TWI411226B - 動態濾波裝置 - Google Patents

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TWI411226B
TWI411226B TW098139073A TW98139073A TWI411226B TW I411226 B TWI411226 B TW I411226B TW 098139073 A TW098139073 A TW 098139073A TW 98139073 A TW98139073 A TW 98139073A TW I411226 B TWI411226 B TW I411226B
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Chiung Fu Chen
Shao Sheng Yang
Chih Yu Chang
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Silicon Integrated Sys Corp
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Description

動態濾波裝置
本發明有關於濾波器(filter)，尤有關於一種動態濾波裝置。
電路接收一時變(time variant)訊號以進行電路量測的過程中常引入雜訊，為了能加強訊號的品質，一般會利用一低通濾波器(low-pass filter)來消除雜訊。在數位訊號處理(Digital Signal Processing)時，該低通濾波器可以利用有限脈衝響應(finite impulse response，FIR)濾波器或無限脈衝響應(infinite impulse response，IIR)濾波器的方式加以實施。一般來說，FIR濾波器的穩定性較IIR濾波器佳，但IIR濾波器的抗雜訊的能力卻較FIR濾波器佳；當兩種濾波器產生相同濾波結果時，IIR濾波器所需要的硬體成本會較FIR濾波器為低。
然而，傳統濾波器的反應時間隨頻率而變，通常抗雜訊的能力越佳，所需的反應時間也越長，如第1A圖所示。相對地，對於需要快速反應時間的系統，如觸碰面板的位置偵測，就得犧牲抗雜訊的能力來換取較快速的反應時間，如第1B圖所示，其中，觸碰位置D(x，y)為x方向座標與y方向座標之函數。所以，一般濾波器設計者會認為反應時間和抗雜訊能力是屬於妥協的濾波器設計變數。
本發明之目的之一係提出一種動態濾波裝置，以解決上述問題。
為達成上述目的，本發明動態濾波裝置，包含：一變化量偵測器，根據一第一輸入訊號之多個連續取樣值，產生一偵測值；一係數產生單元，根據該偵測值，產生一組濾波係數；以及，一濾波器，根據該組濾波係數，對該輸入訊號進行濾波；其中，該偵測值的大小與該些連續取樣值之變化量、該些連續取樣值一次微分之變化量及該些連續取樣值一次微分之平均值之至少其一或其組合有關。
本發明之另一個目的是提供一種動態濾波方法，包含：根據一第一輸入訊號之多個連續取樣值，得到一偵測值；根據該偵測值，得到一組濾波係數；以及，利用一濾波器，根據該組濾波係數，對該輸入訊號進行濾波；其中，該偵測值的大小與該些連續取樣值之變化量、該些連續取樣值一次微分之變化量及該些連續取樣值一次微分之平均值之至少其一或其組合有關。
本發明的其他目的和優點可以從本發明所揭露的技術特徵中得到進一步的了解。為讓本發明之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例並配合所附圖式，作詳細說明如下。
