JP2974646B2 - センサレス・ブラシレスｄｃモータ - Google Patents
センサレス・ブラシレスｄｃモータInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Brushless Motors (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は機器の特性上温度か
湿度が高いか位置センサの付着が困難な所に用いられる
センサレス・ブラシレスＤＣモータ（Ｓｅｎｓｏｒｌｅ
ｓｓ Ｂｌｕｓｈｌｅｓｓ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅ
ｎｔ Ｍｏｔｏｒ）に係り、より詳細には、測定された
相電圧からコミュテーション信号を形成する部分に各々
の二つの計数器で構成されたデジタル移相器（Ｄｉｇｉ
ｔａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）を使用すること
により測定雑音の飛び込み及び外乱の影響を受けないよ
うにしたセンサレス・ブラシレスＤＣモータの制御装置
及び制御方法に関するものである。
湿度が高いか位置センサの付着が困難な所に用いられる
センサレス・ブラシレスＤＣモータ（Ｓｅｎｓｏｒｌｅ
ｓｓ Ｂｌｕｓｈｌｅｓｓ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅ
ｎｔ Ｍｏｔｏｒ）に係り、より詳細には、測定された
相電圧からコミュテーション信号を形成する部分に各々
の二つの計数器で構成されたデジタル移相器（Ｄｉｇｉ
ｔａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）を使用すること
により測定雑音の飛び込み及び外乱の影響を受けないよ
うにしたセンサレス・ブラシレスＤＣモータの制御装置
及び制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電子産業の小型化及び軽量化によってＤ
Ｃモータにおいて必須的なブラシを削除するための研究
が推進された結果、ブラシの除去の代わりに供給電圧を
回路的に正確に制御して反転される電圧をＤＣモータに
供給するブラシレスモータ（Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ Ｍｏ
ｔｏｒ）が開発された。
Ｃモータにおいて必須的なブラシを削除するための研究
が推進された結果、ブラシの除去の代わりに供給電圧を
回路的に正確に制御して反転される電圧をＤＣモータに
供給するブラシレスモータ（Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ Ｍｏ
ｔｏｒ）が開発された。
【０００３】このようなブラシレスモータにおいてモー
タ回転子の正確な位置測定は正確な電圧供給のため必須
的である。しかし、湿度か温度が高くて位置測定装置の
センサ（Ｓｅｎｓｏｒ）に誤動作を誘発するか、位置測
定装置が付着できない圧縮機のような装置においては位
置測定が困難な場合が発生して、また、ブラシレスＤＣ
モータにおいて位置測定装置が占める空間が広くて比重
が大きいから、センサレス・ブラシレスＤＣモータの開
発が推進されてきた。
タ回転子の正確な位置測定は正確な電圧供給のため必須
的である。しかし、湿度か温度が高くて位置測定装置の
センサ（Ｓｅｎｓｏｒ）に誤動作を誘発するか、位置測
定装置が付着できない圧縮機のような装置においては位
置測定が困難な場合が発生して、また、ブラシレスＤＣ
モータにおいて位置測定装置が占める空間が広くて比重
が大きいから、センサレス・ブラシレスＤＣモータの開
発が推進されてきた。
【０００４】このセンサレス・ブラシレスＤＣモータの
駆動は回転子の位置センサがないから、固定子コイル端
子に発生する誘起電圧に基づいて固定子コイルの通電制
御を行う。これのため固定子の回転方向に沿って配置さ
れた複数の固定子コイルの各端子に各々現れる誘起電圧
を基準電圧（０Ｖ）と比較する。この比較出力は通電オ
ン／オフ時に現れるスパイク（Ｓｐｉｋｅ）電圧Ｖｓに
よる出力変化を無効にする波形整形処理する。このよう
な波形整形処理された比較出力に基づいて各固定子コイ
ルの通電制御、即ち、コミュテーションを実施する。
駆動は回転子の位置センサがないから、固定子コイル端
子に発生する誘起電圧に基づいて固定子コイルの通電制
御を行う。これのため固定子の回転方向に沿って配置さ
れた複数の固定子コイルの各端子に各々現れる誘起電圧
を基準電圧（０Ｖ）と比較する。この比較出力は通電オ
ン／オフ時に現れるスパイク（Ｓｐｉｋｅ）電圧Ｖｓに
よる出力変化を無効にする波形整形処理する。このよう
な波形整形処理された比較出力に基づいて各固定子コイ
ルの通電制御、即ち、コミュテーションを実施する。
【０００５】しかし、固定子コイルの通電状態を転換す
る時に発生する逆起電力が原点を通過する地点以外でも
エッジ信号が発生する場合にはシステムが誤動作する原
因になる。言いかえると、これは固定子コイルの通電相
が不正確に行なわれてモータの回転不調等が誘発でき
る。特開平４−３１７５８５号公報にはこのような問題
点を解決するための技術が掲載されている。その内容に
ついて説明すると次のようである。
る時に発生する逆起電力が原点を通過する地点以外でも
エッジ信号が発生する場合にはシステムが誤動作する原
因になる。言いかえると、これは固定子コイルの通電相
が不正確に行なわれてモータの回転不調等が誘発でき
る。特開平４−３１７５８５号公報にはこのような問題
点を解決するための技術が掲載されている。その内容に
ついて説明すると次のようである。
【０００６】図６は従来のセンサレス・ブラシレスＤＣ
モータの制御回路を示すブロック図であり、図７は図６
の各部における動作状態を示す波形チャートである。図
６及び図７において、Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは回転子の回転
方向に沿って配置された固定子コイル、１はコミュテー
ション（Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）発生回路、２は多相
駆動回路、３はゼロレベル比較回路、４はエッジ検出回
路、５はタイミング調整回路、６はエッジ検出制御回
路、７は起動用の発振回路、８はクロック切換回路、９
は制御部である。
モータの制御回路を示すブロック図であり、図７は図６
