盤、23……情報処理装置、24,38……音
源、31……CPU、33……プログラムROM、34……ワーク用
RAM、35……DSP、36……係数ROM、61……プログラムメ
モリ、63……係数メモリ（Ｐ）、64……ワークメモリ
（Ｗ）。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−42422（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−254192（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−142022（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−61822（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−149822（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−20012（ＪＰ，Ａ) 三上直樹「ディジタル信号処理入門」 （1989−１−15）ＣＱ出版株式会社 ｐ．24−26 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 17/02 601 H03H 17/04 633 H03H 17/04 635
Claims (6)
- 【請求項１】Ｚ平面における実軸上の極と零点との中点
に直交する直線と単位面との交点の位相に対応する周波
数f0と所定の周波数に対応する利得Ｇ〔dB〕とにより、
伝達関数H1（Ｚ）が、 H1（Ｚ）＝Ｋ（１−B2Z-1）／（１−B1Z-1） Ｋ＝（１−B1）／（１−B2） であるデジタルフィルタの係数B1,B2を設定する方法に
おいて、 前記Ｚ平面上の実軸上の位置Ｃを、 Ｃ＝cos（２πf0/fs）（fsはサンプリング周波数） により算出し、 前記Ｃ点から極及び零点までの距離ｄを、 により算出し、 このｄ及びＣにより、フィルタ係数B1,B2を B1＝Ｃ−ｄ B2＝Ｃ＋ｄ により算出することを特徴とするデジタルフィルタの係
数設定方法。 - 【請求項２】上記デジタルフィルタの伝達関数H1（Ｚ）
内の係数B1,B2はB1＞B2の関係にあることを特徴とする
請求項１記載のデジタルフィルタの係数設定方法。 - 【請求項３】上記デジタルフィルタの伝達関数H1（Ｚ）
内の係数B1,B2はB1＜B2の関係にあることを特徴とする
請求項１記載のデジタルフィルタの係数設定方法。 - 【請求項４】Ｚ平面における実軸上の極と零点との中点
に直交する直線と単位面との交点の位相に対応する周波
数f0と所定の周波数に対応する利得Ｇ〔dB〕とにより、
伝達関数H2（Ｚ）が、 H2（Ｚ）＝Ｋ（１−B2Z-1）／（１−B1Z-1） Ｋ＝（１＋B1）／（１＋B2） であるデジタルフィルタの係数B1,B2を設定する方法に
おいて、 前記Ｚ平面上の実軸上の位置Ｃを、 Ｃ＝cos（２πf0/fs）（fsはサンプリング周波数） により算出し、 前記Ｃ点から極及び零点までの距離ｄを、 により算出し、 このｄ及びＣにより、フィルタ係数B1,B2を B1＝Ｃ−ｄ B2＝Ｃ＋ｄ により算出することを特徴とするデジタルフィルタの係
数設定方法。 - 【請求項５】上記デジタルフィルタの伝達関数H2（Ｚ）
内の係数B1,B2はB1＞B2の関係にあることを特徴とする
請求項４記載のデジタルフィルタの係数設定方法。 - 【請求項６】上記デジタルフィルタの伝達関数H2（Ｚ）
内の係数B1,B2はB1＜B2の関係にあることを特徴とする
請求項４記載のデジタルフィルタの係数設定方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18978690A JP3177978B2 (ja) | 1990-07-18 | 1990-07-18 | デジタルフィルタの係数設定方法 |
| US07/727,654 US5270954A (en) | 1990-07-18 | 1991-07-09 | Filter device and electronic musical instrument using the filter device |
| US08/082,059 US5450350A (en) | 1990-07-18 | 1993-06-23 | Filter device and electronic musical instrument using the filter device |
| US08/432,672 US5502277A (en) | 1990-07-18 | 1995-05-02 | Filter device and electronic musical instrument using the filter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18978690A JP3177978B2 (ja) | 1990-07-18 | 1990-07-18 | デジタルフィルタの係数設定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0478213A JPH0478213A (ja) | 1992-03-12 |
| JP3177978B2 true JP3177978B2 (ja) | 2001-06-18 |
Family
ID=16247185
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18978690A Expired - Lifetime JP3177978B2 (ja) | 1990-07-18 | 1990-07-18 | デジタルフィルタの係数設定方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US5270954A (ja) |
| JP (1) | JP3177978B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5572443A (en) * | 1993-05-11 | 1996-11-05 | Yamaha Corporation | Acoustic characteristic correction device |
| JP2773601B2 (ja) * | 1993-06-11 | 1998-07-09 | ヤマハ株式会社 | 信号処理装置 |