以下之說明將舉出本發明之數個較佳的示範實施例，例如：各種電子電路、元件以及相關方法。熟悉本領域者應可理解，本發明可採用各種可能的方式實施，並不限於下列示範之實施例或實施例中的特徵。另外，眾所知悉之細節不再重覆顯示或贅述，以避免模糊本發明之重點。
本發明係以觸碰面板的位置偵測作為範例說明，唯本發明之動態濾波裝置及其方法亦可應用於其他須要濾波的積體電路上。
本發明利用輸入訊號的速度變化量、或/及位置變化量、或/及平均速度，來動態改變濾波器之截止頻率(cut-off frequency)，使得輸入訊號在慢速移動時獲得較高的訊號雜訊比(signal-to-noise ratio，SNR)，在快速移動時能縮短反應時間，以改善濾波器的反應時間和抗雜訊能力。
第2圖顯示本發明動態無限脈衝響應濾波裝置一實施例之架構示意圖。參考第2圖，本發明動態無限脈衝響應濾波裝置200包含一前置低通濾波器210、一變化量偵測器220、一係數產生單元230及一無限脈衝響應濾波器240。本發明動態IIR濾波裝置200之輸入訊號Di[n]表示手指在觸碰面板上的觸碰位置，也是一數位訊號，Di[n]表示n個時間單位時的取樣值且n為大於或等於零之整數。例如，當取樣頻率(sampling rate)為60Hz時，每單位時間為1/60秒，Di[0]表示0秒的取樣值、Di[1]表示1/60秒的取樣值、Di[2]表示2×(1/60)秒的取樣值、...、以此類推，Di[n-1]表示(n-1)×(1/60)秒的取樣值。相對地，Do[n]是動態IIR濾波裝置200的輸出訊號。
前置低通濾波器210接收輸入訊號Di[n]，預先濾除雜訊後，產生一濾波訊號Da[n]以供後級之變化量偵測器220使用。該前置低通濾波器210可使用IIR濾波器或FIR濾波器來實施。舉例而言，輸入訊號Di[n]為手指的觸碰位置，假設取樣頻率為60Hz且前置低通濾波器210係由一契比雪夫第二型(Chebyshev type II)IIR濾波器來實施，上述契比雪夫第二型IIR濾波器之截止頻率係設定在FC0 =0.6*FS，其中FS為取樣頻率的一半，即FS=30Hz。這是因為一般手指的移動頻率低於20Hz，所以約略取FC0 =0.6*FS。須注意的是，對動態IIR濾波裝置200而言，前置低通濾波器210的設置，會減少雜訊對輸入訊號Di[n]之干擾，進而增加後級變化量偵測器220之準確度；相反地，若沒有設置前置低通濾波器210，動態IIR濾波裝置200依然可以進行動態濾波，但變化量偵測器220會產生之偵測值VAR較容易受到雜訊干擾。由於前置低通濾波器210對動態IIR濾波裝置200而言並非必要元件，故在第2圖中以虛線表示。
第3圖顯示觸碰位置隨時間變化的一個例子。參考第3圖，實線表示原始輸入訊號Di[n]，而虛線則表示經過前置低通濾波器210處理後的Da[n]訊號。第3圖表示輸入訊號Di[n]在B區間的位置變化量ΔD較小，所以可以使用較低的截止頻率以濾除較多的雜訊；相反地，輸入訊號Di[n]在A區間的位置變化量ΔD較大，所以可以使用較高的截止頻率以快速反應輸入訊號的變化。
第4圖顯示本發明變化量偵測器之一實施例的架構變示意圖。變化量偵測器220接收前置低通濾波器210產生之濾波訊號Da[n]，進行變化量度運算，以產生一偵測值VAR。在第4圖的實施例中，係對濾波訊號Da[n]總共取4個取樣點作變化量運算，請注意，本發明並未對濾波訊號Da[n]之取樣點數做限定，而取樣點數多寡可依硬體的成本考量來實施，但過多的取樣點數會使得變化量偵測器220產生偵測值VAR的時間過長，而過少的取樣點數會使偵測值VAR的結果容易遭受雜訊干擾。參考第4圖，變化量偵測器220包含一第一運算電路420、一第二運算電路430、一第三運算電路450、三個延遲器411~413及三個減法器416~418。