の各部における動作状態を示す波形チャートである。図
６及び図７において、Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは回転子の回転
方向に沿って配置された固定子コイル、１はコミュテー
ション（Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）発生回路、２は多相
駆動回路、３はゼロレベル比較回路、４はエッジ検出回
路、５はタイミング調整回路、６はエッジ検出制御回
路、７は起動用の発振回路、８はクロック切換回路、９
は制御部である。
【０００７】コミュテーション発生回路１は、各固定子
コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）ヘの通電を制御するための
多相制御信号いわゆるコミュテーション信号を、外部か
ら与えられるクロックＣＫに基づいて発生する。多相駆
動回路２は、前記コミュテーション信号に基づいて各固
定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）を位相別に通電駆動す
る。ゼロレベル比較回路３は、各固定子コイル（Ｌｕ、
Ｌｖ、Ｌｗ）の端子に現れる誘起電圧（Ｕ一Ｎ、Ｖ一
Ｎ、ＷーＮ）をそれぞれに基準電位（０Ｖ）と比較す
る。さらに、このような実施形態では、前記ゼロレベル
比較回路３として一定な入力数値を有するヒステリシス
付比較回路が使用されている。
コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）ヘの通電を制御するための
多相制御信号いわゆるコミュテーション信号を、外部か
ら与えられるクロックＣＫに基づいて発生する。多相駆
動回路２は、前記コミュテーション信号に基づいて各固
定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）を位相別に通電駆動す
る。ゼロレベル比較回路３は、各固定子コイル（Ｌｕ、
Ｌｖ、Ｌｗ）の端子に現れる誘起電圧（Ｕ一Ｎ、Ｖ一
Ｎ、ＷーＮ）をそれぞれに基準電位（０Ｖ）と比較す
る。さらに、このような実施形態では、前記ゼロレベル
比較回路３として一定な入力数値を有するヒステリシス
付比較回路が使用されている。
【０００８】エッジ検出回路４は、各比較回路３の出力
波形のエッジ（Ｅｄｇｅ）を位相別に検出した後、各相
のエッジ検出パルスを論理加算することによって、前記
コミュテーション発生回路１の基準クロックＣＫ２を発
生する。タイミング調整回路５は、前記エッジ検出回路
４が発生した基準クロックＣＫ２を所定時間ｔ２だけ遅
延調整した後、前記コミュテーション発生回路１にコミ
ュテーション信号発生のための基準クロックＣＫとして
与える。
波形のエッジ（Ｅｄｇｅ）を位相別に検出した後、各相
のエッジ検出パルスを論理加算することによって、前記
コミュテーション発生回路１の基準クロックＣＫ２を発
生する。タイミング調整回路５は、前記エッジ検出回路
４が発生した基準クロックＣＫ２を所定時間ｔ２だけ遅
延調整した後、前記コミュテーション発生回路１にコミ
ュテーション信号発生のための基準クロックＣＫとして
与える。
【０００９】エッジ検出制御回路６は遅延回路６１及び
ＯＲ論理ゲート６２によって構成され、コミュテーショ
ン発生回路１の動作状態を示すステータス信号に基づい
て、固定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）の通電切換時に
それぞれ対応する位相の比較出力波形からのエッジ検出
を禁止させる。発振回路７は、モータの起動時に基準ク
ロックＣＫ１を発生する。切換回路８は、モータ起動時
に前記発振回路７からの基準クロックＣＫ１をタイミン
グ調整回路５を介してコミュテーション発生回路１に基
準クロックＣＫとして与える。モータ起動後は、前記エ
ッジ検出回路４からの基準クロックＣＫ２をタイミング
調整回路５を介してコミュテーション発生回路１に基準
クロックＣＫとして与える。制御部９は、エッジ検出回
路４からの基準クロックＣＫ２等に基づいて切換回路８
を制御する。
ＯＲ論理ゲート６２によって構成され、コミュテーショ
ン発生回路１の動作状態を示すステータス信号に基づい
て、固定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）の通電切換時に
それぞれ対応する位相の比較出力波形からのエッジ検出
を禁止させる。発振回路７は、モータの起動時に基準ク
ロックＣＫ１を発生する。切換回路８は、モータ起動時
に前記発振回路７からの基準クロックＣＫ１をタイミン
グ調整回路５を介してコミュテーション発生回路１に基
準クロックＣＫとして与える。モータ起動後は、前記エ
ッジ検出回路４からの基準クロックＣＫ２をタイミング
調整回路５を介してコミュテーション発生回路１に基準
クロックＣＫとして与える。制御部９は、エッジ検出回
路４からの基準クロックＣＫ２等に基づいて切換回路８
を制御する。
【００１０】以下、前記構成による制御回路の動作につ
いて説明する。上述したセンサレス・ブラシレスＤＣモ
ータ駆動回路は、各固定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）
の端子に現れる誘起電圧（Ｕ−Ｎ、Ｖ−Ｎ、Ｗ−Ｎ）を
それぞれに基準電位（０Ｖ）と比較し、その比較出力波
形のエッジを位相別に検出することによって、コミュテ
ーションを行なうための基準クロックＣＫを得る。この
時、各固定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）ヘの通電のオ
ン／オフによって前記誘起電圧に現れるスパイク電圧Ｖ
ｓの影響は、比較回路３によって検出されるものの、エ
ッジ検出回路４で検出される前に、前記エッジ検出制御
回路６によって選択的に排除される。
いて説明する。上述したセンサレス・ブラシレスＤＣモ
ータ駆動回路は、各固定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）
の端子に現れる誘起電圧（Ｕ−Ｎ、Ｖ−Ｎ、Ｗ−Ｎ）を
それぞれに基準電位（０Ｖ）と比較し、その比較出力波
形のエッジを位相別に検出することによって、コミュテ
ーションを行なうための基準クロックＣＫを得る。この
時、各固定子コイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）ヘの通電のオ
ン／オフによって前記誘起電圧に現れるスパイク電圧Ｖ
