JP2724145B2 - 搬送波再生装置 - Google Patents
搬送波再生装置Info
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- JP2724145B2 JP2724145B2 JP62068060A JP6806087A JP2724145B2 JP 2724145 B2 JP2724145 B2 JP 2724145B2 JP 62068060 A JP62068060 A JP 62068060A JP 6806087 A JP6806087 A JP 6806087A JP 2724145 B2 JP2724145 B2 JP 2724145B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0083—Signalling arrangements
- H04L2027/0089—In-band signals
- H04L2027/0093—Intermittant signals
- H04L2027/0095—Intermittant signals in a preamble or similar structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、TDMA方式の様なバーストモードでの受信波
から搬送波を再生する装置に係り、特に、バースト状の
ディジタル位相変調波から搬送波を再生するのに好適な
搬送波再生装置に関する。 〔従来の技術〕 衛星通信等では、電波の有効利用を考えて種々の多重
通信方式が提案されている。現在最も有力かつ適用され
ている方式として、TDMA（Time Division Multiple Acc
ess）方式がある。このTDMA方式に於いては、変調波は
時間的にバースト状の信号となり、位相変調方式の場
合、受信側ではバースト波が到来する毎に搬送波を再生
する必要がある。このため、各バースト送信データに
は、先頭に同期パターンが付加され、この同期パターン
受信時間内で搬送波再生およびクロック抽出、AGC等を
同期させる技術がポイントになる。 さらに、チャネル利用効率を高めるため、上記バース
ト先頭の同期用期間を少なくするとこが重要である。こ
のため、搬送波を高速で再生する必要がある衛星通信等
では、地球局のアンテナ径の縮小化などから低C/N（Car
rier to Noise Ratio）下でも動作することが要求され
る。また、衛星回線では搬送周波数が高くなることか
ら、バースト毎の搬送波の周波数差はもちろん、受信局
での基準搬送波との周波数差も大きくなる。これらの要
求は、一般PLLについての動作としては、相反する性能
を求めることとなる。 同期時間の高速化を図りながらバースト状のディジタ
ル位相変調波から搬送波を再生する従来技術として、例
えば特開昭50-24062号公報がある。この従来技術では、
PLLの代りに狭帯域フィルタによって受信搬送波に応じ
たキャリアを抽出しており、同期時にはその同期パター
ンに応じた固定パターンで逆変調を行ない、バースト先
頭での高速引き込みを可能としている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術は、逆変調により変調成分による位相推
移をキャンセルし、無変調波として搬送波を抽出するの
で、同期前に擬似復調信号を発生させそれにより逆変調
をする必要がある。従って、そのためハードウェアが付
加されハード量が大きくなるという問題がある。一方、
受信搬送波と基準搬送波との周波数オフセットが大きく
なるにつれ、同期時の位相オフセットが生じるために、
これを防ぐAFC（Auto Frequency Control）ループを付
加する等、ハードの簡略化、低消費化に妨げとなる。ま
たディジタル化を行なうには困難である。 本発明の目的は、同期確立までの低C/N下での高速引
き込みが可能で且つ同期確立後の低位相ジッタによる同
期保持が可能な、小型かつ低消費電力化を図った搬送波
再生装置を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 ディジタル４相位相変調の場合、送信バーストデータ
の先頭に付加される同期パターンは、全て“0"または全
て“1"の無変調期間と、“0"と“1"の繰り返し期間とか