輸入訊號Di[n]表示手指的觸碰位置，而濾波訊號Da[n]則表示去除雜訊後的手指觸碰位置。在第4圖中，Z-1 為延遲(delay)符號，表示延遲器411~413分別延遲一個取樣點時間，而三個減法器416~418的輸出v[n-m]=Da[n-m]-Da[n-m-1](相當於輸入訊號Da[n-m]的一次微分)，分別表示在三個時間點(n=0、1、2)時手指不同的移動速度，其中，m為整數，。第一運算電路420接收濾波訊號的4個取樣點Da[n]、Da[n-1]、Da[n-2]及Da[n-3]，進行位置之標準偏差值(standard deviation)運算，產生位置之標準偏差值Da_STD。根據標準偏差值定義，，其中，表示4個取樣點的平均位置。第二運算電路430接收三個減法器416~418的輸出v[n]、v[n-1]及v[n-2]，進行速度之標準偏差值(standard deviation)運算，產生速度之標準偏差值V_STD及平均速度V_MEAN。根據標準偏差值定義，，其中，表示v[n]、v[n-1]及v[n-2]之平均速度，亦等於V_MEAN。根據三個參數Da_STD、V_STD及V_MEAN，第三運算電路450產生一偵測值VAR。根據本發明，偵測值VAR的產生和三個參數Da_STD、V_STD及V_MEAN之至少其一或其組合有關。一實施例中，第三運算電路450係將三個參數Da_STD、V_STD及V_MEAN線性組合後，產生該偵測值VAR，即VAR=w1×Da_STD+w2×V_STD+w3×V_MEAN，例如：w1=0.7，w2=0.2，w3=0.1。
由於上述標準偏差值的運算比較複雜，在另一實施例中，為簡化運算，第一運算電路420係計算位置之絕對誤差總和(sum of absolute difference，SAD)：亦即Da_SAD，，其中，表示4個取樣點的平均位置。而第二運算電路430係計算速度之絕對誤差總和：V_SAD，其中，表示v[n]、v[n-1]及v[n-2]之平均速度。根據三個參數Da_SAD、V_SAD及V_MEAN，第三運算電路450產生一偵測值VAR。根據本發明，偵測值VAR的產生和三個參數Da_SAD、V_SAD及V_MEAN之至少其一或其組合有關。一實施例中，第三運算電路450係將三個參數Da_SAD、V_SAD及V_MEAN線性組合後，產生該偵測值VAR，即VAR=w1×Da_SAD+w2×V_SAD+w3×V_MEAN，例如：w1=0.6，w2=0.3，w3=0.1。
偵測值VAR表示濾波訊號Da[n]的變化量度，偵測值VAR越大表示觸碰位置的變化越大，可以使用具較高截止頻率的IIR濾波器以得到快速的反應；偵測值VAR越小表示觸碰位置的變化較小，可以使用具較低截止頻率的IIR濾波器來去除較多的雜訊。
參考第2圖，係數產生單元230，根據該偵測值VAR，產生一組濾波係數。係數產生單元230包含一第一查表單元231及一第二查表單元232。第一查表單元231內建一第一查閱表(lookup table，LUT)，用以接收該偵測值VAR，並查詢該第一查閱表，以產生一截止頻率FC。該第一查閱表的建立係根據第5A圖之偵測值VAR和截止頻率FC之關係曲線，亦即截止頻率FC與VAR的對應係由上述第一查閱表來實施。當偵測值VAR高於VAR_H時，第一查表單元231輸出之截止頻率FC等於FC_H；當偵測值VAR低於VAR_L時，第一查表單元231輸出之截止頻率FC等於FC_L；當偵測值VAR之大小介於VAR_H與VAR_L之間時，截止頻率FC之大小為一個介於FC_H與FC_L之間的值。