ｓの影響は、比較回路３によって検出されるものの、エ
ッジ検出回路４で検出される前に、前記エッジ検出制御
回路６によって選択的に排除される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前述のような
従来の技術構成は、過渡状態か負荷が大きい場合、制御
状態によって相電圧測定において、固定子コイルの通電
転換時点以外でもエッジ検出に問題を発生させる測定雑
音が飛び込む可能性があり、さらに、外乱等によってエ
ッジ検出を禁止する区間で逆起電力の原点通過が発生で
きるから、各相の正確な通電を妨害するようになる。
従来の技術構成は、過渡状態か負荷が大きい場合、制御
状態によって相電圧測定において、固定子コイルの通電
転換時点以外でもエッジ検出に問題を発生させる測定雑
音が飛び込む可能性があり、さらに、外乱等によってエ
ッジ検出を禁止する区間で逆起電力の原点通過が発生で
きるから、各相の正確な通電を妨害するようになる。
【００１２】したがって、本発明は前記のような問題点
を解決するため案出されたもので、センサレス・ブラシ
レスＤＣモータの駆動装置において、各相に外乱の影響
に強く過渡状態と負荷条件に関係なく安定的に通電させ
るための装置及び方法を提供することを目的とする。
を解決するため案出されたもので、センサレス・ブラシ
レスＤＣモータの駆動装置において、各相に外乱の影響
に強く過渡状態と負荷条件に関係なく安定的に通電させ
るための装置及び方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】前述の目的を達成するた
めの本発明の特徴によると、コミュテーション部から供
給される通電信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁
を制御するためのセンサレス・ブラシレスＤＣモータの
制御回路において、各固定子コイルの端子電圧から各相
の相電圧を測定する相電圧測定部と、前記相電圧測定部
から測定された相電圧の符号を検出する相電圧符号検出
部と、前記相電圧符号検出部の信号に基づいて前記相電
圧より９０°遅延された遅延信号を発生させ、前記遅延
信号を前記コミュテーション部に供給するようにするデ
ジタル移相器が開示される。
めの本発明の特徴によると、コミュテーション部から供
給される通電信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁
を制御するためのセンサレス・ブラシレスＤＣモータの
制御回路において、各固定子コイルの端子電圧から各相
の相電圧を測定する相電圧測定部と、前記相電圧測定部
から測定された相電圧の符号を検出する相電圧符号検出
部と、前記相電圧符号検出部の信号に基づいて前記相電
圧より９０°遅延された遅延信号を発生させ、前記遅延
信号を前記コミュテーション部に供給するようにするデ
ジタル移相器が開示される。
【００１４】好ましくは、前記デジタル移相器は、前記
相電圧符号検出部から検出された信号のセットされた時
間値を積算する第１計数器と、前記相電圧符号検出部か
ら検出された信号のクリアされた時間を積算する第２計
数器と、前記第１計数器と前記第２計数器の中で一つの
計数器の値が他の計数器の値の１／２と同一であるかを
比較するための比較手段と、前記比較手段によって一つ
の計数器の値が他の計数器の値の１／２になった場合に
前記他計数器の値をクリアさせるためのクリア手段と、
前記クリア手段によって第１計数器がクリアされる場合
にクリアされた信号を発生させて、第２計数器がクリア
される場合にセットされた信号を発生させる遅延信号発
生土手段とを含む。
相電圧符号検出部から検出された信号のセットされた時
間値を積算する第１計数器と、前記相電圧符号検出部か
ら検出された信号のクリアされた時間を積算する第２計
数器と、前記第１計数器と前記第２計数器の中で一つの
計数器の値が他の計数器の値の１／２と同一であるかを
比較するための比較手段と、前記比較手段によって一つ
の計数器の値が他の計数器の値の１／２になった場合に
前記他計数器の値をクリアさせるためのクリア手段と、
前記クリア手段によって第１計数器がクリアされる場合
にクリアされた信号を発生させて、第２計数器がクリア
される場合にセットされた信号を発生させる遅延信号発
生土手段とを含む。
【００１５】また、好ましくは、前記デジタル移相器
は、前記第１計数器の積算値と前記第２計数器の積算値
を既設定された任意の値と比較する設定値比較手段と、
前記設定値比較手段による比較結果、前記積算値が前記
既設定値より大きい場合に前記積算値を前記既設定値で
維持するための設定値維持手段とを含む。
は、前記第１計数器の積算値と前記第２計数器の積算値
を既設定された任意の値と比較する設定値比較手段と、
前記設定値比較手段による比較結果、前記積算値が前記
既設定値より大きい場合に前記積算値を前記既設定値で
維持するための設定値維持手段とを含む。
【００１６】本発明の他の特徴によると、コミュテーシ
ョン部から供給される通電信号に基づいて多数の固定子
コイルの励磁を制御するためのセンサレス・ブラシレス
ＤＣモータの制御方法において、前記固定子の各相の端
子電圧から各々相電圧を測定する相電圧測定段階と、前
記相電圧測定段階から測定された信号に基づいて相電圧
の符号を検出する相電圧符号検出段階と、前記相電圧符
号検出段階から前記相電圧信号より９０°遅延された信
号を発生させ前記遅延信号を前記コミュテーション部に
出力するデジタル移相段階とで行われる。
ョン部から供給される通電信号に基づいて多数の固定子
コイルの励磁を制御するためのセンサレス・ブラシレス
ＤＣモータの制御方法において、前記固定子の各相の端
子電圧から各々相電圧を測定する相電圧測定段階と、前
記相電圧測定段階から測定された信号に基づいて相電圧
の符号を検出する相電圧符号検出段階と、前記相電圧符
号検出段階から前記相電圧信号より９０°遅延された信
号を発生させ前記遅延信号を前記コミュテーション部に
出力するデジタル移相段階とで行われる。
【００１７】好ましくは、前記デジタル移相段階は、前
記相電圧符号検出段階から正の電圧区間の時間を積算す
る第１計数段階と、前記相電圧符号検出段階から負の電
圧区間の時間を積算する第２計数段階と、前記第１計数
段階と第２計数段階の中でいずれの一つの積算値が他の
一つの積算値の１／２と一致するかを判断する積算値比
較段階と、前記積算値比較段階で比較対象の積算値が彼
比較対象の積算値の１／２に該当すると前記彼比較対象
