DE69027292T2

DE69027292T2 - Verfahren und System zur digitalen Signalverarbeitung.

Info

Publication number: DE69027292T2
Application number: DE69027292T
Authority: DE
Inventors: Tomio Chiba; Tadao Kawai; Junzo Kawakami; Mitsuyasu Kido; Hiroyuki Kudo
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-01-16
Filing date: 1990-12-31
Publication date: 1997-01-23
Anticipated expiration: 2011-01-01
Also published as: DE69027292D1; CA2033874A1; US5255202A; EP0437861B1; EP0437861A3; KR100224185B1; CA2033874C; EP0437861A2; KR910015089A; KR100250708B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein Verfahren und System zur digitalen Signalverarbeitung, und insbesondere ein Verfahren und System zur digitalen Signalverarbeitung, welche sich zur Umwandlung von Wechselspannungssignalen eines elektrischen Leistungssystems in digitale Signale und zur Erfassung einer elektrischen Größe der Wechselspannungssignale aus den umgewandelten digitalen Signalen eignen.
Die vorliegende Erfindung betrifft ferner allgemein ein Signalverarbeitungssystem zum Erhalten einer physikalischen Größe von Effektivwerten von Eingangssignalen und Eingangsströmen, die von einem elektrischen Leistungssystem eingegeben werden, ein digitales Steuersystem eines elektrischen Leistungssystems und ein digitales Relais-System, die mit diesem Signalverarbeitungssystem arbeiten, und insbesondere solche, die sich zur digitalen Signalverarbeitung zum digitalen Wandeln der Eingangssignale eignen.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Wie in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 121420/1988 offenbart bzw. von Seite 12 an in "A Report of the Electric Engineering Association", Nr. 12, Vol 105, Japan, 1985, dargelegt, wird ein bekanntes herkömmliches System dieses Typs für ein digitales Schutzrelais eines elektrischen Leistungssystems verwendet. Dieser Systemtyp umfaßt eine Eingangseinheit, eine Verarbeitungseinheit, eine Ausregeleinheit und eine Ausgangseinheit. In dieser Eingangseinheit ist ein Digitalsignalprozessor mit einem analogen Filter zum Eliminieren hoher Frequenzen, eine Abtast- und Halte-Schaltung, ein Nultiplexer, ein A/D-Wandler und ein Puffer untergebracht. Dieses System weist den folgenden Aufbau auf. Sich mit Grundschwingungen überlagernde höhere Harmonische werden mittels des analogen Filters aus analogen Eingangssignalen eliminiert. Ausgangssignale des analogen Filters werden mit einer Periode von 600 Hz abgetastet, wodurch die analogen Signale in digitale Signale umgewandelt werden. Impedanzen oder Größen einer Spannung bzw. eines Stromes des elektrischen Leistungssytems werden aus den digitalen Signalen erhalten. Auf diese Weise wird das Relais betrieben.
Auf den oben angegebenen herkömmlichen Techniken beruhend, ist das analoge Filter in der Lage, die sich mit den analogen Eingangssignalen und ebenfalls dem Rauschen überlagernden höheren Harmonischen zu eliminieren. In den Abschnitten nach dem analogen Filter verursachtes Rauschen, das zum Beispiel die Störgeräusche und mit Quantisierungsfehlern des A/D-Wandlers auftretendes Rauschen beinhaltet, wird jedoch außer Acht gelassen. Dies wiederum führt zu dem Nachteil, daß bezüglich eines arithmetischen Werts digitaler Daten aufgrund dieses Rauschens ein Fehler erzeugt wird. Es folgt eine genauere Beschreibung. Eine Abtastfrequenz ist auf 600 Hz festgesetzt. In einem Frequenzbereich wird das Rauschen zusammen mit den Quantisierungsfehlern und dem Störungsrauschen beim Abtasten erzeugt. Dieser Frequenzbereich überlappt sich mit einem Durchlaßbereich (Frequenzbereich eines analogen Eingangssignals) des analogen Filters. Folglich können die analogen Eingangssignale nicht vom Rauschen getrennt werden, das mit dem Störungsrauschen und den Quantisierungsfehlern einhergeht. Daraus folgt, daß dieses Rauschen arithmetische Fehler verursacht. Aus diesem Grund ist es unmöglich, eine Auflösungsleistung des A/D-Wandlers ausreichend zu verbessern.
Ein auf den Seiten 1200-1201 eines Berichts von "The 946th National Meeting of The Electric Engineering Association" von 1987 dargelegtes Spannungs-/Blindleistungs-Steuersystem ist bekannt als ein elektrisches Leistungssteuersystem, das mit diesem Systemtyp arbeitet.
Beim Betreiben dieses Typs eines elektrischen Leistungssteuersystems stellt eine Erfassung von Effektivwerten der Wechselspannungssignale des elektrischen Leistungssystems eine übliche Verfahrensweise dar. Für die Erfassung von Effektivwerten der Wechselspannungssignale wurde bis jetzt das nachfolgende Verfahren angewandt. Die Wechselspannungssignale werden dem Filter zugeführt, um deren höhere Harmonische zu dämpfen. Aus einem Ausgangssignal des Filters wird eine Frequenz des Wechselspannungssignals erfaßt. Ausgehend von der erfaßten Frequenz wird eine Verstärkung des Ausgangssignals des Filters korrigiert. Auf der Grundlage des korrigierten Signals wird der Effektivwert des Wechselspannungssignals berechnet. Gemäß diesem Verfahren wird selbst dann, wenn die Frequenz des Wechselspannungssignals schwankt, die Verstärkung korrigiert, um das Filterausgangssignal auf einem konstanten Pegel zu halten. Es ist daher möglich, die den Frequenzschwankungen entsprechenden Effektivwerte zu erhalten.
Es treten jedoch die folgenden Probleme im Stand der Technik auf. So werden die Kennlinien des Eingangsfilters, wie später erläutert, nicht ausreichend berücksichtigt. Schwankt die Frequenz des Wechselspannungssignals, läßt sich die elektrische Größe der Wechselspannungssignale in einigen Fällen nicht genau erhalten.
(1) Da das Eingangsfilter aus einem analogen Filter besteht, ergibt sich eine Streuung bei den Elementen, eine Verschlechterung der Eigenschaft aufgrund einer Anderung über die Zeit und eine Zwischenkanalstreuung.
(2) Das Eingangssignal wird mit 600 Hz (bzw. 720 Hz: Phasenwinkel einer Grundschwingung von 300) abgetastet. Es muß daher ein komplizierter Algorithmus ausgeführt werden, um die Frequenz mit hoher Genauigkeit zu erhalten. Ferner muß eine Vielzahl arithmetischer Einheiten hinzugefügt werden.
(3) Eine Verstärkungskennlinie des Eingangsfilters ist festgelegt. Daher ist dann, wenn die Frequenz des Eingangssignals schwankt, ebenfalls eine Korrektur der Verstärkung erforderlich.
(4) Schwankt die Frequenz des Wechselspannungssignals, so kann die Grundschwingung des fluktuierten Wechseispannungssignals nicht ausreichend gedämpft werden. Dies führt zu einen Größerwerden eines Erfassungsfehlers des Effektivwertes.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur digitalen Signalverarbeitung und ein System, auf das dieses Verfahren angewandt wird, zu schaffen, wobei das Verfahren und das System in der Lage sind, eine arithmetische Genauigkeit digitaler Daten durch Trennen von Rauschen, das mit Quantisierungsfehlern und Störgeräuschen analoger Eingangssignale einhergeht, zu verbessern.
Diese Aufgabe ist durch das Verfahren nach Anspruch 1 und das System nach Anspruch 7 gelöst. Bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in den zugehörigen Ansprüchen offenbart.
Um die obigen Aufgaben zu lösen, ist gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Verarbeitung eines digitalen Signals geschaffen, das die folgenden Schritte umfaßt: Umwandeln eines analogen Signals in ein digitales Signal nach Abtasten des analogen Signals; Filtern der digitalen Daten mittels eines digitalen Filters; Festlegen eines Sperrbereichs des digitalen Filters auf einen höheren Frequenzbereich als ein Durchlaßbereich des analogen Signals bei arithmetischer Verarbeitung der gefilterten digitalen Daten; und Festlegen einer Abtastfrequenz, so daß ein Bereich, in dem aufgrund von Störgeräuschen und eines Quantisierungsfehlers Rauschen hervorgerufen wird, größer wird als der Sperrbereich des digitalen Filters.
Basierend auf diesem darin verwendeten Verfahren, ist eine 1/N-Frequenz (N: die Ganzzahl größer als 2) der Abtastfrequenz auf eine Nullpunktfrequenz des digitalen Filters festgelegt.
Die Dämpfungskennlinien und die Nullpunktfrequenz des digitalen Filters sind in Übereinstimmung mit aktuellen Meßwerten des mit dem Quantisierungsfehler und den Störgeräuschen einhergehenden Rauschens einstellbar.
Ferner werden der mit den Störgeräuschen verbundene, Rauschen erzeugende Bereich und der Quantisierungsfehler sowie dessen Größe arithmetisch erhalten, und die Nullpunktfrequenz sowie die Dämpfungskennlinien des digitalen Filters sind basierend auf diesen arithmetischen Ergebnissen einstellbar.