在第5A圖的實施例中，當FC落在FC_H與FC_L之區間時，FC與VAR的對應(mapping)為線性正比關係。另一實施例中，當FC落在FC_H與FC_L之區間時，FC與VAR的對應為非線性正比關係(如第5B圖所示)。從第5A圖及第5B圖之關係曲線可以觀察到，偵測值VAR和截止頻率FC之間係呈現一單調遞增(monotonically increasing)關係。
在另一實施例中，上述截止頻率FC是偵測值VAR及一環境變數的函數。例如：當環境變數為位置D(x，y))時，不同的位置D(x，y)係對應至不同的VAR和FC之關係曲線。第5C圖顯示距離與SNR之關係曲線。第5C圖係以觸碰面板的位置為例，一般而言，距離觸碰IC越近，觸碰訊號之SNR越大，如區域A；而距離觸碰IC越遠，觸碰訊號之SNR越小，如區域C。為了動態反應不同位置D(x，y)具有不同的SNR，上述第一查閱表可針對不同位置區間設計不同的關係曲線，可以避免為了加強SNR較差區域的抗雜訊能力，而犧牲SNR較佳區域的反應時間。因此，上述第一查閱表可“因地制宜”，即根據不同區域的SNR情形來設計，如第5D圖所示，例如區域C有較差的SNR，所以相對應的關係曲線會較區域A、B為低，亦即同一偵測值VAR的情況下，利用區域C的關係曲線所對應的FC值會小於其他區域所對應的FC值，換言之，區域C會以較低的FC來抑制雜訊。須注意的是，偵測值VAR是第一查表單元231產生截止頻率FC的必要條件，但上述環境變數則是非必要(optional)條件，因此在第2圖及第9圖中第一查表單元231的輸入：環境變數，係以虛線表示。
一般而言，IIR濾波器的結構分為直接第一型(direct I)、直接第二型(direct II)、串聯型(cascade)、格子型(lattice)及並聯型(parallel)等，實施時，本發明不限定IIR濾波器240的結構，另外，本發明亦不限定IIR濾波器240的階數(order)。在第二圖之實施例中，IIR濾波器240係以二階(n=2)的契比雪夫第二型濾波器之直接第一型結構來加以實施，如第6A圖所示，而契比雪夫第二型IIR濾波器之止帶漣波(stopband ripple)衰減量係設為-20dB，表示在截止頻率以上的增益在1/10以下(20log10(1/10)=-20dB)。第6A圖顯示二階(n=2)的契比雪夫第二型IIR濾波器之直接第一型結構的信號流。參考第6A圖，直接第一型結構的輸入與輸出符合以下之二階差分方程式(2nd -order difference equation)：a(1)×Do[n]=b(1)×Da[n]+b(2)×Da[n-1]+b(3)×Da[n-2]-a(2)×Do[n-1]-a(3)×Do[n-2]..............(1)。
第二查表單元232內建一第二查閱表，將接收到的截止頻率FC除以FS後，得到一頻率比值(FC/FS)(單位：π)，再根據該頻率比值(FC/FS)來查詢第二查閱表，以產生一組對應的濾波係數a(1)、a(2)、a(3)、b(1)、b(2)、b(3)(請參考方程式(1))。第6B圖顯示第二查閱表的一個例子。參考第6B圖，第二查閱表中共有九階之頻率比值(FC/FS)，而各階之頻率比值分別對應一組濾波係數a(1)、a(2)、a(3)、b(1)、b(2)、b(3)，用以實現不同截止頻率下之二階(n=2)的契比雪夫第二型IIR濾波器，而且止帶漣波衰減量係設為-20dB。其中，a(1)為Do[n]之係數，a(1)值均為1。