の積算値をクリアさせる計数器クリア段階と、前記計数
器クリア段階で第１計数器がクリアされる場合クリアさ
れた信号を生成して、第２計数器がクリアされる場合セ
ットされた信号を生成する遅延信号発生段階とを含む。
記相電圧符号検出段階から正の電圧区間の時間を積算す
る第１計数段階と、前記相電圧符号検出段階から負の電
圧区間の時間を積算する第２計数段階と、前記第１計数
段階と第２計数段階の中でいずれの一つの積算値が他の
一つの積算値の１／２と一致するかを判断する積算値比
較段階と、前記積算値比較段階で比較対象の積算値が彼
比較対象の積算値の１／２に該当すると前記彼比較対象
の積算値をクリアさせる計数器クリア段階と、前記計数
器クリア段階で第１計数器がクリアされる場合クリアさ
れた信号を生成して、第２計数器がクリアされる場合セ
ットされた信号を生成する遅延信号発生段階とを含む。
【００１８】選択的に、前記デジタル移相段階は、前記
計数器の積算値が既設定された設定値より大きいかを比
較し、前記積算値が前記設定値より大きい場合に前記積
算値を前記設定値で維持する積算値固定段階を含むこと
ができる。また、本発明の他の特徴によると、モータが
起動して規定速度に到達する前までステッピング信号を
発生させるステッピング信号発生部と、前記モータの固
定子コイルの各相の電圧を検出するための相電圧検出部
と、前記相電圧検出部によって検出された相電圧から符
号を検出するための相電圧符号検出部と、前記相電圧符
号検出部から検出された波形より前記９０°遅延された
信号を出力させるデジタル移相器と、前記ステッピング
信号発生部から発生された信号と前記デジタル移相器か
ら発生された信号を比較して選択するモード選択部と、
前記モード選択選択部から選択された信号を前記固定子
コイルの通電信号で出力するコミュテーション部と、前
記コミュテーション部の通電信号に基づいて前記モータ
の固定子コイルに電力を供給するインバータが開示され
る。
計数器の積算値が既設定された設定値より大きいかを比
較し、前記積算値が前記設定値より大きい場合に前記積
算値を前記設定値で維持する積算値固定段階を含むこと
ができる。また、本発明の他の特徴によると、モータが
起動して規定速度に到達する前までステッピング信号を
発生させるステッピング信号発生部と、前記モータの固
定子コイルの各相の電圧を検出するための相電圧検出部
と、前記相電圧検出部によって検出された相電圧から符
号を検出するための相電圧符号検出部と、前記相電圧符
号検出部から検出された波形より前記９０°遅延された
信号を出力させるデジタル移相器と、前記ステッピング
信号発生部から発生された信号と前記デジタル移相器か
ら発生された信号を比較して選択するモード選択部と、
前記モード選択選択部から選択された信号を前記固定子
コイルの通電信号で出力するコミュテーション部と、前
記コミュテーション部の通電信号に基づいて前記モータ
の固定子コイルに電力を供給するインバータが開示され
る。
【００１９】好ましくは、前記デジタル移相器は、前記
相電圧符号検出部の相異な符号領域を積算するための二
つの積算器と、前記二つの積算器の中で一つの積算値が
他の積算器の１／２値になるかを比較するための比較器
と、前記比較器で一つの積算器の積算値が他の積算器の
積算値に該当する時遅延信号を発生させるための遅延信
号発生手段とを含む。
相電圧符号検出部の相異な符号領域を積算するための二
つの積算器と、前記二つの積算器の中で一つの積算値が
他の積算器の１／２値になるかを比較するための比較器
と、前記比較器で一つの積算器の積算値が他の積算器の
積算値に該当する時遅延信号を発生させるための遅延信
号発生手段とを含む。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の好ましい実施形態について詳細に説明する。但し、従
来と同一な役割をする部分に関する説明は省略する。図
１は本発明の一実施形態に適用される制御回路のブロッ
ク図であり、図２は図１に図示されたブロック図の各部
における波形を示す波形図である。
の好ましい実施形態について詳細に説明する。但し、従
来と同一な役割をする部分に関する説明は省略する。図
１は本発明の一実施形態に適用される制御回路のブロッ
ク図であり、図２は図１に図示されたブロック図の各部
における波形を示す波形図である。
【００２１】図１において、符号１１０はモータ１７０
が起動して規定速度に到達する前までステッピング（Ｓ
ｔｅｐｐｉｎｇ）信号（Ｈ１’、Ｈ２’、Ｈ３’）を発
生するための起動信号発生部、１２０は各々の端子電圧
（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）から相電圧を算出して各相電圧の
符号を検出する相電圧検出部、１３０は前記相電圧検出
部から検出された相電圧に基づいて入力波形より９０°
遅延された信号を抽出するデジタル（Ｄｉｇｉｔａ１）
移相器、１４０は起動段階においてモータ（Ｍｏｔｏ
ｒ）が規定速度に到達したかを判断するモード（Ｍｏｄ
ｅ）選択部、１５０はデジタル移相器からの信号あるい
は前記起動信号発生部１１０からの信号に基づいて通電
信号を供給するコミュテーション部、１６０は前記デジ
タル移相器から得られる速度情報に基づいてＰＷＭ形態
の電圧命令によってモータを可変させるインバータ（Ｉ
ｎｖｅｒｔｅｒ）、１７０は前記インバータ命令によっ
て動作されるセンサレス・ブラシレスＤＣモータであ
る。さらに、１００はマイコン（Ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕ
ｔｅｒ：ＭｌＣＯＭ）として、そのマイコン内に起動信
号発生部１１０、モード選択部１４０、コミュテーショ
ン部１５０及びデジタル移相器１３０を含んで製作する
こともできる。
が起動して規定速度に到達する前までステッピング（Ｓ
ｔｅｐｐｉｎｇ）信号（Ｈ１’、Ｈ２’、Ｈ３’）を発
生するための起動信号発生部、１２０は各々の端子電圧
（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）から相電圧を算出して各相電圧の
符号を検出する相電圧検出部、１３０は前記相電圧検出
部から検出された相電圧に基づいて入力波形より９０°
遅延された信号を抽出するデジタル（Ｄｉｇｉｔａ１）
移相器、１４０は起動段階においてモータ（Ｍｏｔｏ
ｒ）が規定速度に到達したかを判断するモード（Ｍｏｄ
ｅ）選択部、１５０はデジタル移相器からの信号あるい
は前記起動信号発生部１１０からの信号に基づいて通電