らなる場合が一般的であり、無変調期間は搬送波再生用
で、繰り返し期間はクロツク抽出用である。この同期パ
ターンの受信波は２相位相変調波であり、２相位相変調
波は４相位相変調波に比べて耐雑音性で優れている。 そこで上記目的は、同期パターン受信時には２相位相
変調の搬送波再生PLLとなる位相比較特性信号を再生PLL
へ供給し、４位相変調波に変わる以前に位相比較特性信
号を同期引込安定点を移動させずに４相位相変調の搬送
波再生PLLとなるように切替供給する構成とすること
で、達成される。 〔作用〕 低C/N下で同期用期間の短いバースト信号を受信した
場合でも、耐雑音性に優れた２相位相変調波を使用して
搬送波再生とクロック抽出を行ない、その後に位相比較
特性信号が４相位相変調の搬送波再生PLLとなるように
するので、低C/N下でも高速引き込みが可能となり、同
期確立後の低位相ジッタによる同期保持が可能となる。 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。 ４相位相変調波のバースト波の位相停留点を第２図に
示す。第２図（ａ）はバーストの先頭の無変調期間の位
相停留点で、i,qチャネルとも同一データが続いている
ため停留点は１ケ所となる。次に、第２図（ｂ）におい
ては、クロック成分を変調波に乗せクロック抽出を行な
う目的のため停留点は２ケ所を１ビット毎に移動してい
る。また第２図（ｃ）は、ランダムパターンにより変調
された時のもので、第２図（ａ），（ｂ）で示した同期
パターンに続くデータの位相停留点（４ケ所）を示して
いる。以上のことより、同期パターン時は、第２図
（ａ），（ｂ）により、２相位相変調波から搬送波再生
を行なえる位相比較特性で良いことは明らかである。ま
た、データ時は第２図（ｃ）から４相用の位相比較特性
が必要となる。 PLL型搬送波再生回路では、基準搬送波によって同期
検波された受信波は、基底帯域信号での直交２成分信号
として得られる。この搬送波の直交２成分を変調する２
成分信号は、第２図（ｃ）の停留点での領域を示すもの
である。よって、２信号にある演算を施して停留点をひ
とつにすることで、瞬時位相差が得られる。従って、こ
の演算信号つまり位相比較特性信号を、同期パターン内
での同期確立前は２相変調用として供給し、同期確立後
は４相変調用とし供給することで、バースト変調波から
の搬送波再生を行なう。 第１図は本発明の一実施例に係る搬送波再生装置の回
路図である。第１図において、受信端子１から入力した
受信信号ｒ（ｔ）は２つのミクサ2,3に加えられる。VCO
16の出力をcosωcｔとすれば、ミクサ２では受信信号ｒ
（ｔ）とこのVCO出力とが混合される。また、ミクサ３
では、移相器17で90°移相された前記VCO出力と受信信
号ｒ（ｔ）とが混合される。ミクサ２の出力は、ローパ
スフィルタ４を通して２相４相位相比較特性切換装置18
に入力される。ミクサ３の出力は、ローパスフィルタ５
を通して２相４相位相比較特性切換装置18に入力され
る。そして、２相４相位相比較特性切換装置18の出力が
ループフィルタ15を介してVCO16に供給されるようにな
っている。 ２相４相位相比較特性切換装置18は、ローパスフィル
タ４の出力信号ｉ（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ）とを加算する加算器６と、ローパスフィルタ
４の出力信号ｉ（ｔ）からローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ）を減算する加算器７と、ローパスフィルタ４
の出力信号ｉ（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信号ｑ
（ｔ）とを乗算する乗算器11と、加算器６の出力信号ｉ
（ｔ）＋ｑ（ｔ）と加算器７の出力信号ｉ（ｔ）−ｑ
（ｔ）とを乗算する乗算器８と、加算器６の出力信号ｉ
（ｔ）＋ｑ（ｔ）の符号を検出する例えばコンパレータ
で構成した符号検出器９と、乗算器11の出力信号ｉ
（ｔ）×ｑ（ｔ）の符号を検出する符号検出器12と、加
算器７の出力信号ｉ（ｔ）−ｑ（ｔ）に符号検出器９の
出力を乗算し乗算結果を端子Ａに出力する乗算器10と、
乗算器８の出力信号ｉ2−ｑ2（ｔ）に符号検出器12の出
力を乗算し乗算結果を端子Ｂに出力する乗算器13と、端
子Ａまたは端子Ｂをループフィルタ15に切り換え接続す