相較於巴特沃士(Butterworth)濾波器、一契比雪夫第一型(Chebyshev type I)濾波器及一橢圓(elliptic)濾波器相比，本實施例選用二階(n=2)的契比雪夫第二型IIR濾波器是因為契比雪夫第二型IIR濾波器有以下特點：(1)通帶(passband)的輸出增益(gain)等於1，(2)止帶的輸出增益可控制在預設值之下，及(3)過渡區(transition region)相對較窄。實作者可依電路所需特性，選擇巴特沃士濾波器、或橢圓濾波器、或契比雪夫第一型濾波器、或契比雪夫第二型濾波器，並根據所需的頻率響應(frequency response)，選擇適當的階數(order)。一般來說，濾波器的階數越高，過渡區越窄，但是第二查閱表需要記錄的濾波係數就較多，電路設計者可依硬體的成本考量及電路濾波需求來實現不同階數的IIR濾波器。
第6C圖顯示第6B圖中各組濾波係數之間呈現連續性關係。明顯地，從第6C圖可以觀察到本發明的特色：相對應於各頻率比值(FC/FS)，同一型且同一階濾波器之各組濾波係數之間呈現連續性的分布。上述本發明的特色帶給系統的好處如第7A圖的例子所示：當頻率比值(FC/FS)由0.2π變為0.3π時，IIR濾波器240仍可繼續維持其收斂性，不會因為“換檔”(FC/FS由0.2π變為0.3π)而造成轉換不順的現象，例如，產生震盪或發散的現象。對照之下，傳統濾波器在階數產生變化(從二階變為三階)時，容易產生震盪現象，如第7B圖所示。再者，根據本發明，各組濾波係數之間呈現連續性的分布的另一好處是計算方便，若頻率比值(FC/FS)落在第6B圖之第二查閱表的任兩階之間，相對應的一組濾波係數可以內插來產生，當然，也可以取最接近的截止頻率的係數來表示。另一方面，上述第一查表單元231及第二查表單元232皆可以利用一唯讀記憶體、一組合邏輯(combinational logic)電路及一暫存器電路之其一來加以實施，其中，該暫存器電路包含複數個暫存器。
第二查表單元232輸出一組對應的濾波係數a(1)、a(2)、a(3)、b(1)、b(2)、b(3)至IIR濾波器240後，IIR濾波器240即依據該組濾波係數，對輸入訊號Di[n]進行濾波。如果該組濾波係數對應的截止頻率較高，IIR濾波器240可快速反應；如果該組濾波係數對應的截止頻率較低，IIR濾波器240可濾除較多雜訊。據此，本發明動態無限脈衝響應濾波裝置200可依據輸入訊號的變化量，改變相對應的濾波係數，進而動態調整IIR濾波器240不同的截止頻率，使濾波裝置200在”濾除雜訊”和“快速反應”的兩種極端目的之間，達成暫時最佳功效。第8圖顯示本發明動態無限脈衝響應濾波裝置的輸出訊號與輸入訊號之間的關係。請同時參考第1A圖、第1B圖及第8圖，相對於傳統濾波器，本發明動態無限脈衝響應濾波裝置200的輸出訊號在變化較快的陡升區域有較快速的反應時間，並在變化較少的平緩區域有極佳的抗雜訊比(SNR)。
第9圖顯示本發明動態有限脈衝響應濾波裝置一實施例之架構示意圖。參考第9圖，本發明動態有限脈衝響應濾波裝置900包含一前置低通濾波器210、一變化量偵測器220、一係數產生單元930及一有限脈衝響應濾波器940。在本說明書中，相同標號的元件具有相同功能，在此不於贅述。以下，僅說明本實施例與第2圖之實施例相異之處。
一般而言，FIR濾波器的結構分為四型：第一型(type I)、第二型(type II)、第三型(type III)及第四型(type IV)。第一型FIR濾波器具有以下的對稱性脈衝響應(symmetric impulse response)：
