JPH0222583B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は衛星通信方式に適するTDMA（時分
割多元接続方式）の送信装置に関する。特に、オ
フセツトPSK変調方式を採用するTDMAにおい
てバースト状信号の先頭部に前置語とそれに後続
する情報語を形成する手段を兼揃えたバースト状
多相位相オフセツト通信における送信装置に関す
るものである。ここで、「オフセツトPSK変調方
式」とは、Ｎ相位相変調器（ただしＮは正の整数
とする。）に入力するＮ−１個のデータ系列のう
ち、少なくとも１系列のビツト変化のタイミング
が、他の系列のタイミングと大きく異なる位相変
調方式をいう。

オフセツトPSK変調方式による通信では、信
号をその変調波に包絡線変動が少ない非線形応答
を持つ伝送路を通しても、その非線形特性の影響
を受けることが少ない。従つて、この方式は衛星
通信システムに利用され、衛星（トランスポンダ
ー）塔載の増幅器を飽和レベルで使用し、送信電
力の有効利用およびシステム経費の低減をはかる
ことができる。

しかし、従来のPSK変調に比べて、オフセツ
ト変調回路が追加されるため回路が複雑化し、飽
和レベルで伝送されるので包絡線変動が少なくな
り、また通常の通信システムでは信号対雑音比が
良好でない。これらのためオフセツトPSK変復
調装置（Offset PSK Modem）を実用的に利用
するには、なおいくつかの問題を解決しなければ
ならない。その中でも特に、バースト状信号の先
頭部に設置する前置語（プリアンブルワード）を
どのような構成にするかは、変復調回路の実現を
可能にする意味でも非常に重要である。

衛星通信系のような通信システムにおいて用い
られるバースト通信方式では、情報を伝送する場
合にのみ送信動作が行われる。このため、所要電
力が節減できることと、同一の衛星および同一の
周波数帯を用いて多数個の送受信局間で通信が行
える利点がある。

またオフセツトPSK通信では、情報は搬送波
をオフセツトPSK変調することによつて伝送さ
れ、搬送波の相対的な位相変化の形で情報が表わ
される。このようなオフセツトPSK信号の復調
は、オフセツトPSK変調信号の位相を基準搬送
波の位相と比較することによつて行われる。従つ
てオフセツトPSK変調信号の復調に際しては、
受信側で受信信号から基準搬送波を再生する必要
がある。また、これと同時に復調出力から送信さ
れたデイジタル情報を再生するために、タイミン
グ信号も必要であり、これもまた受信信号から取
出されなければならない。

このため、バースト状のオフセツトPSK通信
では、受信された各バースト毎に基準搬送波とタ
イミング信号の再生が必要である。ところがこの
ような基準搬送波およびタイミング信号等の基準
信号は、バーストの到来と同時に瞬時に再生され
るものではなく、一般にある時間の遅れを伴う。
この基準信号の再生に要する時間をアクジシヨン
という。このアクジシヨン時間には基準信号が確
立していないため、情報を伝達することができな
い。そこでバーストの先端部分に、アクジシヨン
時間に相当する時間だけ継続する通信情報を含ま
ない、専ら基準信号の確立を促すための前置語
（Preamble Word、基準信号の確立を促すための
同期用の語と、送信局識別用の語を含めて前置語
と言うこともあるが、ここでは同期用の語のみを
前置語と称する。）を設け、その後に情報語
（Information Word）を続ける方法が用いられ
る。このような前置語と情報語からなるバースト
によつて行う通信においては、通信の効率を上げ
るために前置語をできるだけ短くすることが要求
される。すなわち前置語に要求される性能は、短
時間のうちに基準搬送波に関する情報とタイミン
グ信号に関する情報を確実に伝送することであ
る。さらに付加的な要求性能として、受信側にお
いてバーストの前置語の部分と情報語の部分との
境界を検出するための情報を含むことが望まし
い。