るスイッチ14を備えている。 ４相位相変調から搬送波再生を行なう方式としてコス
タスループを用いることは有効な手段であり、本実施例
で示す位相比較特性は、このPLL方式を応用している。 送信データのI,Q成分を、それぞれＩ（ｔ）,Q（ｔ）
とし、送信搬送波をｅj ω ctとすれば、受信変調波ｒ
（ｔ）は下式で表わせる。 ｒ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cosωcｔ＋Ｑ（ｔ）sinωcｔ ここで周波数オフセット，位相オフセットを考慮した式
では ｒ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cos（ωcｔ＋θ（ｔ））＋Ｑ（ｔ）
sin（ωcｔ＋θ（ｔ）） となる。通常のコスタス位相比較特性では、VCO出力をc
osωcｔとすれば、ベースバンドｉ（ｔ）,q（ｔ）は、 となるから、ループフィルタ15の入力は が得られる。この位相比較特性は周知の通り正弦波とな
る。一方、２相位相変調波に対しては、 が得られる位相比較特性が適している。 上記第１（１）式の位相比較特性を第３図（ｂ）の波
形20で示す。また、第（２）式の位相比較特性を第３図
（ａ）の波形21で示す。 本発明では、同期パターン受信時には上記第（２）式
で表わされる位相比較特性信号をループフィルタ15を介
してVOC16に供給して搬送波再生及びクロック抽出を行
ない、同期パターン後のデータ受信時は上記第（１）式
で表わされる位相比較特性信号をループフィルタ15を介
してVCO16に供給しようとするものである。 しかし、上記第（１）式，第（２）式で示される位相
比較特性信号をそのまま使用すると、不具合が生じてし
まう。これは、両特性とも不安定点を有しているため、
非同期現象が生じてしまうためである。高速引込みを行
なう場合、非同期現象が防ぐかその生起確率を下げる必
要がある。そこで本実施例では、第１図の符号検出器9,
12を設け、符号検出器9,12の出力を乗算することで、位
相比較特性を夫々第３図（ａ），（ｂ）の波形23,22の
様に変え、非同期の確率をゼロとしている。波形22,23
の位相比較特性は夫々下式（３），（４）で示される。
尚、sgn（…）は符号検出器で検出される符号である。 従って、第１図に示す実施例では、同期パターン受信
時にはスイッチ14を端子Ａ側とし、同期パターン終了近
傍でスイッチ14を端子Ｂに切り換えることで、位相比較
特性を、第３図（ａ）の特性線23から第３図（ｂ）の特
性線22にすることができる。このとき、これらの２つの
特性での引き込み安定点は移動しないので、同期確立は
保持される。尚、スイッチ14の切り換えは、同期パター
ンの長さが予め分かっているので、例えば、受信開始か
ら所定時間経過後にタイマ等で自動的に行なう。あるい
は、0,π変調期間を狭帯域フィルタで検知することで容
易に行える。 以上述べたように、本実施例によれば、BPSK引込時に
は耐雑音性がQPSK引込時よりも約3dB優れ、尚かつ位相
ジッタによる位相スリップのマージンも3dB高くなる。
さらに、引込み時の不安定点がQPSKの1/2のために、ハ
ングアップ率も1/2となる。しかるに、低C/N下での高速
同期が可能となる。また、ループゲイン等も同時に切り
換えることができるので、要求に応じた回路にすること
が可能と成る。 〔発明の効果〕 本発明によれば、ディジタル４相位相変調された受信
波をバースト毎に高速にしかも低C/N下でも搬送波再生
ができるという効果がある。
から搬送波を再生する装置に係り、特に、バースト状の
ディジタル位相変調波から搬送波を再生するのに好適な
搬送波再生装置に関する。 〔従来の技術〕 衛星通信等では、電波の有効利用を考えて種々の多重
通信方式が提案されている。現在最も有力かつ適用され
ている方式として、TDMA（Time Division Multiple Acc
ess）方式がある。このTDMA方式に於いては、変調波は
時間的にバースト状の信号となり、位相変調方式の場
合、受信側ではバースト波が到来する毎に搬送波を再生
する必要がある。このため、各バースト送信データに
は、先頭に同期パターンが付加され、この同期パターン
受信時間内で搬送波再生およびクロック抽出、AGC等を
同期させる技術がポイントになる。 さらに、チャネル利用効率を高めるため、上記バース