Um die obigen Aufgaben zu lösen, ist gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ein System zur Verarbeitung eines digitalen Signals geschaffen, umfassend: eine Abtast- und Halte-Einrichtung zum Abtasten und Halten eines analogen Signals; eine Analog/Digigal-Wandlereinrichtung zum Umwandeln der durch die Abtast- und Halte-Einrichtung gehaltenen Daten in digitale Daten; eine digitale Filtereinrichtung zum Filtern der von der Analog/Digital-Wandlereinrichtung ausgegebenen digitalen Daten; und eine digitale Verarbeitungseinrichtung zum Durchführen einer arithmetischen Verarbeitung auf der Grundlage der von der digitalen Filtereinrichtung ausgegebenen digitalen Daten, gekennzeichnet durch die digitale Filtereinrichtung, bei der ein Sperrbereich des digitalen Filters auf einen höheren Frequenzbereich festgelegt ist als ein Durchlaßbereich des analogen Signals, und eine Abtastfrequenz der Abtast- und Halte-Einrichtung ist so festgelegt, daß ein mit Störgeräuschen und einem Quantisierungsfehler verbundener, Rauschen erzeugender Bereich größer wird als der Sperrbereich der digitalen Filtereinrichtung.
Basierend auf dem so aufgebauten System, ist eine Nullpunktfrequenz der digitalen Filtereinrichtung auf eine 1/N- Frequenz (N: die Ganzzahl größer als 2) der Abtastfrequenz festgelegt.
Angewandt wird das System zur digitalen Signalverarbeitung, bei dem die Nullpunktfrequenz der digitalen Filtereinrichtung auf eine 1/N-Frequenz (N: die Ganzzahl größer als 2) der Abtastfrequenz festgelegt ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung mit den oben beschriebenen Ausgestaltungen werden die vorhergehenden Aufgaben durch den nachfolgenden Prozeß gelöst.
Genauer wird das analoge Signal einer Abtastung und A/D- Wandlung unterzogen, wodurch es zu einem diskreten Signal mit der 1/N-Frequenz (N: Ganzzahl größer als 2) des Abtastsignals wird. Aus diesem Grund können die Frequenzen des Syntheserauschens, das die Störgeräusche und das mit dem Quantisierungsfehler einhergehende Rauschen beinhaltet, erhöht werden, wenn eine Abtastung mit hoher Geschwindigkeit erfolgt. Daher wird die Abtastfrequenz so festgelegt, daß der das Syntheserauschen erzeugende Bereich größer ist als der Sperrbereich des digitalen Filters. Folglich kann das Syntheserauschen im Sperrbereich des digitalen Filters erzeugt werden. Der Sperrbereich des digitalen Filters ist auf einen höheren Frequenzbereich festgelegt als der Durchlaßbereich des analogen Signals. Dadurch kann das Syntheserauschen unterdrückt werden. Dies wiederum ermöglicht eine Erhöhung des Signal/Rausch-Verhältnisses der digitalen Daten. Die hoch-genauen Daten lassen sich ebenfalls erhalten.
Beim Festlegen der Dämpfungskennlinien der digitalen Daten wird die Nullpunktfrequenz des digitalen Filters auf die 1/N-Frequenz der Abtastfrequenz festgelegt. Das Syntheserauschen läßt sich merklich verringern.
Die Rauschanteile und die Frequenzanteile des mit dem Quantisierungsfehler auftretenden Rauschens werden regellos verursacht. Anhand der Ergebnisse der Frequenzanalyse werden die Dämpfungskennlinien des digitalen Filters festgelegt. Es ist daher möglich, die Fehler entsprechend dem Zustand, in dem das Rauschen erzeugt wird, zu verringern.
Das analoge Signal wird mit der Periode abgetastet, die kleiner ist als die arithmetische Periode einer digitalen Arithmetikverarbeitung. Die Fehler lassen sich beträchtlich verringern. Das Auflösungsvermögen, das größer ist als das der A/D-Wandlereinrichtung, kann erhalten werden.
Die Frequenz des Wechselspannungssignals wird aus dem Ausgangssignal des digitalen Filters erfaßt. Die Verstärkungskennlinie des digitalen Filters wird in Übereinstimmung mit der erfaßten Frequenz eingestellt. Folglich können die höheren Harmonischen der Wechselspannungssignale selbst dann, wenn die Frequenz des Wechselspannungssignals schwankt, immer eliminiert werden. Aus den Ausgangssignalen des digitalen Filters läßt sich ebenfalls die genaue elektrische Größe der Wechselspannungssignale erfassen.
Ferner wird selbst dann, wenn die Verstärkungskennlinie des Eingangsfilters bezüglich der Frequenz nicht konstant ist, die Verstärkung der physikalischen Größe des Effektivwerts, erhalten aus dem Wechselspannungssignal bzw. dem gefilterten Wechselspannungssignal, durch die Verstärkungskorrektureinrichtung auf der Grundlage der Frequenz-Verstärkungs-Kennlinien korrigiert. Die Genauigkeit der erhaltenen physikalischen Größe wird größer.
Der Effektivwert wird aus dem verstärungs-korrigierten Spitzenwert erzeugt, so daß die Erfassungsgenauigkeit weiter verbessert ist. In diesem Fall erfolgt eine schnelle Abtastung mit der Periode, die 1/24 der Grundschwingungsfrequenz des Wechselspannungssignals oder weniger beträgt. Bei dieser Anordnung kann der Nulldurchgangspunkt bezüglich der Frequenzerfassung mit hoher Genauigkeit erfaßt werden. Die mit der Verstärkungskorrektur in Verbindung stehende Frequenz wird ebenfalls mit der hohen Genauigkeit erfaßt. Folglich wird die Verstärkung genau korrigiert.
Der Abtastvorgang wird mit hoher Geschwindigkeit ausgeführt. Daher wird der Spitzenwert einfach durch Anstellen eines Vergleichs mit dem Absolutwert des Eingangs-Wechselspannungssignals erfaßt. In diesem Fall, in dem zur Berechnung des Spitzenwerts der Digitalsignalprozessor verwendet wird, lassen sich die komplizierten numerischen Berechnungen mit hoher Geschwindigkeit ausführen. Der Spitzenwert wird arithmetisch aus den Daten mehrerer Abtastwerte erhalten.
Ist das digitale Filter unter Verwendung des Digitalsignalprozessors aufgebaut, so lassen sich die dem oben erwähnten analogen Filter eigenen Probleme umgehen. Ferner sind für die Vielzahl von Kanälen auf einfache Weise hoch-genaue und stabile Filterkennlinien erreichbar. Die Kennlinien, die durch das analoge Filter nicht erhalten werden könnten, werden erzielt.
Die Frequenz-Verstärkungs-Kennlinien des digitalen Eingangsfilters werden so festgelegt, daß die Verstärkung innerhalb des Bereichs konstanter Frequenzen konstant ist. Wie oben erläutert, ist die Notwendigkeit der Verstärkungskorrektur aufgehoben. Der Spitzenwert und der Effektivwert lassen sich mit hoher Genauigkeit erfassen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden im Verlauf der nachfolgenden Erörterung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen deutlich, wobei:
FIG. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung ist;
FIG. 2A und FIG. 2B Kennliniendiagramme eines in FIG.1 anschaulich dargestellten digitalen Filters sind;
FIG. 3A bis FIG. 3E Wellenform-Diagramme sind, die die Erläuterung von Abtastverfahren sowohl der vorliegenden Erfindung als auch des Standes der Technik unterstützen;
FIG. 4 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung ist;
FIG. 5A und FIG. 5B Kennliniendiagramme des in FIG. 4 anschaulich dargestellten digitalen Filters sind;
FIG. 6 ein Blockschaltbild eines Filters des IIR-Typs ist;
FIG. 7 ein Blockschaltbild eines Filters de FIR-Typs ist;
FIG. 8 ein Schaltbild eines Anwendungsbeispiels des Filters des IIR-Typs ist;
FIG. 9A bis FIG. 9C Frenquenzkennlinien-Diagramme bei Verwendung des in FIG. 8 dargestellten Filters sind;
FIG. 10 und FIG. 11 Flußdiagramme sind, die die Erläuterung der Wirkungsweise bei Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein adaptives Filter unterstützen;
FIG. 12 ein Blockschaltbild ist, das ein Steuer-/Schutz- System eines elektrischen Leistungssystems, auf das die vorliegende Erfindung angewandt wird, anschaulich darstellt;
FIG. 13 ein Flußdiagramm ist, das die Erläuterung der in FIG. 12 dargestellten Wirkungsweise unterstützt;
FIG. 14 ein Phasenkennlinien-Diagramm des Steuer- /Schutz-Systems eines elektrischen Leistungssystems ist;
FIG. 15 ein Flußdiagramm ist, das die Erläuterung der Wirkungsweise eines Reaktanzrelais unterstützt;
FIG. 16 ein Diagramm ist, das einem Verarbeitungsfluß entsprechende Betriebswellenformen darstellt;
FIG. 17 ein Blockschaltbild ist, das eine analoge Eingangseinheit des Steuer-/Schutz-Systems eines elektrischen Leistungssystems anschaulich darstellt;
FIG. 18 ein einen DSP darstellendes Blockschaltbild ist;
FIG. 19A und 19B Diagramme sind, die die Erläuterung von Betriebszeitabläufen der analogen Eingangseinheit unterstützen;
FIG. 20A und FIG. 20B Phasenkennlinien-Diagramme des Steuer-/Schutz-Systems eines elektrischen Leistungssystems sind, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist;
FIG. 21 ein Diagramm einer dynamischen Impedanz des Reaktanzrelais ist, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist;
FIG. 22A und 22B Phasenkennliniendiagramme eines Distanzrelais sind, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist;
FIG. 23 ein Blockdiagramm eines Prozesses zum Erfassen eines Spannungseffektivwerts des elektrischen Leistungssystems ist, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist;
FIG. 24 ein Flußdiagramm ist, das die Erläuterung des in Fig. 23 dargestellten Prozesses unterstützt;
FIG. 25 ein Frequenzkennliniendiagramm des in Fig. 23 anschaulich dargestellten Systems ist;
FIG. 26 ein einen Signalanalysator, auf den die vorliegende Erfindung angewandt ist, anschaulich darstellendes Blockschaltbild ist;
FIG. 27 ein einen Sprachsignalprozessor, auf den die vorliegende Erfindung angewandt ist, anschaulich darstellendes Blockschaltbild ist;
FIG. 28 ein Blockschaltbild einer Digitaldaten-Aufzeichnungeinrichtung ist, auf die die vorliegende Erfindung angewandt ist;
FIG. 29A und FIG. 29B Blockschaltbilder eines digitalen Audiosystems sind, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist.

GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
In FIG. 1 besteht ein Digitalsignal-Prozessorsystem aus einer Abtast- und Halte-Einrichtung 1011 einem A/D-Wandler 102; einem digitalen Filter 103 und einer digitalen Verarbeitungseinheit 104. Der Abtast- und Halte-Einrichtung 101 wird von einem analogen Sensor 100 ein analoges Signal zugeführt. Der analoge Sensor 100 ist so aufgebaut, daß er Daten einer Vielfalt analoger Größen, wie zum Beispiel eines elektrischen Stroms, einer Spannung, einer Geschwindigkeit, eines Drucks und einer Temperatur, in Spannungen umwandelt. Die analogen Signale des analogen Sensors 100 werden der Abtast- und Halte-Einrichtung 101 zugeführt. Die Abtast- und Halte-Einrichtung 101 tastet diese Signale ab und hält sie. Die gehaltenen Daten werden anschließend an den A/D-Wandler 102 ausge geben. Der A/D-Wandler 102 wandelt diese Eingangsdaten in digitale Daten um. Die so umgewandelten Daten werden an das digitale Filter 103 ausgegeben. Das digitale Filter 103 filtert die Eingangsdaten, wodurch aus einer Gruppe von Eingangsdaten Daten eines bestimmtes Frequenzanteus extrahiert werden. Die extrahierten Daten werden an die digitale Verarbeitungseinheit 104 ausgegeben. Basierend auf den Eingangsdaten führt die digitale Verarbeitungseinheit 104 eine Vielzahl arithmetischer Operationen aus. Anschließend gibt die Verarbeitungseinheit 104 die Rechenergebnisse aus.
Nach einem Versuch, die Ausgangssignale des analogen Sensors 100 zu messen, enthalten die Signalanteile der analogen Signale, wie aus FIG. 3A ersichtlich, Harmonische höherer Ordnung. Genauer enthalten die analogen Signale ein Rauschen, sogenannte Störgeräusche, die als Rauschanteile in einer Leistungsversorgung hervorgerufen werden. Derartige Störgeräu sche werden ferner auf einem Eingangssignal des A/D-Wandlers 102 und auf einem Ausgangssignal der Abtast- und Halte-Einrichtung 101 hervorgerufen. Das analoge Signal wird mit einer Abtastfrequenz von fs = 600 Hz abgetastet. Eine Wellenform zu diesem Zeitpunkt ist in FIG. 38 dargestellt. Beim Analysieren der Frequenz, wie in FIG. 3C dargestellt, wird das Rauschen in einem Durchlaßbereich des analogen Signals erzeugt. Es könnte bestätigt werden, daß dieser Rauschanteil in Abhängigkeit von einer Frequenz erzeugt wird, die 1/N (N ist eine Ganzzahl größer als 2) der Abtastfrequenz fs beträgt.
Um dem zu begegnen, ist gemäß diesem Ausführungsbeispiel, wie in FIG. 2A und FIG. 2B dargestellt, eine Sperrzone T2 des digitalen Filters 103 so festgelegt, daß sie eine Frequenz aufweist, die höher ist als in einem Durchlaßbereich T1 des analogen Signals. Gleichzeitig ist die Abtastfrequenz fs der Abtast- und Halte-Einrichtung 101 so festgelegt, daß ein mit einem Quantisierungsfehler und ferner mit den Störgeräuschen in Verbindung stehender, Rauschen erzeugender Bereich größer ist als der Sperrbereich T2 des digitalen Filters 103. Genauer ist bei einer Festlegung von Frequenzen f1 bis f2 im Durchlaßbereich ein Frequenzbereich f2 bis 1/2 fs als Sperrbereich T2 festgelegt. Im Fall der Festlegung von Kennlinien des digitalen Filters 103 reicht es aus, einen Abschnitt, der kleiner ist als die Hälfte der Abtastfrequenz fs, als einen gemäß dem Abtasttheorem behandelten Frequenzbereich zuzulassen. Daraus folgt, daß die Frequenz-Verstärkungs-Kennlinien so festgelegt sind, daß eine Dämpfung, zum Beispiel eines Abschnitts der Frequenzen f2 bis 1/2 fs, erfolgt.
Basierend auf dem vorhergehenden Aufbau, wird das analoge Signal, wie in Fig. 3D dargestellt, mit einer Abtastfrequenz fs = 3 kHz abgetastet. In diesem Fall liegt, wie in FIG. 3E dargestellt, ein Syntheserauchen 107, das die Störgeräusche und das mit dem Quantisierungsfehler einhergehende Rauschen enthält, außerhalb des Durchlaßbereichs T1. Es wurde bestätigt, daß das Rauschen 107 innerhalb des Sperrhereichs T2 des digitalen Filters 103 erzeugt wird. Genauer läßt sich das Syntheserauschen vom analogen Signal trennen. Dies wiederum ermöglicht eine Verarbeitung des digitalen Signals mit hoher Genauigkeit.
Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf FIG. 4 ein aus dem in FIG. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel entwickeltes Ausführungsbeispiel erläutert.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein digitales Filter 200 verwendet. Die weitere Bauteile sind die gleichen wie bei dem vorigen Ausführungsbeispiel Diese Bauteile sind daher mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, und auf deren Beschreibung wird verzichtet.
Das Syntheserauschen, das sowohl die Störgeräusche als auch das mit dem Quantisierungsfehler einhergehende Rauschen enthält, wird in Abhängigkeit von der 1/N-Frequenz (N ist die Ganzzahl) der Abtastfrequenz fs erzeugt. Wie in FIG. 5A und 5B dargestellt, sind Nullpunktfrequenzen E1 - F6 des digitalen Filters 200 so festgelegt, daß sie den Frequenzen eines Rauschens 202 angepaßt sind. Aufgrund dieser Festlegung läßt sich das Rauschen stärker dämpfen. In diesem Fall werden sämtliche Frequenzen, die im Sperrbereich T2 enthalten sind und 1/N der Abtastfrequenz fs betragen, als Nullpunktfrequenzen des digitalen Filters 200 ausgewählt. Alternativ dazu sind lediglich die Nullpunktfrequenzen höheren Pegeis aus aktuellen Meßwerten der Rauschpegel auswählbar Das Syntheserauschen entsteht regellos. Aus diesem Grund können die Nullpunktfrequenzen durch Vorhersagen der Frequenzen, an denen ein großer Teil von Syntheserauschen verursacht wird, festgelegt werden. Ferner werden, wie später erwähnt, die Rauschen erzeugenden Frequenzen erfaßt. Ein Aufbau und Kennlinien des digitalen Filters 200 können adaptiv geändert werden, so daß die erfaßten Frequenzen zu den Nullpunktfrequenzen des digitalen Filters 200 werden.
Ferner ist der A/D-Wandler 102 so aufgebaut, daß er eine 12-Bit-Auflösung aufweist. In diesem Fall ist es bei Verwendung des die in FIG. 5A und 5B dargestellten Kennlinien aufweisenden digitalen Filters 200 möglich, eine Auflösung zu erhalten, die größer ist als die des A/D-Wandlers 102.
Nachfolgend erfolgt eine Beschreibung eines Ausführungsbeispiels des digitalen Filters 200 unter Bezugnahme auf FIG. 6 und FIG. 7.
FIG. 6 und FIG. 7 zeigen jeweils einen konzeptionellen Blockaufbau des digitalen Filters 200. FIG. 6 stellt ein Filter des IIR-Typs (IIR: unbegrenztes Ansprechen auf einen Impuls) dar. FIG. 7 stellt ein Filter des FIR-Typs (FIR: begrenztes Ansprechen auf einen Impuls) dar.
Ist der Grad sekundär, so besteht das in FIG. 6 dargestellte Filter aus Addierblöcken 301 bis 304, Filterkoeffizientenblöcken 305 bis 309, einem Verzögerungsblock 310 zum Verzögern eines Signals Wn um 1/T (T: Periode) und einem Verzögerungsblock 311 zum Verzögern eines Signals Wn-1 um 1/T. Eingangssignale Xn werden zur Erzeugung von Filterausgangsdaten Yn einer Filterung unterzogen.
Das Signal Wn und die Daten Yn des oben beschriebenen Filters sind durch die folgenden arithmetischen Formeln (1) und (2) ausgedrückt:
Wn = Xn + Wn-1 B1 + Wn-2 B2 ... (1)
Yn = Wn A0 + Wn-1 A1 + Wn-2 A2 ... (2)
Basierend auf dem vorhergehenden Aufbau sind durch Einstellen der Filterkoeffizienten 305 bis 309 eine Vielzahl von durch die folgenden Formeln (3) bis (7) ausgedrückten Filtern erreichbar. (Tiefpaßfilter) (Bandpaßfilter) (Hochpaßfilter) (Fallenfilter)
wobei: r = 2 cos2πfo T
T: Abtastperiode
fo: Sperrfrequenz (Allpaßfilter)
Es sei angemerkt, daß z die Übertragungsfunktion ist, und Z hat Entsprechung zu s des analogen Systems (S = jw, z = ejw).
Das in FIG. 7 anschaulich dargestellte Filter umfaßt Addierblöcke 320 und 321, Filterkoeffizientenblöcke 322 bis 324, einen Verzögerungsblock zum Verzögern eines Eingangssignals X' um 1/T und einen Verzögerungsblock 326 zum Verzögern eines Signals X'n-1 um 1/T. Die Eingangssignale X' werden gefiltert und dabei Ausgangsdaten Y7n ausgegeben.
Das Eingangssignal X' des so aufgebauten Filters ist durch die folgende arithmetische Formel (8) gegeben:
X' = A' 0 A' n + A 1 X' n-1 + A' 2 X' n-2 ... (8)
Um die gewünschten Dämpfungskennlinien zu erhalten, ist das oben erläuterte Filter in Kaskade geschaltet.