基準搬送波再生のアクジシヨン時間を短くし、
しかもその位相ジツタを小さくするという立場か
らは、前置語は無変調であることが好都合である
が、無変調信号からはタイミング信号を取出すこ
とができない。そこで通常とられる１つの方法と
して、前置語を時間的に２つの部分に分け、その
一方では信号を無変調とし専ら基準搬送波の確立
を行い、他方では０、π、０、π……のような深
い変調をかけ、タイミング信号の確立を促す方法
である。この方法は、基準搬送波とタイミング信
号の双方のアクジシヨン時間に対して余裕を見込
む必要があるため、特に前置語を短くしたいとい
う要求のあるときは有効な方法ではない。また他
の方法として、前置語全体にわたつて適当な位相
変調をかけ、これからタイミング信号を抽出し、
これと併行してPSK信号から基準搬送波の確立
を行う方法がある。このPSK変調信号を前置語
として、オフセツトPSK変調波から基準搬送波
を抽出する方法では、位相変調成分を除去する手
段と、位相ジツタを軽減する手段とを組合わせた
回路を用いる。またこの変調信号からタイミング
信号を抽出する方法は、搬送波成分を除去する手
段と、同じく位相ジツタを軽減する手段とを組合
わせた回路を用いる。

位相ジツタを軽減する手段は大別して、位相同
期回路を用いる方法と、帯域通過フイルタを用い
る方法とがある。前者は等価雑音帯域を極めて狭
くすることが容易であり、ジツタ軽減効果が大き
い反面、アクジシヨンが後者に比べて不確実であ
る欠点を持つ。後者は逆にアクジシヨンが確実で
ある反面等価雑音帯域幅を狭くすることが難し
い。

また位相変調成分を除去する手段としては、逆
変調器を用いてオフセツトPSK変調信号を連続
信号に変換する、いわゆる逆変調法、逓倍器を用
いてPSK信号をその相数の２倍だけ逓倍し、変
調成分を除去した後再び周波数逓降を行う、いわ
ゆる逓倍法、ならびにベースバンドの乗算器を用
いて逆変調法の逆変調器と類似の動作をさせる、
いわゆるコスタス（Costas）法がよく知られて
いる。これらPSK信号から基準搬送波を抽出す
る方法の短所は、逆変調器、逓倍器、乗算器等の
回路要素の本質的な非直線性ならびにその回路実
現上の不完全性によつて信号対雑音比が劣化し、
基準搬送波のジツタが多くなること、および入力
の信号対雑音比が悪くなるとアクジシヨン時間が
長くなることである。

搬送波成分を除去し、タイミング信号を抽出す
る方法としては、包絡線検波器を用いて変調波の
ビツト（２値変調に対応する情報単位）変動成分
のみを抽出する方法、１ビツト単位に相当する遅
延時間だけ遅らせた信号との乗算による遅延検波
法によりタイミング信号を取出す方法、あるいは
１／２ビツト単位の遅延回路を用いた同じ遅延検波
法等がある。

抽出されたタイミング信号の位相ジツタを除去
する方法としては、前述の位相同期回路を用いる
方法と、帯域通過フイルタを用いる方法のほか
に、可変位相器を使用し基準タイミング信号の位
相を自動的にタイミング検出位相に追尾する方法
等がある。

またこれら回路の実現性を考えるときには、オ
フセツトPSK変調方式の独特の特質を考慮しな
ければならない。例えばオフセツトPSK変調波
は非線形回路の飽和出力で使用される場合が多い
ので、包絡線検波法を使つたのでは包絡線検波器
出力が直流に近くなり、ビツト変化による検波出
力変動が少なくなるため、抽出されるタイミング
情報が非常に少なくなる。このため１ビツトある
いは1/2ビツトの遅延検波法を使用した方が、ビ
ツト変化のタイミング情報を包絡線変動とは直接
関係しない位相検波により抽出するものより有利
である。

この発明の目的は、上記した従来の方法の欠点
を改善し補い、アクジシヨン時間が短く、かつ位
相ジツタの少ない再生基準搬送波およびタイミン
グ信号を得ることができ、さらに前置語の部分と
情報語の部分の境界を明確に検出することができ
るようなバースト状位相変調信号を発生する送信
装置を提供することにある。

本発明は、搬送波に前置語として位相αと位相
β（α、βは任意の位相、ただしβ−α≠０、π）
を交互にとるように、２相位相変調する手段と、
搬送波に情報語として送信信号に対応した2π／Ｎｉ （Ｎ：正の整数、ｉ＝０、１、２……Ｎ−１）の
位相をとるようにＮ相位相オフセツト変調を行う
手段とを備えたことを特徴とする。

以下図面を用いて詳細に説明する。特にことわ
らない限りここに説明する実施例は、Ｎ＝４、オ
フセツト時間＝1/2Ｔ（Ｔはシンボル周期すなわち
タイミング周波数の逆数）である。