ト先頭の同期用期間を少なくするとこが重要である。こ
のため、搬送波を高速で再生する必要がある衛星通信等
では、地球局のアンテナ径の縮小化などから低C/N（Car
rier to Noise Ratio）下でも動作することが要求され
る。また、衛星回線では搬送周波数が高くなることか
ら、バースト毎の搬送波の周波数差はもちろん、受信局
での基準搬送波との周波数差も大きくなる。これらの要
求は、一般PLLについての動作としては、相反する性能
を求めることとなる。 同期時間の高速化を図りながらバースト状のディジタ
ル位相変調波から搬送波を再生する従来技術として、例
えば特開昭50-24062号公報がある。この従来技術では、
PLLの代りに狭帯域フィルタによって受信搬送波に応じ
たキャリアを抽出しており、同期時にはその同期パター
ンに応じた固定パターンで逆変調を行ない、バースト先
頭での高速引き込みを可能としている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術は、逆変調により変調成分による位相推
移をキャンセルし、無変調波として搬送波を抽出するの
で、同期前に擬似復調信号を発生させそれにより逆変調
をする必要がある。従って、そのためハードウェアが付
加されハード量が大きくなるという問題がある。一方、
受信搬送波と基準搬送波との周波数オフセットが大きく
なるにつれ、同期時の位相オフセットが生じるために、
これを防ぐAFC（Auto Frequency Control）ループを付
加する等、ハードの簡略化、低消費化に妨げとなる。ま
たディジタル化を行なうには困難である。 本発明の目的は、同期確立までの低C/N下での高速引
き込みが可能で且つ同期確立後の低位相ジッタによる同
期保持が可能な、小型かつ低消費電力化を図った搬送波
再生装置を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 ディジタル４相位相変調の場合、送信バーストデータ
の先頭に付加される同期パターンは、全て“0"または全
て“1"の無変調期間と、“0"と“1"の繰り返し期間とか
らなる場合が一般的であり、無変調期間は搬送波再生用
で、繰り返し期間はクロツク抽出用である。この同期パ
ターンの受信波は２相位相変調波であり、２相位相変調
波は４相位相変調波に比べて耐雑音性で優れている。 そこで上記目的は、同期パターン受信時には２相位相
変調の搬送波再生PLLとなる位相比較特性信号を再生PLL
へ供給し、４位相変調波に変わる以前に位相比較特性信
号を同期引込安定点を移動させずに４相位相変調の搬送
波再生PLLとなるように切替供給する構成とすること
で、達成される。 〔作用〕 低C/N下で同期用期間の短いバースト信号を受信した
場合でも、耐雑音性に優れた２相位相変調波を使用して
搬送波再生とクロック抽出を行ない、その後に位相比較
特性信号が４相位相変調の搬送波再生PLLとなるように
するので、低C/N下でも高速引き込みが可能となり、同
期確立後の低位相ジッタによる同期保持が可能となる。 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。 ４相位相変調波のバースト波の位相停留点を第２図に
示す。第２図（ａ）はバーストの先頭の無変調期間の位
相停留点で、i,qチャネルとも同一データが続いている
ため停留点は１ケ所となる。次に、第２図（ｂ）におい
ては、クロック成分を変調波に乗せクロック抽出を行な
う目的のため停留点は２ケ所を１ビット毎に移動してい
る。また第２図（ｃ）は、ランダムパターンにより変調
された時のもので、第２図（ａ），（ｂ）で示した同期
パターンに続くデータの位相停留点（４ケ所）を示して
いる。以上のことより、同期パターン時は、第２図
（ａ），（ｂ）により、２相位相変調波から搬送波再生
を行なえる位相比較特性で良いことは明らかである。ま
た、データ時は第２図（ｃ）から４相用の位相比較特性
が必要となる。 PLL型搬送波再生回路では、基準搬送波によって同期
検波された受信波は、基底帯域信号での直交２成分信号
として得られる。この搬送波の直交２成分を変調する２
成分信号は、第２図（ｃ）の停留点での領域を示すもの
である。よって、２信号にある演算を施して停留点をひ
とつにすることで、瞬時位相差が得られる。従って、こ
の演算信号つまり位相比較特性信号を、同期パターン内