Bei Verwendung der oben gegebenen Filter weist dieses Ausführungsbeispiel die nachfolgende Anordnung auf. Wie später dargelegt, filtert eine mit einem DSP (Digitalsignalprozessor) arbeitende digitale Filtereinrichtung die Eingangssignale. Die arithmetische Operation wird wiederholt pro Abtastperiode auf der Grundlage des vorbestimmten Filterkoeffizienten ausgeführt. Folglich wird unter Einsatz einer Software ein Zeitmultiplex-Filtervorgang in Übereinstimmung mit der Anzahl von Eingangspunkten ausgeführt. Es ist daher möglich, einem Größer- bzw. Kleinerwerden der Anzahl von Eingangspunkten, Kenngrößenänderungen und einer Standardisierung einer gedruckten Platte zu entsprechen. Genauer sind, wenn ein Signalsystem für 12 Kanäle benötigt wird, auch die analogen Filter für 12 Kanäle erforderlich. Bei Verwendung des Filters in diesem Ausführungsbeispiel kann jedoch das Filter entsprechend der Anzahl von Kanälen mittels einer Software gestaltet werden.
Eine Filterung ist ohne Verwendung eines analogen Filters möglich. Daher gibt es absolut keinen Grund für eine Anfangswertabweichung, wie sie beim analogen Filter zu beobachten war, eines Bauteils wie eines Widerstands bzw. Kondensators, für Schwankungen des Bauteilwerts aufgrund der Umgebungstemperaturen und für eine Verschlechterung des Bauteils aufgrund reduktiver Anderungen. Es läßt sich eine höhere Leistung erreichen, und jegliche Einstellung kann beseirigt werden. Ferner wird eine extern angebrachte Prüfschaltung überflüssig. Es ist möglich, mittels Verwendung der internen Software den Kenngrbßenänderungen zu entsprechen. Folglich können die Fertigungsschritte beträchtlich verringert werden, und die Wartung ist ebenfalls überflüssig.
Nachfolgend erfolgt eine Erläuterung eines Ausführungsbeispiels, bei dem Fehlerfrequenzanteile erfaßt werden und der Aufbau sowie Kennlinien des digitalen Filters 200 zur weiteren Verringerung der Fehler modifiziert sind.
Die Erläuterung beginnt mit einem ersten Blick auf ein Beispiel einer Anderung der Kennlinien des digitalen Filters 200 unter Bezugnahme auf FIG. 8.
Das in FIG. 8 anschaulich dargestellte digitale Filter 200 ist von einem IIR-Typ. Das Filter 200 kann in völliger Abhängigkeit von den Koeffizienten der Filterkoeffizientenblöcke 305, 307 und 309 aufgebaut werden. Das Filter wird zum Beispiel als Tiefpaßfilter aufgebaut. In diesem Fall wird ein Koeffizient AG des Filterkoeffizientenblocks 305 so festgelegt, daß AG = 1,0 ist. Beim Filterkoeffizientenblock 307 ist ein Koeffizient A1 = 2,0. Beim Filterkoeffizientenblock 309 ist ein Koeffizient A2 = 1,0. Zum Bilden eines Kammfilters können die Koeffizienten zur Schaffung eines Nullpunkts wie folgt festgelegt werden: A0 = 1, A2 = 2 cos wnT und A2 = 1,0 (aber: wn = 2πfn; fn: Nullpunktfrequenz).
Die Filterkenngrößen, zum Beispiel eine Mittenfrequenz f&sub0; und eine Trennschärfe Q, sind erreichbar, indem Koeffizienten B1 und B2 des Filterkoeffizientenblocks 306 zur Erzielung gewünschter Kenngrößen modifiziert werden.
FIG. 9A bis FIG. 9C zeigen Beispiele von Frequenz-Verstärkungs-Kennlinien eines Tiefpaßfilters 402, eines Bandpaßfilters 403 und eines Kammfilters 404.
Nachfolgend wird ein Verarbeitungsinhalt beim Ausführungsbeispiel von FIG. 4 unter Bezugnahme auf FIG. 10 und FIG. 11 genau beschrieben.
FIG. 10 zeigt ein Beispiel, bei dem in einem durch einen Block 511 angezeigten Anfangsprozeß eine Frequenzanalyse eines Fehlers ausgeführt wird; es wird ein Filterkoeffizient zur Verringerung des Fehlers abgeleitet; und basierend auf diesem Filterkoeffizienten wird ein durch einen Block 512 angezeigter Normalprozeß ausgeführt. Nachfolgend wird ein spezifischer Inhalt beschrieben.
In einem Schritt 500 werden die digitalen Daten zuerst in einem Datenspeicher gespeichert. Zu diesem Zeitpunkt erfolgt eine Löschinitialisierung des Datenspeichers und ähnliches. Es erfolgt eine Beurteilung dahingehend, ob die digitalen Daten vom A/D-Wandler 102 eingegeben sind oder nicht (Schritt 501). Werden die digitalen Daten eingegeben (Schritt 502), so erfolgt eine Beurteilung dahingehend, ob n Einheiten, zum Beispiel 512 Einheiten, digitaler Daten eingegeben sind oder nicht (Schritt 503). Prozesse bis zu den Schritten 501 - 503 dauern an, bis die n Einheiten digitaler Daten eingegeben sind. Erreicht die Datenanzahl den Wert von n, so werden die Daten einer Spektralanalyse unterzogen (Schritt 504). Diese Spektralanalyse erfolgt mittels Verwendung einer FFT-Arithmetik (FFT: Schnelle Fouriertransformierte). Basierend auf der Spektralanalyse werden die Frequenzen eines Rauschens erfaßt, das in außerhalb des Durchlaßbereichs T1 liegenden Bereichen erzeugt wird. Anschließend werden die Filterkoeffizienten abgeleitet, um die erfaßten Frequenzen auf die Nullpunktfrequenzen des digitalen Filters 200 abzustimmen (Schritt 505). Genauer lassen sich bei Festlegen der Nullpunktfrequenzen mittels Verwendung des Kammfilters die Filterkoeffizienten durch die folgenden Gleichungen (9) bis (13) erhalten.
wobei:
wn: 2 fn
wo: fo
Q: Trennschärfe
T: Abtastperiode
Der Anfangsprozeß wird ausgeführt, um die einen Fehler erzeugende Frequenz unter Verwendung der oben erwähnten arithmetischen Formeln zu null zu machen. In dieser Stufe werden die Kenngrößen und der Aufbau des Filters bestimmt. Genauer wird eine bestimmte Anzahl von Stufen, an denen das Filter mit den Kaskaden verbunden ist, bestimmt. Tatsächlich ist die einen Fehler erzeugende Frequenz nicht stark veränderlich. Daher wird selbst bei Festlegen der Kenngrößen und des Aufbaus des Filters zum Anfangszeitpunkt hinsichtlich eines praktischen Einsatzes kein Problem hervorgerufen.
Als nächstes gelangt der Vorgang zu einem Prozeß von Block 512. Als Online-Prozeß erfolgt eine Beurteilung dahingehend, ob eine Dateneingangsunterbrechung vorliegt oder nicht (Schritt 506). Liegt die Unterbrechung vor, so werden die Daten eingegeben (Schritt 507). Nach diesem Schritt erfolgt der digitale Filterprozeß unter Verwendung der zum Anfangszeitpunkt erhaltenen Digitalfilterkoeffizienten, wodurch die Fehler verringert werden (Schritt 508). Basierend auf den Daten erfolgt die digitale Operation, bei der die Eingangsdaten gefiltert werden (Schritt 509). Die dem arithmetischen Ergebnis entsprechenden Daten werden ausgegeben (Schritt 510).
Beim Ausführungsbeispiel von FIG. 10 erfolgt die Frequenzanalyse des Fehlers zum Anfangszeitpunkt. Die Filterkoeffizienten werden gemäß dem Analyseergebnis festgelegt. Es wird eine sich unterscheidende Anordnung eines Ausführungsbeispiels, dargestellt in FIG. 11, gegeben. Die Fehlerfrequenzanalyse wird pro Abtastung durchgeführt. Die Filterkoeffizienten sind adaptiv modifiziert, um konstant die Fehlerfrequenzanteile beträchtlich zu verringern. Nachfolgend wird ein konkretes Beispiel erläutert.
Zu Beginn erfolgt eine Anfangseinstellung, wie Löschen des Datenspeichers (Schritt 600). Es erfolgt eine Beurteilung dahingehend, ob eine Dateneingangsunterbrechung vorliegt oder nicht (Schritt 601). Liegt die Unterbrechung vor, so werden die Daten eingegeben (Schritt 602). Basierend auf den Eingangsdaten erfolgt eine Online-Spektralanalyse (Schritt 603). Diese Spektralanalyse ist für die Fehlerfrequenzanalyse hilfreich. In Übereinstimmung mit dem Analyseergebnis werden die Digitalfilterkoeffizienten erhalten, um die Frequenzanteile des erfaßten Rauschens zu verringern (Schritt 604). Anschließend werden nach Erfassen der Filterkoeffizienten die Eingangsdaten dem Filtervorgang unterzogen (Schritt 605). An schließend wird, basierend auf den gefilterten Daten, die digitale Operation ausgeführt (Schritt 606). Dieses arithmetische Ergebnis wird ausgegeben (Schritt 607). Pro Periode T wird eine Reihe solcher Operationen wiederholt ausgeführt, woduch die digitalen Daten berechnet werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel sind der Aufbau und Kenngrößen des Filters adaptiv modifiziert. Es ist daher möglich, das Rauschen zu verringern, das einer Situation entspricht, in der das Rauschen mit dem Quantisierungsfehler und den regellos hervorgerufenen Störgeräuschen einhergehend erzeugt wird. Ferner läßt sich der hoch-genaue digitale arithmetische Prozeß aktualisieren.