信号を供給するコミュテーション部、１６０は前記デジ
タル移相器から得られる速度情報に基づいてＰＷＭ形態
の電圧命令によってモータを可変させるインバータ（Ｉ
ｎｖｅｒｔｅｒ）、１７０は前記インバータ命令によっ
て動作されるセンサレス・ブラシレスＤＣモータであ
る。さらに、１００はマイコン（Ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕ
ｔｅｒ：ＭｌＣＯＭ）として、そのマイコン内に起動信
号発生部１１０、モード選択部１４０、コミュテーショ
ン部１５０及びデジタル移相器１３０を含んで製作する
こともできる。
【００２２】前記相電圧符号検出部１２０は、前記モー
タ１７０の固定子端子から得られる端子電圧Ｖａ、Ｖ
ｂ、Ｖｃから線間電圧 Ｖａｂ＝Ｖａ−Ｖｂ、Ｖｂｃ＝Ｖｂ−Ｖｃ、Ｖｃａ＝Ｖ
ｃ−Ｖａ が得られ、中心点電圧Ｖｎは、 Ｖｎ＝（Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）／３ である性質を利用して次のような相電圧が得られる。 Ｖａｎ＝Ｖａ−Ｖｎ＝（２Ｖａ−Ｖｂ−Ｖｃ）／３＝
（２Ｖａｂ＋Ｖｂｃ）／３ Ｖｂｎ＝Ｖｂ−Ｖｎ＝（２Ｖｂ−Ｖｃ−Ｖａ）／３＝
（２Ｖｂｃ＋Ｖａｂ）／３ Ｖｃｎ＝Ｖｃ−Ｖｎ＝−Ｖａｎ−Ｖｂｎ 前記相電圧（Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎ）から低域フィル
タ（Ｌｏｗ ＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）を使用し
てＰＷＭ周波数成分を減衰させた後、ヒステリシス：比
較器を使用して相電圧符号（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）を得
る。
タ１７０の固定子端子から得られる端子電圧Ｖａ、Ｖ
ｂ、Ｖｃから線間電圧 Ｖａｂ＝Ｖａ−Ｖｂ、Ｖｂｃ＝Ｖｂ−Ｖｃ、Ｖｃａ＝Ｖ
ｃ−Ｖａ が得られ、中心点電圧Ｖｎは、 Ｖｎ＝（Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）／３ である性質を利用して次のような相電圧が得られる。 Ｖａｎ＝Ｖａ−Ｖｎ＝（２Ｖａ−Ｖｂ−Ｖｃ）／３＝
（２Ｖａｂ＋Ｖｂｃ）／３ Ｖｂｎ＝Ｖｂ−Ｖｎ＝（２Ｖｂ−Ｖｃ−Ｖａ）／３＝
（２Ｖｂｃ＋Ｖａｂ）／３ Ｖｃｎ＝Ｖｃ−Ｖｎ＝−Ｖａｎ−Ｖｂｎ 前記相電圧（Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎ）から低域フィル
タ（Ｌｏｗ ＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）を使用し
てＰＷＭ周波数成分を減衰させた後、ヒステリシス：比
較器を使用して相電圧符号（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）を得
る。
【００２３】図２に図示された相電圧Ｖａｎは、前記数
式及びこれを行なうための演算手段を経由した出力がＬ
ＰＦを通過した状態の波形を示し、このような相電圧
は、ヒステリシス比較器を介してＳａで図示される相電
圧符号を示すようになる。この時、相電圧符号信号Ｓａ
には、誘起電圧Ｖａｎの原点通過以外の部分でもエッジ
部分が発生するようになる。デジタル移相器１３０は前
記相電圧符号検出部１２０により検出された相電圧符号
を正符号計数器及び負符号計数器を通してサンプリング
（Ｓａｍｐｌｉｎｇ）周期ごと各符号別で計数する。
式及びこれを行なうための演算手段を経由した出力がＬ
ＰＦを通過した状態の波形を示し、このような相電圧
は、ヒステリシス比較器を介してＳａで図示される相電
圧符号を示すようになる。この時、相電圧符号信号Ｓａ
には、誘起電圧Ｖａｎの原点通過以外の部分でもエッジ
部分が発生するようになる。デジタル移相器１３０は前
記相電圧符号検出部１２０により検出された相電圧符号
を正符号計数器及び負符号計数器を通してサンプリング
（Ｓａｍｐｌｉｎｇ）周期ごと各符号別で計数する。
【００２４】この時、正符号計数器及び負符号計数器の
中でいずれの一つの計数器の計数値が他の計数器の計数
値の１／２に到達すると、他の計数器をクリア（Ｃｌｅ
ａｒ）させる動作を相互交番に実行しながら正符号計数
器及び負符号計数器の中でいずれの一つがクリアされた
かによって出力をセットあるいはリセットさせることに
より、入力信号の基本波に対して９０°程度遅延された
出力信号を発生させる。
中でいずれの一つの計数器の計数値が他の計数器の計数
値の１／２に到達すると、他の計数器をクリア（Ｃｌｅ
ａｒ）させる動作を相互交番に実行しながら正符号計数
器及び負符号計数器の中でいずれの一つがクリアされた
かによって出力をセットあるいはリセットさせることに
より、入力信号の基本波に対して９０°程度遅延された
出力信号を発生させる。
【００２５】図３は図２のデジタル移相器１３０を詳細
に示す回路図で、これを通して前記デジタル移相器１３
０をより詳細に説明する。前記デジタル移相器１３０
は、前記相符号検出部１２０から各々の相電圧符号Ｓ
ａ、Ｓｂ、Ｓｃの入力を受けて各々デジタル移相化する
第１デジタル移相器１３０ａと第２デジタル移相器１３
０ｂ及び第３デジタル移相器１３０ｃとで構成される
が、これらデジタル移相化過程は入出力だけが相異で、
処理過程は同一であるから、本願では重複説明を排除す
るため相電圧符号の中の一つであるＳａの入力を受けて
デジタル移相化する第１デジタル移相器１３０ａについ
て詳細に説明する。
に示す回路図で、これを通して前記デジタル移相器１３
０をより詳細に説明する。前記デジタル移相器１３０
は、前記相符号検出部１２０から各々の相電圧符号Ｓ
ａ、Ｓｂ、Ｓｃの入力を受けて各々デジタル移相化する
第１デジタル移相器１３０ａと第２デジタル移相器１３
０ｂ及び第３デジタル移相器１３０ｃとで構成される
が、これらデジタル移相化過程は入出力だけが相異で、
処理過程は同一であるから、本願では重複説明を排除す
るため相電圧符号の中の一つであるＳａの入力を受けて
デジタル移相化する第１デジタル移相器１３０ａについ
て詳細に説明する。
【００２６】正符号計数器（１３１ａ：以下、Ｐａ計数
器と称する）がａ相の相電圧符号Ｓａが正符号である場
合に計数を実行する反面、負符号計数器（１３２ａ：以
下、Ｎａ計数器と給する）はａ相の相電圧符号Ｓａが負
符号である場合に計数を実行する。
器と称する）がａ相の相電圧符号Ｓａが正符号である場