其中，M為偶數。第二型FIR濾波器亦具有滿足上述方程式(2)的對稱性脈衝響應，但M為奇數。至於第三型FIR濾波器具有以下的反對稱性脈衝響應：
其中，M為偶數。第四型FIR濾波器亦具有滿足上述方程式(3)的反對稱性脈衝響應，但M為奇數。
本發明不限定FIR濾波器940的結構，另外，本發明亦不限定FIR濾波器940的階數(order)。實作者可依電路所需特性，選擇第一型有限脈衝響應濾波器、或第二型有限脈衝響應濾波器、或第三型有限脈衝響應濾波器、或第四型有限脈衝響應濾波器，並根據所需的頻率響應(frequency response)，選擇適當的階數(order)。在第九圖之實施例中，FIR濾波器940係以四階(n=4)的第一型FIR濾波器之直接結構(direct form)來加以實施，如第10A圖所示，四階(n=4)的第一型FIR濾波器的輸入與輸出符合以下之四階差分方程式：Do[n]=b(1)×Da[n]+b(2)×Da[n-1]+b(3)×Da[n-2]+b(4)×Da[n-3]+b(5)×Da[n-4].................(4)。
第二查表單元932內建一第二查閱表，將接收到的截止頻率FC除以FS後，得到一頻率比值(FC/FS)，再根據該頻率比值(FC/FS)來查詢第二查閱表，以產生一組對應的濾波係數b(1)~b(5)(請參考方程式(4))。第10B圖顯示第二查閱表的另一個例子。參考第10B圖，第二查閱表中共有九階之頻率比值(FC/FS)(單位：π)，而各階之頻率比值(FC/FS)分別對應一組濾波係數b(1)~b(5)(請參考方程式(4))，用以實現不同截止頻率下之四階(n=4)的第一型FIR濾波器。一般來說，濾波器的階數越高，過渡區越窄，但是第二查閱表需要記錄的濾波係數就較多，電路設計者可依硬體的成本考量及電路濾波需求來實現不同階數的FIR濾波器。
第10C圖顯示第10B圖中各組濾波係數之間呈現連續性關係。明顯地，從第10C圖可以觀察到本發明的特色：相對應於各頻率比值(FC/FS)，同一型且同一階濾波器之各組濾波係數之間呈現連續性的分布。第二查表單元932輸出一組對應的濾波係數b(1)~b(5)至FIR濾波器940後，FIR濾波器940即依據該組濾波係數，對輸入訊號Di[n]進行濾波。如果該組濾波係數對應的截止頻率較高，FIR濾波器940可快速反應；如果該組濾波係數對應的截止頻率較低，FIR濾波器940可濾除較多雜訊。
上述所有實施例中，輸入訊號Di[n]係表示手指的觸碰位置，亦即輸入訊號Di[n]的測量值是位置或座標，之後，再根據輸入訊號的速度變化量、或/及位置變化量、或/及平均速度，來動態改變濾波器(240或940)之截止頻率。須注意的是，本發明之動態濾波裝置及其方法亦可應用於其他須要濾波的積體電路上，因此輸入訊號Di[n]的測量值可依據不同的應用電路而改變，例如：電壓值、亮度值、溫度值、或電流量等等，據此，本發明再根據輸入訊號的變化量、或/及輸入訊號一次微分的變化量、或/及輸入訊號一次微分的平均值，來動態改變濾波器(240或940)之截止頻率，使得輸入訊號在變化量少時獲得較高的訊號雜訊比，在變化量大能縮短反應時間，以改善濾波器的反應時間和抗雜訊能力。相對應地，第2圖及第9圖中的環境變數也依據不同的應用電路而有差異，例如：偵測區域、時段、溼度、溫度、距離等等。
以上雖以實施例說明本發明，但並不因此限定本發明之範圍，只要不脫離本發明之要旨，該行業者可進行各種變形或變更。
200．．．動態無限脈衝響應濾波裝置
210．．．前置低通濾波器
220．．．變化量偵測器
230、930．．．係數產生單元
231．．．第一查表單元