FIG. 12 stellt ein Blockschaltbild dar, bei dem das Digitalsignal-Verarbeitungssystem dieser Erfindung auf ein digitales Schutzrelaissystem mit elektrischer Leistung angewandt ist.
Das in FIG. 2 anschaulich dargestellte System umfaßt Schutzrelais-Verarbeitungsfunktionen, die neun Arten von Einheiten zugeordnet sind. Das Digitalsignal-Verarbeitungssystem dieser Erfindung ist auf eine analoge Eingangseinheit 700 unter diesen Einheiten angewandt. Diese Einheiten sind eine Systemsteuereinheit 605 eines Multiprozessorsystems, die analoge Eingangseinheit 700 zum Durchführen einer A/D-Wandlung des analogen Eingangssignals und ferner eines digitalen Filter- Vorgangs, eine Relais-Arithmetikeinheit 701, eine Sequenzverarbeitungseinheit 702, eine Ausregel-/Anzeige-Verarbeitungseinheit 706, eine digitale I/O-Einheit (I/O: Eingabe/Ausgabe) 703, eine Betriebsstörungs-Erfassungseinheit 709, eine Hufsrelaiseinheit 704 und eine Oberflächentafeleinheit 710.
Die Einheiten 700 bis 702 und 704 bis 706 sind über einen universalen Systembus B1 miteinander verbunden.
Die Sequenzverarbeitungseinheit ist über einen vom Systembus B1 verschiedenen I/O-Bus B2 mit der digitalen I/O- Einheit 703 verbunden.
Ein Relais-Arithmetikabschnitt 707 und ein Sequenzverarbeitungsabschnitt 708 innerhalb der Betriebsstörungs-Erfassungseinheit 709 sind durch einen von den Bussen B1 und B2 verschiedenen I/O-Bus B3 miteinander verbunden.
Es sei angemerkt, daß das System eine Leistungsversorgungseinheit umfaßt, die die jeweiligen Einheiten treibt.
Nachfolgend wird eine Darstellung des digitalen Schutzrelaissystems mit elektrischer Leistung unter Bezugnahme auf FIG. 13 bis FIG. 16 erläutert.
In einem Schritt 2001 wird die Information eines elektrischen Leistungssystems beispielsweise bezüglich einer Spannung und eines Stroms einer Übertragungsleitung eingegeben. Ferner wird eine analoge Größe in eine digitale umgewandelt.
In einem Schritt 2002 wird eine elektrische Größe zum Erfassen bzw. Steuern einer Betriebsstörung abgeleitet. Die Ableitung der elektrischen Größe umfaßt Größen der Spannung und des Stromes im Falle der Betriebsstörung des elektrischen Leistungssystems, einer Impedanz Z, eines Widerstands R und einer Reaktanz X bis zum Zeitpunkt des Verursachens der Betriebsstörung, eine Betriebsstörungsrichtung und ferner eine Betriebsstörungshäufigkeit.
In einem Schritt 2003 wird die in Schritt 2002 abgeleitete elektrische Größe mit einem vorbestimmten Setzungswert verglichen, um eine Vergleichsbeurteilung abzugeben. Als Folge aus der Vergleichsbeurteilung fährt der Ablauf bei einer Beurteilung als Betriebsstörung mit einem Schritt 2004 fort.
In Schritt 2004 wird beurteilt, ob die in Schritt 2003 beurteilten Betriebsstörungsbedingungen andauern oder nicht. Dauern die Bedingungen an, so fährt der Ablauf mit einem Schritt 2005 fort. In Schritt 2005 wird die Information aufgrund der Beurteilung als Betriebsstörung gespeichert. In einem Schritt 2006 erfolgt, basierend auf einer Vielzahl von in Schritt 2005 gespeicherten Relaisbetätigungen, eine Systemsequenzverarbeitung (mit einer Kombination eines Zeitgebers mit externen Zuständen). Im Falle der Beurteilung als Betriebsstörung wird an einen Stromunterbrecher eine Abschaltanweistung ausgegeben. In einem Schritt 2007 wird das System überprüft und überwacht.
Das digitale Steuerschutzsystem mit elektrischer Leistung führt die oben erwähnten Vorgänge wiederholt während einer Periode aus, die n-mal (n ist die Ganzzahl) so groß ist wie die Abtastperiode T des analogen Eingangssignals.
FIG. 14 zeigt ein Kennlinienbeispiel eines bekannten Reaktanzrelais (für ein Element) und eines mho-Relais (für ein Element). In FIG. 14 stellt das Symbol jx eine Induktionsreaktanz der Impedanz dar.
In einem Schritt 2002 werden etwa 30 bis 50 Relaiselemente verarbeitet. Basierend auf den Ausgangssignalen dieser Relaiselemente wird in einem Schritt 2006 ein dem System entsprechender erwarteter Sequenzprozeß ausgeführt. Die in FIG. 14 dargestellten Symbole Z&sub1; und Z&sub2; bezeichnen Setzungswerte. Im Falle des Schutzrelais ist ein Schutzbereich durch diese Werte bedingt. Diese Setzungswerte werden beim Modifizieren des elektrischen Leistungssystems und des damit einhergehenden Schutzbereichs on-line mittels Personenbedienung von außerhalb des Systems aus modifiziert.
FIG. 15 zeigt ein Beispiel eines Verarbeitungablaufs des in FIG. 14 anschaulich dargestellten Reaktanzrelais. FIG. 16 zeigt ein den jeweiligen Verarbeitungsschritten von FIG. 15 entsprechendes Beispiel verarbeiteter Wellenformen. Die Symbole S1 bis S6 in FIG. 5 entsprechen denen von FIG. 16.
Bei diesem Reaktanzrelais werden zuerst Spannungs- /Strom-Daten eingegeben (Schritte 1 und 2). Mit den Spannungs-/Strom-Daten wird eine Vielzahl arithmetischer Operationen ausgeführt (Schritte S2 bis S7). Die arithmetischen Ergebnisse werden mit den Setzungswerten verglichen (Schritt S8). Sind die arithmetischen Ergebnisse größer als die Setzungswerte, so wird ein (nicht dargestellter) Zähler zum Kontrollieren einer Dauer eines abnormalen Zustands um +1 hochgezählt (Schritt S9).
Anschließend wird geprüft, ob ein Zählwert dieses Zählers größer wird als ein vorbestimmter Zählwert oder nicht (Schritt S10). Wenn er größer als der vorbestimmte Wert ist, dann wird dies als ein Zustand beurteilt, in dem das Relais betätigt werden sollte. Ein Ausgang des Elementrelais wird auf 1 gesetzt (Schritt S11).
Ist er hingegen nicht größer, so wird der Ausgang des Elementrelais auf 0 gesetzt. Das Relais bleibt im Ruhezustand (Schritt S12).
Sind jedoch in Schritt S8 die arithmetischen Ergebnisse kleiner als die Setzungswerte, so wird der Zähler gelöscht (Schritt S13). Der Ausgang des Elementrelais ist selbstverständlich 0 (Schritt S14).
An zweiter Stelle wird die analoge Eingangseinheit des digitalen Schutzsystems mit elektrischer Leistung, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist, erläutert.
In FIG. 17 bezeichnen die Bezugszeichen 6a-1 bis 6a-N (zur Vermeidung eines hauptsächlich durch eine Abtastung verursachten Reflexionsfehlers verwendete und im folgenden mit LPFS abgekürzte) Tiefpaßfilter Diese Filter dienen zur Eingabe von von außen eingegebenen analogen Signalen in1 bis inN und unterdrücken ferner die mit den Eingangssignalen überlappten höheren Harmonischen. Die Bezugszeichen 6b-1 bis 6b-N bezeichnen (im folgenden mit S/H-Schaltungen abgekürzte) Abtast- und Halte-Schaltungen, 6c bezeichnet einen ( mit MPX abgekürzten) Multiplexer, 6d eine (mit A/D-Wandlerschaltung abgekürzte) Analog/Digital-Wandlerschaltung und 6e einen auf einem Dual-Port-RAM (DPRAM) basierenden Pufferspeicher für A/D-gewandelte Daten.
Das Bezugszeichen 6f bezeichnet einen DSP (Digitalsignalprozessor), 6j einen Programmspeicher (ROM) zum Speichern einer Anweisung des DSP 6f, 6h einen lokalen Bus, 6i einen Dual-Port-Datenspeicher zum Übertragen und Empfangen der Daten zu und von einem Systembus, 6k eine Systembus- Schnittstellenschaltung und 61 einen Systembus.
6g bezeichnet eine Taktgeneratorschaltung zum Steuern der Tätigkeiten der S/H-Schaltungen 6b-1 bis 6b-N, des MPX 6c, der A/D-Schaltung 6d und des Pufferspeichers 6e. Die Taktgeneratorschaltung 6g sendet ferner ein Unterbrechungssignal an den DSP 6f.
Beim oben dargelegten Ausführungsbeispiel ist beispielhaft ein Aufbau dargestellt, bei dem einzelne ICs und LSIs kombiniert sind.
Die einzelnen ICs und LSIs lassen sich jedoch in einem einzigen LSI integrieren.
In FIG. 17 sind zum Beispiel die Bauteile der analogen Einheit, das heißt LPS, S/H, MPX und A/D-Wandler, in einem einzigen LSI integriert. Auch der DPS, der ROM, der Pufferspeicher und der Datenspeicher sind in einem einzigen LSI integriert, wodurch die Schaltung in kompakter Weise erheblich miniaturisiert wird.
Nachfolgend wird eine zusätzliche, leicht verständliche Anordnung beschrieben. Die zu den jeweiligen, in FIG. 17 dargestellten Funktionen gehörigen ICs und LSIs werden in einem einzigen LSI integriert. Auf diese Weise wird die Schaltung weiter kompakt miniaturisiert.