合に計数を実行する反面、負符号計数器（１３２ａ：以
下、Ｎａ計数器と給する）はａ相の相電圧符号Ｓａが負
符号である場合に計数を実行する。
【００２７】これによって、正符号比較部１３４ａは、
前記Ｐａ計数器１３１ａの計数値と前記Ｎａ計数器１３
２ａの計数値とを第１除算器１３３ａを通して２で除算
した値を比較して前記Ｐａ計数器１３１ａの計数値が第
１除算器１３３ａの出力値（即ち、前記Ｎａ計数器１３
２ａの計数値の１／２に該当する値）と同一であると、
前記Ｎａ計数器１３２ａの計数値をクリアさせるととも
にロジックハイ（Ｌｏｇｉｃ Ｈｉｇｈ）状態の出力を
ロジックロー（Ｌｏｇｉｃ Ｌｏｗ）状態の出力に転換
して、前記Ｐａ計数器１３１ａの計数値が第１除算器１
３３ａの出力値より小さいか前記Ｎａ計数器１３２ａの
出力によりクリアされる前までこの出力状態を維持す
る。
前記Ｐａ計数器１３１ａの計数値と前記Ｎａ計数器１３
２ａの計数値とを第１除算器１３３ａを通して２で除算
した値を比較して前記Ｐａ計数器１３１ａの計数値が第
１除算器１３３ａの出力値（即ち、前記Ｎａ計数器１３
２ａの計数値の１／２に該当する値）と同一であると、
前記Ｎａ計数器１３２ａの計数値をクリアさせるととも
にロジックハイ（Ｌｏｇｉｃ Ｈｉｇｈ）状態の出力を
ロジックロー（Ｌｏｇｉｃ Ｌｏｗ）状態の出力に転換
して、前記Ｐａ計数器１３１ａの計数値が第１除算器１
３３ａの出力値より小さいか前記Ｎａ計数器１３２ａの
出力によりクリアされる前までこの出力状態を維持す
る。
【００２８】反面、負符号比較部１３６ａは、前記Ｎａ
計数器１３２ａの計数値と前記Ｐａ計数器１３１ａの計
数値を第２除算器１３５ａを通して２で除算した値を比
較して前記Ｎａ計数器１３２ａの計数値が第２除算器１
３５ａの出力値（即ち、前記Ｐａ計数器１３１ａの計数
値の１／２に該当する値）と同一であると、前記Ｐａ計
数器１３１ａの計数値をクリアさせることにより図３に
図示したような出力波形が示すようになる。
計数器１３２ａの計数値と前記Ｐａ計数器１３１ａの計
数値を第２除算器１３５ａを通して２で除算した値を比
較して前記Ｎａ計数器１３２ａの計数値が第２除算器１
３５ａの出力値（即ち、前記Ｐａ計数器１３１ａの計数
値の１／２に該当する値）と同一であると、前記Ｐａ計
数器１３１ａの計数値をクリアさせることにより図３に
図示したような出力波形が示すようになる。
【００２９】図４はデジタル移相器によって９０°遅延
される信号が形成される過程を示すフローチャートであ
る。まず、ａ相の相電圧Ｓａが１であるかを判断して
（Ｓ１）、１である場合には初期状態値が０であるＰａ
計数器を１増加させて（Ｓ２）、１ではないと初期値が
０であるＮａ計数器を１増加させる（Ｓ３）。
される信号が形成される過程を示すフローチャートであ
る。まず、ａ相の相電圧Ｓａが１であるかを判断して
（Ｓ１）、１である場合には初期状態値が０であるＰａ
計数器を１増加させて（Ｓ２）、１ではないと初期値が
０であるＮａ計数器を１増加させる（Ｓ３）。
【００３０】次に、Ｐａ計数器の値とＮａ計数器の値が
設定値Ｍより小さいか判断する（Ｓ４、Ｓ５）。この
時、設定値Ｍは充分に大きい値として各々の計数器値の
オーバフローを防止する。前記Ｍ値との判断段階（Ｓ
４）で、Ｐａ計数器の値がＭ値より小さいと、Ｐａ計数
器の値がＮａ計数器の値の１／２に該当するかを判断し
て（Ｓ７）、前記Ｍ値との判断でＰａ計数器の値がＭ値
より大きいとＰａ計数器の値をＭで設定して（Ｓ６）、
Ｐａ計数器の値がＮａ計数器の値の１１２に該当するか
を判断する（Ｓ７）。
設定値Ｍより小さいか判断する（Ｓ４、Ｓ５）。この
時、設定値Ｍは充分に大きい値として各々の計数器値の
オーバフローを防止する。前記Ｍ値との判断段階（Ｓ
４）で、Ｐａ計数器の値がＭ値より小さいと、Ｐａ計数
器の値がＮａ計数器の値の１／２に該当するかを判断し
て（Ｓ７）、前記Ｍ値との判断でＰａ計数器の値がＭ値
より大きいとＰａ計数器の値をＭで設定して（Ｓ６）、
Ｐａ計数器の値がＮａ計数器の値の１１２に該当するか
を判断する（Ｓ７）。
【００３１】前記１／２値判断段階（Ｓ７）で、Ｐａ計
数器の値がＮａ計数器の値の１／２と同一であると、ａ
計数器を０にクリアさせて移相出力Ｓａｏを１でセット
させる。もし、Ｐａ計数器の値がＮａ計数器の値の１／
２ではないと終了される。また、Ｎａ計数器の値が設定
値Ｍより小さいかを判断する判断段階（Ｓ５）で、Ｎａ
計数器値がＭ値より小さいとＮａ計数器値がＰａ計数器
値の１／２と同一するかを判断して（Ｓ８）、Ｎａ計数
器値がＭ値より小さくないとＮａ計数器値をＭで設定し
た後、Ｎａ計数器値がＰａ計数器値の１／２と同一であ
るかを判断する（Ｓ８）。前記判断段階（Ｓ８）で、Ｎ
ａ計数器値がＰａ計数器値の１／２と同一であるとＰａ
計数器を０にクリアさせて、移相出力Ｓａｏを０にクリ
アさせる。また、前記１／２値判断段階（Ｓ８）で、Ｎ
ａ計数器の値がＰａ計数器の値の１／２ではないと終了
される。
数器の値がＮａ計数器の値の１／２と同一であると、ａ
計数器を０にクリアさせて移相出力Ｓａｏを１でセット
させる。もし、Ｐａ計数器の値がＮａ計数器の値の１／
２ではないと終了される。また、Ｎａ計数器の値が設定
値Ｍより小さいかを判断する判断段階（Ｓ５）で、Ｎａ
計数器値がＭ値より小さいとＮａ計数器値がＰａ計数器
値の１／２と同一するかを判断して（Ｓ８）、Ｎａ計数
器値がＭ値より小さくないとＮａ計数器値をＭで設定し
た後、Ｎａ計数器値がＰａ計数器値の１／２と同一であ
るかを判断する（Ｓ８）。前記判断段階（Ｓ８）で、Ｎ
ａ計数器値がＰａ計数器値の１／２と同一であるとＰａ
計数器を０にクリアさせて、移相出力Ｓａｏを０にクリ
アさせる。また、前記１／２値判断段階（Ｓ８）で、Ｎ
ａ計数器の値がＰａ計数器の値の１／２ではないと終了
される。
【００３２】図２及び図４に図示されるように、ａ相の
相電圧符号信号Ｓａは、相電圧Ｖａｎが正（＋）である
区間（ｔ０〜ｔ６）では１である値を有するが、ｔ６区
間以後では通電電流の急激な変化による添頭電圧Ｖｓが
発生して相電圧上に負（−）の領域を有するようになる
ことにより、電圧Ｖｓ区間（ｔ５−ｔ５’）では０の値
を維持するようになる。同様に、相電圧が負（−）にな
る領域（ｔ６−ｔ１２）で相電圧符号信号Ｓａは０の値
を有する。また、通電流が急激に変化することにより発
生するＶｓによる正（＋）の領域では、相電圧符号は１
になる。
相電圧符号信号Ｓａは、相電圧Ｖａｎが正（＋）である
区間（ｔ０〜ｔ６）では１である値を有するが、ｔ６区
間以後では通電電流の急激な変化による添頭電圧Ｖｓが