での同期確立前は２相変調用として供給し、同期確立後
は４相変調用とし供給することで、バースト変調波から
の搬送波再生を行なう。 第１図は本発明の一実施例に係る搬送波再生装置の回
路図である。第１図において、受信端子１から入力した
受信信号ｒ（ｔ）は２つのミクサ2,3に加えられる。VCO
16の出力をcosωcｔとすれば、ミクサ２では受信信号ｒ
（ｔ）とこのVCO出力とが混合される。また、ミクサ３
では、移相器17で90°移相された前記VCO出力と受信信
号ｒ（ｔ）とが混合される。ミクサ２の出力は、ローパ
スフィルタ４を通して２相４相位相比較特性切換装置18
に入力される。ミクサ３の出力は、ローパスフィルタ５
を通して２相４相位相比較特性切換装置18に入力され
る。そして、２相４相位相比較特性切換装置18の出力が
ループフィルタ15を介してVCO16に供給されるようにな
っている。 ２相４相位相比較特性切換装置18は、ローパスフィル
タ４の出力信号ｉ（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ）とを加算する加算器６と、ローパスフィルタ
４の出力信号ｉ（ｔ）からローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ）を減算する加算器７と、ローパスフィルタ４
の出力信号ｉ（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信号ｑ
（ｔ）とを乗算する乗算器11と、加算器６の出力信号ｉ
（ｔ）＋ｑ（ｔ）と加算器７の出力信号ｉ（ｔ）−ｑ
（ｔ）とを乗算する乗算器８と、加算器６の出力信号ｉ
（ｔ）＋ｑ（ｔ）の符号を検出する例えばコンパレータ
で構成した符号検出器９と、乗算器11の出力信号ｉ
（ｔ）×ｑ（ｔ）の符号を検出する符号検出器12と、加
算器７の出力信号ｉ（ｔ）−ｑ（ｔ）に符号検出器９の
出力を乗算し乗算結果を端子Ａに出力する乗算器10と、
乗算器８の出力信号ｉ2−ｑ2（ｔ）に符号検出器12の出
力を乗算し乗算結果を端子Ｂに出力する乗算器13と、端
子Ａまたは端子Ｂをループフィルタ15に切り換え接続す
るスイッチ14を備えている。 ４相位相変調から搬送波再生を行なう方式としてコス
タスループを用いることは有効な手段であり、本実施例
で示す位相比較特性は、このPLL方式を応用している。 送信データのI,Q成分を、それぞれＩ（ｔ）,Q（ｔ）
とし、送信搬送波をｅj ω ctとすれば、受信変調波ｒ
（ｔ）は下式で表わせる。 ｒ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cosωcｔ＋Ｑ（ｔ）sinωcｔ ここで周波数オフセット，位相オフセットを考慮した式
では ｒ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cos（ωcｔ＋θ（ｔ））＋Ｑ（ｔ）
sin（ωcｔ＋θ（ｔ）） となる。通常のコスタス位相比較特性では、VCO出力をc
osωcｔとすれば、ベースバンドｉ（ｔ）,q（ｔ）は、 となるから、ループフィルタ15の入力は が得られる。この位相比較特性は周知の通り正弦波とな
る。一方、２相位相変調波に対しては、 が得られる位相比較特性が適している。 上記第１（１）式の位相比較特性を第３図（ｂ）の波
形20で示す。また、第（２）式の位相比較特性を第３図
（ａ）の波形21で示す。 本発明では、同期パターン受信時には上記第（２）式
で表わされる位相比較特性信号をループフィルタ15を介
してVOC16に供給して搬送波再生及びクロック抽出を行
ない、同期パターン後のデータ受信時は上記第（１）式
で表わされる位相比較特性信号をループフィルタ15を介
してVCO16に供給しようとするものである。 しかし、上記第（１）式，第（２）式で示される位相
比較特性信号をそのまま使用すると、不具合が生じてし
まう。これは、両特性とも不安定点を有しているため、
非同期現象が生じてしまうためである。高速引込みを行
なう場合、非同期現象が防ぐかその生起確率を下げる必
要がある。そこで本実施例では、第１図の符号検出器9,
12を設け、符号検出器9,12の出力を乗算することで、位
相比較特性を夫々第３図（ａ），（ｂ）の波形23,22の
様に変え、非同期の確率をゼロとしている。波形22,23
の位相比較特性は夫々下式（３），（４）で示される。