Die oben erläuterte Digitalfilter-Arithmetikoperation wird durch den DSP 6f von FIG. 17 ausgeführt. Genauer erfordert die Digitalfilter-Arithmetikoperation, wie zuvor beschrieben, eine Vielzahl von Wiederholungen der Ausführung einer Produkt-Summen-Operation von Dezimalpunktdaten. Aus diesem Grund ist der zum Durchführen der Produkt-Summen-Operation mit hoher Geschwindigkeit fähige DSP vorzuziehen.
Der DSP ist in einen Festkommaarithmetik-Typ und einen Gleitkommaarithmetik-Typ untergliedert. Erfindungsgemäß ist der Prozessor zum Durchführen der Digitalfilter-Arithmetikoperation auf beide Typen anwendbar. Der DSP des Gleitkommaarithmetik-Typs ist jedoch vorzuziehen, da ein größerer dynamischer Bereich gesichert werden kann und es nicht nötig ist, besonders auf einen Über- bzw. Unterlauf zu achten.
Nachfolgend wird der DSP 6f beschrieben.
FIG. 18 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau eines Ausführungsbeispiels des DSP 6f genau darstellt.
Der DSP dieses Ausführungsbeispiels umfaßt, wie in der Figur dargestellt: ein Adreßregister 1200 zum Spezifizieren einer Adresse eines externen Speichers; ein als Parallelport verwendetes Datenregister; einen Daten-RAM 1203; einen (m-Bit x m-Bit)-schnellen Parallelmultiplizierer 1204; einen ROM 1205 für eine Anweisung; eine ALU (Arithmetik-Logik-Einheit) 1207 zum Durchführen einer Addition und Subtraktion; ein Register 1208, wie zum Beispiel ein Akkumulatorregister; eine Steuerschaltung 1209 zum Steuern einer Unterbrechung von Steuersignalen (a, b und c) hinsichtlich der Außenseite; und einen internen Bus 1210 innerhalb des DSP.
Der Multiplizierer 1204 multiplizert Inhalte von Eingangssignalen A und B während eines Befehlszyklus. Ein Ergebnis C daraus wird an den internen Bus 1210 ausgegeben.
Die ALU 1207 addiert die Daten vom internen Bus 1210 zu den Daten des Registers 1208 hinzu. Ein Ergebnis daraus wird in das Register 1208 geschrieben.
Es sei angemerkt, daß der DSP, wie weitgehend bekannt, in der Lage ist, die Produkt-Summen-Operation während eines einzigen Befehlszyklus und ferner eine Pipeline-Verarbeitung durchführen kann. Daher kann der DSP von seinen Grundeigenschaften her die Zahlenwerte von Fest- und von Gleitkommadaten mit hoher Geschwindigkeit berechnen. In dieser Hinsicht ist der universale Mikroprozessor, der keine Gleitkomma- Arithmetikeinheit beinhaltet, bezüglich der Verarbeitung langsam und daher nicht anwendbar.
FIG. 19A bis FIG. 19B zeigen Beispiele einer Verarbei tungs-Zeitfolge der in FIG. 17 ausführlich dargestellten analogen Eingangseinheit. Wie in den Figuren dargestellt, ist die analoge Eingangseinheit zu einer Verarbeitung in den folgenden drei Fällen in Abhängigkeit vom angewandten System fähig.
Im ersten Fall, dargestellt in FIG. 19B, wird die Digitalfilter-Arithmetikoperation beispielsweise mit einer Periode von 3 kHz ausgeführt. Nach Beenden der Digitalfilter- Arithmetikoperation für 5 Abtastungen werden die arithmetischen Ergebnisse an die Steuer/Schutz-Arithmetikeinheit über tragen. Es ist möglich, mit der Arithmetikeinheit mit einer Periode von 600 Hz zu synchronisieren.
Im zweiten Fall, dargestellt in FIG. 19C, erfolgt die Digitalfilter-Arithmetikoperation mit einer Periode von 3 kHz Die arithmetischen Ergebnisse werden in ähnlicher Weise mit der Periode von 3 kHz an die Steuer/Schutz-Arithmetikeinheit übertragen.
Im dritten Fall, dargestellt in FIG. 19D, wird die Steuer/Schutz-Arithmetikoperation zusammen mit der Digitalfilter- Arithmetikoperation mit der Periode von 3 kHz ausgeführt. Der in FIG. 18 ausführlich dargestellte DSP führt also die Filter- und die Steuer/Schutz-Arithmetikoperation aus. Im zweiten und dritten Fall wird dadurch die Arithmetikverarbeitung beschleunigt.
Nachfolgend wird ein Beispiel von Vorteilen von Merkmalen gegeben, die durch Anwenden der vorliegenden Erfindung auf ein digitales Schutzrelais mit elektrischer Leistung verbessert sind.
FIG. 20A und FIG. 20B zeigen Phasenkennlinien eines auf einen Sicherungsschutz der Übertragungsleitung angewandten Reaktanzrelais. FIG. 20A zeigt die Phasenkennlinien des Systems des Standes der Technik (es wird das analoge Filter verwendet). FIG. 20B zeigt die Phasenkennlinien des Systems, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist. Bei diesen beiden Systemen basiert die Arithmetik des Reaktanzrelais auf dem völlig gleichen Algorithmus.
Die arithmetische Formel und Zustände des Reaktanzrelais sind wie folgt gegeben durch:
wobei:
I: Stromwert V: der Spannungswert
Z: Setzungswert K: der Vergleichswert
N: Anzahl von Integrationen
der Setzungswert: 1
die Frequenz: 50 Hz
der Strom: 5A
Wie aus FIG. 20A deutlich ersichtlich, ist beim System des Standes der Technik ein unvollkommener Betriebsbereich zwischen einem Ruhebereich und einem Betriebsbereich groß. Dies impliziert genauer einen großen dynamischen Impedanzfehler. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel weist der dynamische Impedanzfehler (ein Fehler der in Betrieb befindlichen Impedanz in bezug auf eine Setzungsimpedanz) an einem charakteristischen Winkel (Phasenwinkel von 90º) 3 - 4% auf.
Andererseits ist bei dem System, auf das die in FIG. 20B dargestellte vorliegende Erfindung angewandt ist, die unvollkommene Betriebszone zwischen dem Ruhebereich und dem Betriebsbereich schmal. Dies impliziert genauer, daß der dynamische Impedanzfehler deutlich kleiner ist als beim System des Standes der Technik.
Dieses Ausführungsbeispiel stellt ein Beispiel dar, bei dem der dynamische Impedanzfehler am charakteristischen Winkel 1% oder weniger aufweist.
FIG. 21 zeigt ein Beispiel der dynamischen Impedanzkennlinien des Reaktanzrelais.
In FIG. 21 sind die dynamischen Impedanzkennlinien des Systems des Standes der Technik durch Strichlinien 1500a und 1500b angezeigt. Durchgezogene Linien 1501a und 1501b zeigen die dynamischen Impedanzkennlinien der vorliegenden Erfindung an.
Wie sich aus dem vorliegenden Kennliniendiagramm entnehmen läßt, ist die unvollkommene Betriebszone bei den dynamischen Impedanzkennlinien der vorliegenden Erfindung schmäler als beim System des Standes der Technik. Es ist deutlich zu sehen, daß sich die Genauigkeit extrem erhöhen läßt (hohe Empfindlichkeit). Die Empfindlichkeit ist 3 bis 5mal so hoch wie die des Systems des Standes der Technik.
FIG. 22A und FIG. 22B zeigen die physikalischen Kennlinien bei Anwendung der vorliegenden Erfindung auf eine Eingangseinheit eines Distanzrelais zum Erhalten eines Widerstands R und einer Reaktanz L bis zu einem Betriebsstörungspunkt gemäß einer Differentialgleichung.
FIG. 22A zeigt ein Beispiel von auf dem Verfahren des Standes der Technik basierenden Kennlinien. FIG. 22B zeigt ein erfindungsgemäßes Beispiel.
Wie aus den Figuren deutlich ersichtlich, weist das Beispiel, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist, derartige Kennlinien auf, daß eine Breite des unvollkommenen Betriebsbereichs zwischen dem Betriebsbereich und dem Ruhebereich stark eingeschränkt ist, und die stark erhöhte Genauigkeit (hohe Empfindlichkeit) ist, wie sich nachvollziehen läßt, erreichbar.
FIG. 23 zeigt ein Beispiel einer Prozeßblockanordnung zum Erfassen von Spannungseffektivwerten des elektrischen Leistungssystems, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist. Der oben erwähnte, in FIG. 17 anschaulich dargestellte DSP 1100 führt die Prozesse der jeweiligen Blöcke arithmetisch aus. Dies wird zum Beispiel auf ein Spannungs- /Blindleistungs-Steuersystem eines elektrischen Leistungssystems angewandt.
In FIG. 23 bezeichnet das Bezugszeichen 1701 einen Digitalfilter-Verarbeitungsblock, auf den die vorliegende Erfindung angewandt ist. In diesem Block werden die den Eingangssignalen Vi überlappten höheren Harmonischen, Versatzanteile, die Störgeräusche und der Quantisierungsfehler gedämpft.
Insbesondere die Filterkoeffizienten werden so festgelegt, daß Harmonische niederer Ordnung, die ein n-faches (ganzzahliges Vielfaches) der Grundschwingungen darstellen, die Störgeräusche und die Quantisierungsfehlerfrequenz Nullpunktfrequenzen der digitalen Filter werden bzw. sich diesen annähern. Auf diese Weise wird eine hoher Dämpfungswert erhalten.
Anschließend wird in einem Block 1702 unter Verwendung der gefilterten Daten eine Signalfrequenz erhalten.