232、932．．．第二查表單元
240．．．無限脈衝響應濾波器
900．．．動態有限脈衝響應濾波裝置
940．．．有限脈衝響應濾波器
第1A圖顯示一傳統濾波器的輸出訊號與輸入訊號之間的關係。
第1B圖顯示另一傳統濾波器的輸出訊號與輸入訊號之間的關係。
第2圖顯示本發明動態無限脈衝響應濾波裝置一實施例之架構示意圖。
第3圖顯示觸碰位置隨時間變化的一個例子。
第4圖顯示本發明變化量偵測器之一實施例的架構變示意圖。
第5A圖顯示偵測值VAR和截止頻率FC之關係曲線的一個例子。
第5B圖顯示偵測值VAR和截止頻率FC之關係曲線的另一個例子。
第5C圖顯示距離與SNR之關係曲線。
第5D圖係根據第5C圖，顯示不同區域具有不同的偵測值VAR和截止頻率FC之關係曲線。
第6A圖顯示二階(n=2)的契比雪夫第二型IIR濾波器之直接第一型結構的信號流。
第6B圖顯示第二查閱表的一個例子。
第6C圖顯示第6B圖中各組濾波係數之間的關係。
第7A圖顯示當頻率比值(FC/FS)產生變化時，輸出訊號與輸入訊號之間的關係。
第7B圖顯示當傳統濾波器的階數產生變化時，輸出訊號產生之震盪現象。
第8圖顯示本發明動態無限脈衝響應濾波裝置的輸出訊號與輸入訊號之間的關係。
第9圖顯示本發明動態有限脈衝響應濾波裝置一實施例之架構示意圖。
第10A圖顯示四階(n=4)的第一型FIR濾波器之直接結構的信號流。
第10B圖顯示第二查閱表的另一個例子。
第10C圖顯示第10B圖中各組濾波係數之間呈現連續性關係。
200．．．動態無限脈衝響應濾波裝置
210．．．前置低通濾波器
220．．．變化量偵測器
230．．．係數產生單元
231．．．第一查表單元
232．．．第二查表單元
240．．．無限脈衝響應濾波器

Claims (27)

  1. 一種動態濾波裝置，包含：一變化量偵測器，根據一第一輸入訊號之多個連續取樣值，產生一偵測值；一係數產生單元，根據該偵測值，產生一組濾波係數；以及一濾波器，根據該組濾波係數，對該輸入訊號進行濾波；其中，該偵測值的大小與該些連續取樣值之變化量、該些連續取樣值一次微分之變化量及該些連續取樣值一次微分之平均值之至少其一或其組合有關。
  2. 如申請專利範圍第1項所記載之濾波裝置，其中該些連續取樣值之變化量為該些連續取樣值之標準偏差值及該些連續取樣值之絕對誤差總和之其一。
  3. 如申請專利範圍第1項所記載之濾波裝置，其中該些連續取樣值一次微分之變化量為該些連續取樣值一次微分之標準偏差值及該些連續取樣值一次微分之絕對誤差總和之其一。
  4. 如申請專利範圍第1項所記載之濾波裝置，其中該係數產生單元包含：一第一查表單元，內建一第一查閱表，用以接收該偵測值，並根據該第一查閱表，來產生一截止頻率；以及一第二查表單元，內建一第二查閱表，用以接收該截止頻率，並根據該第二查閱表，來產生該組濾波係數；其中，該截止頻率與該偵測值之間呈單調遞增關係。
  5. 如申請專利範圍第4項所記載之濾波裝置，其中該第一查表單元及該第二查表單元係分別由一唯讀記憶體、一組合邏輯電路及一暫存器電路之其一來加以實施。
  6. 如申請專利範圍第4項所記載之濾波裝置，其中該第二查閱表的內容會隨該濾波器的階數之不同而改變。
  7. 如申請專利範圍第4項所記載之濾波裝置，其中該第二查閱表的內容會隨該濾波器的種類之不同而改變。
  8. 如申請專利範圍第4項所記載之濾波裝置，其中該第二查閱表包含多組濾波係數，且各組濾波係數之間呈現連續性。
  9. 如申請專利範圍第4項所記載之濾波裝置，其中該第一查表單元更接收一環境變數，並根據該第一查閱表，來產生該截止頻率。