第１図はこの発明の一実施例を示すブロツク図
である。１は搬送波発振源であり、この発振出力
は切替スイツチ６を介して、２相位相変調器２あ
るいは４（Ｎ）相位相変調器４へ供給される。２
相位相変調器２は端子３から加えられた周期2T
の矩形波状信号によつて制御され、搬送波にα、
βの位相変調を行う。

４相位相変調器４は端子対５，５′に加えられ
た送信符号に対応して、０、π／２、π、3π／
２の４相位相変調を行う。このとき端子対５，
５′には時間的オフセツトがあるため、そのオフ
セツト時間分だけ４相位相変調のタイミングがず
れる。これら両変調器の出力のいずれかが切替ス
イツチ６と連動し、端子７からの制御信号によつ
て制御されたスイツチ６′を通り、ゲート回路８
に加わる。ゲート回路８は端子９からのゲートオ
ン・オフ制御信号によつて制御される。ゲート回
路８の出力は、送信信号として端子１０から取出
される。なお端子７へ加わる制御信号により、前
置語の部分ではスイツチ６，６′が下側の端子に
接続され、情報語の部分ではスイツチ６，６′が
上側の端子に接続される。また端子９へ加わるゲ
ートオン・オフ制御信号は、あらかじめ定められ
た時間だけゲートをオンにし、バースト状の送信
を行わせるための制御信号である。

この装置の動作を第２図に示す波形図および第
３図に示すベクトル図を用いて説明する。

第２図ａは送信信号の構成を示したものであ
り、前置語の部分１１および情報語の部分１２か
らバーストを形成している。この送信信号は前置
語の部分が２相位相変調されていて、情報語の部
分が４相位相オフセツト変調されている。その位
相変化の一例を第２図ｂの波形図に示す。前置語
の部分では位相αとβを交互にとり、情報語の部
分では位相は０、π／２、π、3π／２のうちの
いずれかの値をとる。ただし第２図ｂでは４相位
相変調器４への入力信号端子対５，５′には、1/2
Ｔ時間の時間的オフセツトを有しているため、
０、π／２、π、3π／２の位相変化は1/2Ｔ時間
ごとに表われている。

この前置語の部分と情報語の部分の変調形式の
切替は端子７へ加わる制御信号によつて行われる
が、その制御信号の波形を第２図ｃの波形１４で
示す。また波形１５は端子９へ加わるゲートオ
ン・オフ信号の波形を示す。波形１３から明らか
なように前置語の部分と情報語の部分ではそのと
り得る位相が異なるので、受信側でこの境界を検
出することは容易である。

波形１３で示した位相の関係をベクトル図で表
わすと第３図のようになる。前置語の部分の位相
はベクトル１６，１７で表わされ情報語の部分の
位相はベクトル１８，１９，２０，２１で表わさ
れる。このベクトル図から明らかなように、ベク
トル１６はベクトル２２と２３に分割して考える
ことができる。またベクトル１７はベクトル２２
と２４に分割できる。従つて前置語の部分におけ
る位相は時間的に連続で、しかもベクトル１８と
同位相の成分を表わすベクトル２２と、時間的に
交互に生じるベクトル２３，２４の和で考えるこ
とができる。このような連続成分を含む信号から
は、先に述べたような位相変調成分除去回路を用
いることなく、位相同期回路あるいは狭帯域通過
フイルターにより直接に、この連続成分すなわち
基準搬送波を取出すことができる。

ここで、ベクトル２３，２４は等長逆方向であ
るため、位相同期回路などの狭帯域通過回路へ加
わつた場合には、平均化されて消滅する。このよ
うに前置語の部分から位相変調成分除去を行わず
に基準搬送波を取出し得ることは、その位相ジツ
タおよびアクジシヨン特性の点から極めて望まし
いことである。なお情報語の部分からも、継続的
に基準搬送波を取出すためには、位相変調成分除
去機能を持たせるように基準搬送波検出回路の状
態を切替る必要があるが、この時点においては既
に基準搬送波は確立しているので、位相同期回路
あるいは狭帯域通過フイルタの雑音帯域は、アク
ジシヨン時間を考慮することなく十分に狭くする
ことができる。従つて位相変調成分除去回路によ
る信号対雑音比の劣化には十分に対処することが
できる。

第４図には４相位相オフセツト変調器（第１図
の回路４）の具体的構成を示す。入力信号端子対
５，５′に入力した２系列のデータのうち、片方
のデータ系列のみが1/2Ｔ時間だけ遅らせる回路
２５を通り、増幅器２６，２６′により増幅され
たのち、４相位相変調の２入力端子に入力する。