Ferner schwankt (+1 bis 3 Hz) eine Eingangsdatenfrequenz, das heißt eine Frequenz des elektrischen Leistungssystems. Es muß daher eine Verstärkung korrigiert werden, die aufgrund der Frequenzkennlinien des digitalen Filters schwankt.
In einem Block 1703 wird die Verstärkung der Eingangsdaten unter Verwendung der im Block 1702 erhaltenen Frequenz korrigiert.
Anschließend werden in einem Block 1704 die gefilterten Eingangsdaten erhalten, deren Verstärkung korrigiert wurde.
Um den Spitzenwert zu erhalten, ist es erforderlich, zum Beispiel ein Spitzenwert-Halteverfahren bzw. die folgende arithmetische Gleichung zu verwenden.
Δt: Abtastintervall
ω = 2πf f: erfaßte Frequenz
Anschließend wird in einem Block 1705 unter Verwendung des Spitzenwerts der Effektivwert erfaßt. In einem Block 1706 erfolgt ein Mittelbildungsprozeß zum Erhöhen der Genauigkeit.
Auf diese Weise läßt sich der Effektivwert der Eingangsdaten mit einer Genauigkeit von 0,01 % oder weniger erhalten.
Selbstverständlich ist der im Block 1701 dargestellte digitale Filter, auf den die vorliegenden Erfindung angewandt ist, zum Erreichen der erhöhten Genauigkeit unerläßlich.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel eines weiteren Verfahrens zum Erfassen des Spannungseffektivwerts des elektrischen Leistungssystems erläutert, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Nachfolgend wird eine Verarbeitung in ihren wesentlichen Schritten dargestellt. Synchronisierend mit den Frequenzen der Eingangssignale entsprechenden externen Synchronsignalen werden die Eingangssignale abgetastet und durchlaufen anschließend eine A/D-Wandlung. Anschließend durchlaufen die Eingangssignale eine digitale Filterung, um den Spannungseffektivwert zu erhalten. Die Abtastfrequenz wird sozusagen unter den externen Bedingungen adaptiv modifiziert. So werden die Filterkenngrößen modifiziert. Der Spannungseffektivwert wird durch den gleichen Algorithmus (beispielsweise werden die Daten einer Periode quadriert und integriert) mit hoher Genauigkeit erhalten. Dies wird auf ein System zur Kompensation einer statischen Blindleistung des elektrischen Leistungs systems angewandt.
In einem Schritt 1800 von FIG. 24 wird beurteilt, ob eine Dateneingangsunterbrechung vorliegt oder nicht. Zu diesem Zeitpunkt ist ein Unterbrechungssignal, wie zuvor erläutert, mit der Frequenz des vom elektrischen Leistungssystem gesendeten Eingangssignals synchron.
Liegt eine Unterbrechung vor, so werden die Daten in einem Schritt 1801 eingegeben.
Anschließend wird in einem Schritt 1802 der arithmetische Prozeß des digitalen Filters ausgeführt, auf den die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Genauer fallen die Frequenzen, bei denen die Störgeräusche und der Quantisierungsfehler erzeugt werden, in den Sperrbereich des digitalen Filters. Folglich ist die in einem Schritt 1803 dargestellte Erfassung eines Spannungseffektivwerts keinem ungünstigen Einfluß unterworfen.
In einem Schritt 1803 wird der Spannungseffektivwert durch Ausführen der folgenden Arithmetik erhalten:
In diesem Fall ändert sich die Abtastfrequenz entsprechend der Frequenz des Eingangssignals. Der Algorithmus bleibt daher unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals konstant.
In einem Schritt 1804 wird der erfaßte Spannungseffektivwert ausgegeben.
FIG. 25 zeigt ein Beispiel von Frequenz-Verstärkungs- Kennlinien des in Schritt 1802 verwendeten digitalen Filters.
Es wird zum Beispiel eine Kennlinie 1805 entsprechend einer Anderung der Frequenz des Eingangssignals vom elektrischen Leistungssystem zu einer Kennlinie 1806 abgeändert.
Die Frequenzen, an denen die Störgeräusche und der Quantifizierungsfehler verursacht werden, ändern sich im Verhältnis zu den Abtastfrequenzen. Daher bleiben die Fehlerverringerungswirkungen unverändert. Der Spannungseffektivwert läßt sich selbstverständlich mit einer extrem hohen Genauigkeit erfassen.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel eines Digitalsignal-Verarbeitungssystens erläutert, auf das die vorliegende Erfindung angewandt ist.
In FIG. 26 ist ein Signalanalysesystem dargestellt.
Bei diesem Ausführungsbeispiel werden physikalische Größen (Verschiebung, Geschwindigkeit, Druck, Temperatur etc.) mittels eines Wandlers 3001 in elektrische Potentiale umgewandelt. Ausgangssignale dieses Wandlers 3001 werden typischerweise in regelmäßigen Zeitintervallen digitalisiert Seine Ausgangssignale werden also durch einen A/D-Wandler 3002 in digitale Größen umgewandelt.
Diese digitalen Größen werden mittels Verwendung beispielsweise eines Spektrumanalysators 3004 einer Spektralanalyse unterzogen, bei der die Frequenzanalyse bezüglich einer Amplitude, Phase, elektrischen Leistung bzw. einer elektrischen Energie erfolgt. In diesem Fall, bei dem die vorliegende Erfindung auf die Spektralanalyse angewandt ist, lassen sich die aufgrund der A/D-Wandlung verursachten Quantisierungsfehler erheblich verringern. Dies wiederum führt zu der hoch-genauen Spektralanalyse. Ein digitales Filter 3004 unterdrückt die hohen Frequenzanteile der A/D-gewandelten Daten bzw. extrahiert die spezifischen Signaifrequenzanteile, wodurch die hoch-genauen Daten erhalten werden.
Es sei angemerkf, daß das Bezugszeichen 3005 eine Korrelationseinheit zum Suchen von Korrelationsfunktionen zwischen dem aufgenommenen Signal und anderen Signalen bezeichnet. In FIG. 26 ist die vorliegende Erfindung auf einen Abschnitt zum Filtern nach Durchführen der A/D-Wandlung anwendbar. Daher kann das hoch-genaue Signalanalysesystem (zum Beispiel der Spektrumanalysator) aufgebaut werden.
FIG. 27 stellt ein Beispiel eines Aufbaus eines Sprachsignal-Verarbeitungssystems, das heißt ein CODEC-System (CODEC: Kodierer-Dekodierer) dar.
Ein analoger Sensor 4001 nimmt ein Sprachsignal auf. Das Sprachsignal wird, nachdem es durch einen A/D-Wandler A/D-gewandelt ist, einem Prozeß, wie einer Echokompensation, in einem Digitalsignalprozessor 4003 unterzogen. Das Sprachsignal wird durch einen D/A-Wandler 4004 in ein analoges Signal D/A- gewandelt. Durch eine analoge Steuereinrichtung 4005 erfolgt mit Hilfe des analogen Signals eine analoge Steuerung.
Bezugnehmend auf FIG. 27 sei erwähnt, daß diese Erfindung sowohl auf den Abschnitt zur Echokompensation mittels des Digitalsignalprozessors als auch auf den A/D-Wandlungsabschnitt anwendbar ist.
FIG. 28 zeigt ein Aufbaubeispiel eines Digitaldaten-Aufzeichnungssystems.
In FIG. 28 wird durch einen analogen Sensor 5001 eine Vielzahl analoger Eingangssignale aufgenommen. Diese Signale werden durch einen analogen Multiplexer 5002 umgestellt und durch einen A/D-Wandler 5003 sequentiell A/D-gewandelt. Durch einen Digitalsignalprozessor 5004 durchlaufen die so umgewandelten Signale eine digitale Signalverarbeitung. Die resultierenden Daten werden in einer Aufzeichnungseinrichtung 5005 gespeichert. In FIG. 28 ist die vorliegende Erfindung auf die Abschnitte bezüglich der A/D-Wandlung und des Digitalsignalprozessors anwendbar. Die Eingangssignale lassen sich mit Wiedergabetreue speichern.
FIG. 29A und FIG. 29B zeigen Beispiele eines digitalen Audiosystems. Bei diesem System wird durch eine analoge Verarbeitungseinheit 6002 eine Tonguelle 6001 verarbeitet. Die resultierenden Signale werden durch einen A/D-Wandler 6003 A/D-gewandelt. Die Daten daraus werden in einer Verarbei tungseinheit 6004 einer digitalen Verarbeitung unterzogen, bevor sie durch eine Tonaufzeichnungseinrichtung 6005 aufgezeichnet werden. Beim Wiedergeben des Tons werden in einer Verarbeitungseinheit 7002 mehr digital aufgezeichnete Signale 7001 verarbeitet. Die Daten daraus werden durch einen D/AWandler 7003 D/A-gewandelt. Die analogen Signale werden anschließend in einer Verarbeitungseinheit 7004 verarbeitet und dadurch als Ton von einem Lautsprecher 7005 ausgegeben.
In FIG. 29A und FIG. 29B ist die vorliegende Erfindung auf mit einer digitalen Verarbeitung und der A/D-Wandlung im Tonaufzeichnungssystem in Verbindung stehende Abschnitte anwendbar. Es ist daher möglich, die Tonquelle mit Wiedergabetreue aufzuzeichnen. Ein Signal/Rausch-Verhältnis (S/N-Verhältnis) ist beträchtlich verbessert.