| US5691496A (en) * | 1995-02-14 | 1997-11-25 | Kawai Musical Inst. Mfg. Co., Ltd. | Musical tone control apparatus for filter processing a musical tone waveform ONLY in a transient band between a pass-band and a stop-band |
| US5827987A (en) * | 1996-06-25 | 1998-10-27 | Kabushiki Kaisha Kawai Gakki Seisakusho | Electronic musical instrument with a variable coefficients digital filter responsive to key touch |
| US5886276A (en) * | 1997-01-16 | 1999-03-23 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | System and method for multiresolution scalable audio signal encoding |
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| US20050120870A1 (en) * | 1998-05-15 | 2005-06-09 | Ludwig Lester F. | Envelope-controlled dynamic layering of audio signal processing and synthesis for music applications |
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| US20050189311A1 (en) * | 2004-02-27 | 2005-09-01 | Colby John W. | Display |
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| US20060278782A1 (en) * | 2005-05-31 | 2006-12-14 | Lockwood Thomas A | Display system |
| US7622665B2 (en) | 2006-09-19 | 2009-11-24 | Casio Computer Co., Ltd. | Filter device and electronic musical instrument using the filter device |
| JP4661745B2 (ja) * | 2006-09-19 | 2011-03-30 | カシオ計算機株式会社 | フィルタ装置および電子楽器 |
| US8292095B2 (en) | 2009-04-29 | 2012-10-23 | Rock-Tenn Shared Services, Llc | Expandable display system |
| TWI411226B (zh) * | 2009-11-18 | 2013-10-01 | Silicon Integrated Sys Corp | 動態濾波裝置 |
| JP5549691B2 (ja) * | 2012-02-03 | 2014-07-16 | カシオ計算機株式会社 | フィルタ装置および電子楽器 |
| GB2541727B (en) * | 2015-08-28 | 2018-09-05 | Red Lion 49 Ltd | A digital low pass filter |
| US11025228B1 (en) * | 2020-05-12 | 2021-06-01 | Honeywell International Inc. | Dynamic noise shaping filters and corresponding methods |
Family Cites Families (22)
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| US4467440A (en) * | 1980-07-09 | 1984-08-21 | Casio Computer Co., Ltd. | Digital filter apparatus with resonance characteristics |
| JPS5721117A (en) * | 1980-07-15 | 1982-02-03 | Casio Comput Co Ltd | Digital filter device |
| US4554858A (en) * | 1982-08-13 | 1985-11-26 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Digital filter for an electronic musical instrument |
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-
1990
- 1990-07-18 JP JP18978690A patent/JP3177978B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-07-09 US US07/727,654 patent/US5270954A/en not_active Expired - Lifetime
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1993
- 1993-06-23 US US08/082,059 patent/US5450350A/en not_active Expired - Lifetime
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1995
- 1995-05-02 US US08/432,672 patent/US5502277A/en not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 三上直樹「ディジタル信号処理入門」（１９８９−１−１５）ＣＱ出版株式会社 ｐ．２４−２６ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5270954A (en) | 1993-12-14 |
| US5450350A (en) | 1995-09-12 |
| JPH0478213A (ja) | 1992-03-12 |
| US5502277A (en) | 1996-03-26 |
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