尚、sgn（…）は符号検出器で検出される符号である。 従って、第１図に示す実施例では、同期パターン受信
時にはスイッチ14を端子Ａ側とし、同期パターン終了近
傍でスイッチ14を端子Ｂに切り換えることで、位相比較
特性を、第３図（ａ）の特性線23から第３図（ｂ）の特
性線22にすることができる。このとき、これらの２つの
特性での引き込み安定点は移動しないので、同期確立は
保持される。尚、スイッチ14の切り換えは、同期パター
ンの長さが予め分かっているので、例えば、受信開始か
ら所定時間経過後にタイマ等で自動的に行なう。あるい
は、0,π変調期間を狭帯域フィルタで検知することで容
易に行える。 以上述べたように、本実施例によれば、BPSK引込時に
は耐雑音性がQPSK引込時よりも約3dB優れ、尚かつ位相
ジッタによる位相スリップのマージンも3dB高くなる。
さらに、引込み時の不安定点がQPSKの1/2のために、ハ
ングアップ率も1/2となる。しかるに、低C/N下での高速
同期が可能となる。また、ループゲイン等も同時に切り
換えることができるので、要求に応じた回路にすること
が可能と成る。 〔発明の効果〕 本発明によれば、ディジタル４相位相変調された受信
波をバースト毎に高速にしかも低C/N下でも搬送波再生
ができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例に係る搬送波再生装置の回路
図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は受信バースト波の
位相停留点の説明図、第３図（ａ），（ｂ）は夫々BPSK
時,QPSK時の位相比較特性図である。 １……受信端子、2,3……ミクサ、4,5……低域通過フィ
ルタ、6,7……加算器、８……乗算器、９……符号検
出、10,11……乗算器、12……符号検出、13……乗算
器、14……位相比較切換えスイッチ、15……ループフィ
ルタ、16……VCO、17……90°移相器、18……２相４相
位相比較特性切換装置、ｉ（ｔ）……同期成分データ、
ｑ（ｔ）……直交成分データ。
図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は受信バースト波の
位相停留点の説明図、第３図（ａ），（ｂ）は夫々BPSK
時,QPSK時の位相比較特性図である。 １……受信端子、2,3……ミクサ、4,5……低域通過フィ
ルタ、6,7……加算器、８……乗算器、９……符号検
出、10,11……乗算器、12……符号検出、13……乗算
器、14……位相比較切換えスイッチ、15……ループフィ
ルタ、16……VCO、17……90°移相器、18……２相４相
位相比較特性切換装置、ｉ（ｔ）……同期成分データ、
ｑ（ｔ）……直交成分データ。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭53−144209（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−215156（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−287145（ＪＰ，Ａ)
ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ
ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ
Ｓ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−26，Ｎｏ．６,
Ｐ．865−872
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．ディジタル４相位相変調方式で時分割多重接続を行
うときのバースト状の受信波から搬送波を再生するPLL
型の搬送波再生装置において、前記バースト波の先頭に
付加された同期パターンに搬送波再生での基準波が同期
する過程では２相位相変調波のみを対象とした位相比較
特性信号をPLLに供給する手段と、同期確立後は同期引
込安定点を移動させずに４相位相変調波を対象とした位
相比較特性信号をPLLに切り換え供給する手段とを設け
たことを特徴とする搬送波再生装置。
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