Claims

1. Verfahren zur digitalen Signalverarbeitung, umfassend die Schritte:

Umwandeln eines analogen Signals in ein digitales Signal nach dem Abtasten des analogen Signals; und

Filtern der digitalen Daten mittels eines digitalen Filters (103, 200);

gekennzeichnet durch die Schritte:

Festlegen eines Sperrbereiches (T&sub2;) des digitalen Filters (103, 200) auf einen Frequenzbereich höher als ein Durchlaßsbereich (T&sub1;) des analogen Signals, beim arithmetischen Verarbeiten der gefilterten digitalen Daten; und

Festlegen einer Abtastfrequenz (fs), so daß ein ein Syntheserauschen erzeugender Bereich, der mit Störrauschen und einem Quantisierungsfehler verknüpft ist, größer wird als der Sperrbereich des digitalen Filters.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei eine Frequenz gleich 1/N (N ist eine ganze Zahl größer als 2) der Abtastfrequenz (fs) als Nullpunktfrequenz (fn) des digitalen Filters (103, 200) festgelegt wird.

3. Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei die Nullpunktfrequenz (fn) und eine Verstärkungscharakteristik des digitalen Filters (103, 200) in Übereinstimmung mit dem aktuell gemessenen Rauschwert, der das Störrauschen und den Quantisierungsfehler kennzeichnet, festgelegt wird.

4. Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei

der mit dem Störrauschen und dem Quantisierungsfehler verknüpfte Rauschen erzeugende Bereich und seine Größe arithmetisch erhalten werden, und

die Nullpunktfrequenz (fn) und die Verstärkungscharakteristik des digitalen Filters (103, 200) auf der Grundlage der arithmetischen Ergebnisse festgesetzt werden.

5. Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei

der mit dem Störrauschen und dem Quantisierungsfehler verknüpfte Rauschen erzeugende Bereich und seine Größe Gegenstand einer Spektralanalyse sind, und

die Nullpunktfrequenz (fn) und die Verstärkungscharakteristik des digitalen Filters (103, 200) aus den Analyseergebnissen festgelegt werden.

6. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die analogen Signale mit einer Periode, die kleiner ist als die Ablaufperiode des Digitalverarbeitungsprozesses, abgetastet werden.

7. System zur digitalen Signalverarbeitung mit

einer Abtastwert-Halteeinrichtung (101) zum Halten von Abtastwerten analoger Signale;

einer A/D-Wandlereinrichtung (102) zum Umwandeln der durch die Abtastwert-Halteeinrichtung gehaltenen Daten in digitale Daten;

einem digitalen Filter (103, 200) zum Filtern der von der A/D-Wandlereinrichtung ausgegebenen digitalen Daten; und einer Digitalverarbeitungseinrichtung (104) zum Ausführen einer arithmetischen Verarbeitung, einer Spektralanalyse, eines Echokompensierprozesses oder eines arithmetischen Prozesses auf der Grundlage der von dem digitalen Filter ausgegebenen digitalen Daten,

dadurch gekennzeichnet, daß

ein Sperrbereich (T&sub2;) des digitalen Filters (103, 200) auf einem Frequenzbereich höher als ein Durchlaßbereich (T&sub1;) des analogen Signals festgelegt wird; und

eine Abtastfrequenz (fs) der Abtastwert-Halteinrichtung (101) so festgelegt wird, daß ein ein Syntheserauschen erzeugender Bereich, der mit einem Störrauschen und einem Quantisierungsfehler verknüpft ist, größer wird als der Sperrbereich des digitalen Filters.

8. System gemäß Anspruch 7 zur digitalen Signalverarbeitung, wobei

die Abtastwert-Halteeinrichtung (101) zum Halten von Abtastwerten eines digitalen Signals dient; und

die Digitalverarbeitungseinrichtung (104) zum Ausführen arithmetischer Prozesse auf der Grundlage der von dem digitalen Filter (103, 200) ausgegebenen digitalen Daten dient.

9. System gemäß Anspruch 7 zur digitalen Signalverarbeitung in einem Energiesystem, wobei

die Abtastwert-Halteeinrichtung (101) zum Halten von Abtastwerten analoger Signale bezogen auf physikalische Größen eines Analyseobjekts dient; und

die Digitalverarbeitungseinrichtung (104) zum Ausführen einer Spektralanalyse auf der Grundlage der von dem digitalen Filter (103, 200) ausgegebenen digitalen Daten dient.

10. System gemäß Anspruch 7 zum Analysieren eines digitalen Signals, wobei

die Abtastwert-Halteeinrichtung (101) zum Halten von Abtastwerten eines analogen Signals bezogen auf eine physikalische Größe eines Analyseobjekts dient, und

11. System gemäß Anspruch 7 zur Verarbeitung eines Sprechsignals, wobei

die Abtastwert-Halteeinrichtung (101) zum Halten von Abtastwerten eines analogen Signals bezogen auf ein Sprechsignal dient, und

die Digitalverarbeitungeinrichtung (104) zur Echokompensation bei den von dem digitalen Filter (103, 200) ausgegebenen digitalen Daten dient.

12. System gemäß Anspruch 7, zum Aufnehmen digitaler Daten, wobei

die Abtastwert-Halteeinrichtung (101) zum sequentiellen Halten von Abtastwerten einer Vielzahl analoger Signale dient; und

die Digitalverarbeitungseinrichtung (104) zum Ausführen eines arithmetischen Prozesses auf der Grundlage der von dem digitalen Filter (103, 200) ausgegebenen digitalen Daten dient.

13. System gemäß Anspruch 7 zur Verwendung in einem digitalen Audiosystem, wobei

die Abtastwert-Halteeinrichtung (101) zum Halten von Abtastwerten eines digitalen Signals bezogen auf ein Sprechsignal dient; und

14. System gemäß einem der Anspruch 7 bis 13, wobei eine Nullpunktfrequenz (fn) des digitalen Filters (103) auf eine Frequenz gleich 1/N (N ist eine ganze Zahl größer als 2) der Abtastfrequenz (fs) gesetzt wird.