  10. 如申請專利範圍第1項所記載之濾波裝置，其中該濾波器為一無限脈衝響應濾波器。
  11. 如申請專利範圍第10項所記載之濾波裝置，其中該無限脈衝響應濾波器係由一巴特沃士(Butterworth)濾波器、一契比雪夫第一型(Chebyshev type I)濾波器、一契比雪夫第二型(Chebyshev type II)濾波器及一橢圓(elliptic)濾波器之其一來實施。
  12. 如申請專利範圍第1項所記載之濾波裝置，其中該濾波器為一有限脈衝響應濾波器。
  13. 如申請專利範圍第12項所記載之濾波裝置，其中該有限脈衝響應濾波器係由一第一型有限脈衝響應濾波器、一第二型有限脈衝響應濾波器、一第三型有限脈衝響應濾波器及一第四型有限脈衝響應濾波器之其一。
  14. 如申請專利範圍第1項所記載之濾波裝置，更包含：一前置低通濾波器，係該移動量偵測器之前級電路，用以接收一第二輸入訊號，並預先濾除該第二輸入訊號之雜訊，以產生該第一輸入訊號。
  15. 一種動態濾波方法，包含：根據一第一輸入訊號之多個連續取樣值，得到一偵測值；根據該偵測值，得到一組濾波係數；以及利用一濾波器，根據該組濾波係數，對該輸入訊號進行濾波；其中，該偵測值的大小與該些連續取樣值之變化量、該些連續取樣值一次微分之變化量及該些連續取樣值一次微分之平均值之至少其一或其組合有關。
  16. 如申請專利範圍第15項所記載之濾波方法，其中該些連續取樣值之變化量為該些連續取樣值之標準偏差值及該些連續取樣值之絕對誤差總和之其一。
  17. 如申請專利範圍第15項所記載之濾波方法，其中該些連續取樣值一次微分之變化量為該些連續取樣值一次微分之標準偏差值及該些連續取樣值一次微分之絕對誤差總和之其一。
  18. 如申請專利範圍第15項所記載之濾波方法，其中該得到該組濾波係數步驟包含：根據該偵測值，查詢一第一查閱表，以得到一截止頻率；以及根據該截止頻率，查詢一第二查閱表，以得到該組濾波係數；其中，該截止頻率與該偵測值之間呈單調遞增關係。
  19. 如申請專利範圍第18項所記載之濾波方法，其中該第二查閱表的內容會隨該濾波器的階數之不同而變動。
  20. 如申請專利範圍第18項所記載之濾波方法，其中該第二查閱表的內容會隨該濾波器的種類之不同而變動。
  21. 如申請專利範圍第18項所記載之濾波方法，其中該第二查閱表包含多組濾波係數，且各組濾波係數之間呈現連續性。
  22. 如申請專利範圍第18項所記載之濾波方法，其中該查詢該第一查閱表步驟還包含：更根據一環境變數，查詢該第一查閱表，以得到該截止頻率。
  23. 如申請專利範圍第15項所記載之濾波方法，其中該濾波器為一無限脈衝響應濾波器。
  24. 如申請專利範圍第23項所記載之濾波方法，其中該無限脈衝響應濾波器係由一巴特沃士(Butterworth)濾波器、一契比雪夫第一型(Chebyshev type I)濾波器、一契比雪夫第二型(Chebyshev type II)濾波器及一橢圓(elliptic)濾波器之其一來實施。
  25. 如申請專利範圍第15項所記載之濾波方法，其中該濾波器為一有限脈衝響應濾波器。
  26. 如申請專利範圍第25項所記載之濾波方法，其中該有限脈衝響應濾波器係由一第一型有限脈衝響應濾波器、一第二型有限脈衝響應濾波器、一第三型有限脈衝響應濾波器及一第四型有限脈衝響應濾波器之其一。
  27. 如申請專利範圍第15項所記載之濾波方法，更包含：預先濾除接收一第二輸入訊號之雜訊，以得到該第一輸入訊號。
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