発生して相電圧上に負（−）の領域を有するようになる
ことにより、電圧Ｖｓ区間（ｔ５−ｔ５’）では０の値
を維持するようになる。同様に、相電圧が負（−）にな
る領域（ｔ６−ｔ１２）で相電圧符号信号Ｓａは０の値
を有する。また、通電流が急激に変化することにより発
生するＶｓによる正（＋）の領域では、相電圧符号は１
になる。
【００３３】このような相電圧符号信号Ｓａによって、
Ｓａの値が１であるｌ区間ではＰａ計数器の値は線形的
に増加して、Ｓａの値が０である区間ではＮａ計数器の
値は線形的に増加する。この時、比較器により一つの計
数器値が他の計数器値の１／２になるかを比較して、１
／２に到達すると他の値を０にクリアさせる。即ち、計
数器Ｐａの値は０から発生してｔ３の時点で計数器Ｎａ
の値の１／２になる。この時、計数器Ｎａの値は０にク
リアされる。
Ｓａの値が１であるｌ区間ではＰａ計数器の値は線形的
に増加して、Ｓａの値が０である区間ではＮａ計数器の
値は線形的に増加する。この時、比較器により一つの計
数器値が他の計数器値の１／２になるかを比較して、１
／２に到達すると他の値を０にクリアさせる。即ち、計
数器Ｐａの値は０から発生してｔ３の時点で計数器Ｎａ
の値の１／２になる。この時、計数器Ｎａの値は０にク
リアされる。
【００３４】同様に、計数器Ｎａの値は、ｔ５の時点か
ら０で始作して線形的に増加してｔ９の時点で計数器Ｐ
ａの値の１／２になる。したがって、計数器Ｐａの値は
０にクリアされる。移相出力Ｓａｏは計数器Ｐａの値が
計数器Ｎａの１／２になる時点であるｔ３で１にセット
されて、計数器Ｎａの値は計数器Ｐａの１／２になる時
点であるｔ９で０にクリアされる。この時、Ｓａｏの波
形はＳａの信号より９０°遅延された出力波形を有する
ようになる。このような方式で各相の移相された出力波
形Ｓｂｏ、Ｓｃｏが得られ、これらを各々反転させコミ
ュテーション信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を供給するようにな
る。
ら０で始作して線形的に増加してｔ９の時点で計数器Ｐ
ａの値の１／２になる。したがって、計数器Ｐａの値は
０にクリアされる。移相出力Ｓａｏは計数器Ｐａの値が
計数器Ｎａの１／２になる時点であるｔ３で１にセット
されて、計数器Ｎａの値は計数器Ｐａの１／２になる時
点であるｔ９で０にクリアされる。この時、Ｓａｏの波
形はＳａの信号より９０°遅延された出力波形を有する
ようになる。このような方式で各相の移相された出力波
形Ｓｂｏ、Ｓｃｏが得られ、これらを各々反転させコミ
ュテーション信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を供給するようにな
る。
【００３５】図５はＨ１、Ｈ２、Ｈ３とスイッチング素
子上下端の駆動信号を示す波形図である。コミュテーシ
ョン信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、図２の各々の移相信号Ｓ
ｂｏ、Ｓｃｏ、Ｓａｏを反転させた結果と一致して、こ
れによってスイッチング素子の上下端の駆動信号を供給
するようになる。この時、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、１２０
°の位相差を有し、これによってスイッチング素子に、
図面に図示されるような波形Ａ＋、Ｂ＋、Ｃ＋、Ａ−、
Ｂ−、Ｃ−をインバータ１６０のスイッチング素子の上
下端に供給して通電させる。
子上下端の駆動信号を示す波形図である。コミュテーシ
ョン信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、図２の各々の移相信号Ｓ
ｂｏ、Ｓｃｏ、Ｓａｏを反転させた結果と一致して、こ
れによってスイッチング素子の上下端の駆動信号を供給
するようになる。この時、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、１２０
°の位相差を有し、これによってスイッチング素子に、
図面に図示されるような波形Ａ＋、Ｂ＋、Ｃ＋、Ａ−、
Ｂ−、Ｃ−をインバータ１６０のスイッチング素子の上
下端に供給して通電させる。
【００３６】
【発明の効果】前述のように、本発明によるデジタル移
相器は、測定した相電圧信号を積分することにより相電
圧測定時に飛び込む雑音の影響をフィルタリングする効
果がある。したがって、外乱か過渡状態でも負荷条件と
は閥係なく安定的で正確なコミュテーション信号が得ら
れる。
相器は、測定した相電圧信号を積分することにより相電
圧測定時に飛び込む雑音の影響をフィルタリングする効
果がある。したがって、外乱か過渡状態でも負荷条件と
は閥係なく安定的で正確なコミュテーション信号が得ら
れる。
【００３７】また、本方式は負荷が大きい場合におい
て、実際のコミュテーション時点により電流の遷移区間
の１／２程度ほど先行する特徴があるから、実際システ
ムに存在する電流応答遅延による駆動システムの効率低
減を補償する効果がある。
て、実際のコミュテーション時点により電流の遷移区間
の１／２程度ほど先行する特徴があるから、実際システ
ムに存在する電流応答遅延による駆動システムの効率低
減を補償する効果がある。
【図１】 本発明の一実施形態に適用される制御回路を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】 図１に図示されたブロック図の各部における
波形を示す波形図である。
波形を示す波形図である。
【図３】 図２のデジタル移相器を詳細に示す回路図で
ある。
ある。
【図４】 デジタル移相器によって９０°遅延される信
号が形成される過程を示すフローチャートである。
号が形成される過程を示すフローチャートである。
【図５】 Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３とスイッチング素子上下端
の駆動信号を示す波形図である。
の駆動信号を示す波形図である。
【図６】 従来のセンサレス・ブラシレスＤＣモータの
制御回路を示すブロック図である。
制御回路を示すブロック図である。
【図７】 図６の各部における動作状態を示す波形図で
ある。
ある。
Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ：固定子コイル Ｈ１’、Ｈ２’、Ｈ３’：ステッピング信号 Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ：端子電圧 １：コミュテーション発生回路 ２：多相駆動回路 ３：ゼロレベル比較回路 ４：エッジ検出回路 ５：タイミング調整回路 ６：エッジ検出制御回路 ７：起動用発振回路 ８：クロック切換回路 ９：制御部 ６１：遅延回路 ６２：ＯＲ論理ゲート １００：マイコン １１０：起動信号校生部 １２０：相電圧検出部 １３０：デジタル移相器 １４０：モード選択部 １５０：コミュテーション部 １６０：インバータ １７０：センサレス・ブラシレスＤＣモータ １７０：モータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−101695（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−46881（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−247982（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−203586（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 6/18 H02P 6/20
Claims (5)
- 【請求項１】 コミュテーション部から供給される通電
信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁を制御するた
めのセンサレス・ブラシレスＤＣモータ（Ｓｅｎｓｏｒ
ｌｅｓｓ Ｂｌｕｓｈｌｅｓｓ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒ
ｒｅｎｔ Ｍｏｔｏｒ）の制御回路において、 各固定子コイルの端子電圧から各相の相電圧を測定する
相電圧測定部と、 前記相電圧測定部から測定された各相の相電圧の符号を
検出する相電圧符号検出部と、 前記相電圧符号検出部の信号に基づいて前記各相の相電
圧より９０°遅延された遅延信号を発生させ前記遅延信
号を前記コミュテーション部に供給するようにするデジ
タル移相器（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
ｅｒ）とを含み、 該デジタル移相器は、前記相電圧符号検出部から検出さ
れた各相の信号が出力された時間値を積算する各相の第
１計数器と、 前記相電圧符号検出部から各相の信号が出力されなかっ
た時間を積算する各相の第２計数器と、 前記第１計数器と前記第２計数器の中で一つの計数器の
値が他の計数器の値の１／２と同一であるかを比較する
ための比較手段と、 前記比較手段による比較結果が一つの計数器の値が他の
計数器の値の１／２である場合に前記他の計数器の値を
クリアさせるための各相のクリア手段と、 前記クリア手段により前記第１計数器がクリアされる場
合にはクリア信号を発生させ、前記第２計数器がクリア
される場合にはセット信号を発生させる各相の遅延信号
発生手段とを含むことを特徴とするセンサレス・ブラシ
レスＤＣモータの制御回路。 - 【請求項２】 前記デジタル移相器は、前記第１計数器
の積算値と前記第２計数器の積算値とを既設定された任
意の値と比較する設定値比較手段と、 前記設定値比較手段による比較結果前記積算値が前記既
設定値より大きい場合に、前記積算値を前記既設定値で
維持するための設定値維持手段とを含むことを特徴とす
る請求項１記載のセンサレス・ブラシレスＤＣモータの
制御回路。 - 【請求項３】 コミュテーション部から供給される通電
信号に基づいて多数の固定子コイルの励磁を制御するた
めのセンサレス・ブラシレスＤＣモータの制御方法にお
いて、 前記固定子の各相の端子電圧から各々の相電圧を測定す
る相電圧測定段階と、 前記相電圧測定段階から測定された信号に基づいて各相
の相電圧の符号を検出する相電圧符号検出段階と、 前記相電圧符号検出段階から前記各相の相電圧信号より
９０°遅延された信号を発生させ、前記遅延信号を前記
コミュテーション部に出力するデジタル移相段階とを含
み、 該デジタル移相段階は、前記相電圧符号検出段階から各
相の正（＋）の電圧区間の時間を積算する各相の第１計
数段階と、 前記相電圧符号検出段階から各相の負（−）の電圧区間
の時間を積算する各相の第２計数段階と、 前記第１計数段階と第２計数段階の中でいずれか一つの
積算値が他の積算値の１／２と一致するかを判断する積
算値比較段階と、 前記積算値比較段階で比較対象の積算値が彼比較対象の
積算値の１／２に該当すると、前記比較対象の積算値を
クリアさせる各相の計数器クリア段階と、 前記計数器クリア段階で、第１計数器がクリアされる場
合クリア信号を生成して、第２計数器がクリアされる場
合セット信号を生成する各相の遅延信号発生段階とを含
むことを特徴とするセンサレス・ブラシレスＤＣモータ
の制御方法。 - 【請求項４】 前記デジタル移相段階は、前記計数器の
積算値が既設定された設定値より大きいかを比較して、
前記積算値が前記設定値より大きい場合に前記積算値を
前記設定値で維持する積算値固定段階をさらに含むこと
を特徴とする請求項３記載のセンサレス・ブラシレスＤ
Ｃモータの制御方法。 - 【請求項５】 モータが起動して規定速度に到達する前
までステッピング信号を発生させるステッピング信号発
生部と、 前記モータの固定子コイルの各相の電圧を検出するため
の相電圧検出部と、 前記相電圧検出部により検出された各相の相電圧から符
号を検出するための相電圧符号検出部と、 前記相電圧符号検出部から検出された各相の波形より前
記９０°遅延された信号を出力させるデジタル移相器
と、 前記ステッピング信号発生部から発生された信号と前記
デジタル移相器から発生された信号とを比較して選択す
るモード選択部と、 前記モード選択部から選択された信号を前記固定子コイ
ルの通電信号で出力するコミュテーション部と、 前記コミュテーション部の通電信号に基づいて前記モー
タの固定子コイルに電力を供給するインバータとを含
み、 前記デジタル移相器は、前記相電圧符号検出部の相異な
る符号領域を積算するための二つの積算器と、 前記二つの積算器の中で一つの積算値が他の積算器の１
／２値になるかを比較するための比較器と、 前記比較器で一つの積算器の積算値が他の積算器の積算
値の１／２値に該当する時、遅延信号を発生させるため
の遅延信号発生手段とを含むことを特徴とするセンサレ
ス・ブラシレスＤＣモータの制御装置。
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