第５図ａには入力信号端子対５，５′に入力す
る２系列データの具体例を波形３９，４０に示
す。また４相位相変調器の２入力端子に入力する
２系列のデータを波形４１，４２に示す。

第５図ｂには、４相位相オフセツト変調された
信号の動きをベクトル図で先の２系列のデータ波
形４１，４２に対応させて示す。この第５図ｂよ
りベクトルの振幅値は最大で √２：１（10log√２＝3dB） であつて、この４相位相オフセツト変調位相が非
線形伝送路を通過してもその影響を受けにくいこ
とが容易に理解される。なお、第５図の例はオフ
セツト時間が1/2Ｔの場合について示したが、他
のオフセツト時間についてもこれと同様に実施す
ることができ同様に効果がある。

第６図はこの発明の他の実施例を示すブロツク
図である。構成要素１、４、５、７、８、９、10
は第１図の構成要素と同一のものである。この実
施例においては、搬送波発振源１の出力は分岐回
路２８で２分され、その一方は４相位相オフセツ
ト変調器４へ供給され、他方はゲート回路２７へ
供給される。またそれぞれの出力は結合回路２９
で結合されたのち、ゲート回路３へ導びかれる。

この装置の動作を第７図ベクトル図で説明す
る。この装置では、前置語の部分では端子対５，
５′に４相位相オフセツト変調器４の変調位相が
−π／２、＋π／２、−π／２、＋π／２……とな
るような符号が加えられる。このときの４相位相
オフセツト変調器４の出力を第７図のベクトル３
０，３１で示す。また前置語の部分では同時に、
端子７に加えられる制御信号によつて制御された
ゲート回路２７がオン状態にあり、このとき搬送
波を通過させる。このゲート回路出力を第７図の
ベクトル３２で示す。４相位相オフセツト変調器
４およびゲート回路２７の出力は、結合回路２９
で結合される。この結果ベクトル３３および３４
で示される信号が、ゲート回路３を介して出力端
子１０から得られる。このようにして、出力はα
とβの位相を交互にとり、前置語を構成するα、
βの値はベクトル３０，３１の大きさを変えるこ
とによつて変えることができる。

次に情報語の部分ではゲート回路２７はオフと
なり搬送波を通さず、４相位相オフセツト変調器
４は端子対５，５′に加えられた送信符号に対応
して搬送波に０、π／２、π、3π／２の４相位
相変調を行う。このように４相位相オフセツト変
調された信号は結合回路を通る際もそのままの位
相関係を保持し、ゲート回路３を介して出力端子
１０から得られる。この結果端子１０から得られ
る信号の位相は、例えば第２図の波形１３のよう
になる。

なおこの実施例においては第７図のベクトル図
に示すように前置語の部分の方が、情報語の部分
よりもその振幅が大きくなるものを示した。また
第５図のベクトル図では前置語の部分の方が情報
語の部分よりも振幅が小さくなる。このような振
幅の変化は、送受信装置および中継装置内、およ
び伝送路内にある飽和特性により受信装置入力端
では振幅が一定となり復調特性に悪い影響をおよ
ぼすことはない。何故ならばオフセツト変調方式
は、先にも述べたように飽和特性のある伝送路を
使用した通信用に考案された方式であり、またそ
のような伝送路を使用した通信に使用されるから
である。

第８図はこの発明のさらに他の実施例の構成を
示すブロツク図である。構成要素１、４、５、
７、８、９、10は第１図の構成要素と同一のもの
であるので説明を省く。この実施例では、搬送波
発振源１の出力はすべて４相位相変調器４に加え
られ、この変調器４の出力は（０、−π／４）位
相変調器３４、ゲート回路８を通つて出力端子１
０へ現われる。この装置では、前置語の部分では
端子対５，５′に４相位相変調器４の変調位相が
０、π／２、０、π／２……となるような符号が
加えられる。

このときの４相位相変調器４の出力を第９図の
ベクトル３５，３６で示す。また前置語の部分で
は同時に、端子７へ加えられる制御信号によつて
制御された（０、−π／４）の位相変調器３４の
変調位相が−π／４となり、端子１０からはベク
トル３７，３８で表わされる信号が得られる。従
つて前置語の部分では位相は−π／４、＋π／４、
−π／４、＋π／４……と変化する（α＝π／４、
β＝−π／４）。次に情報語の部分では、（０、−
π／４）位相変調器３４の変調位相は０となり、
４相位相変調器４は端子対５，５′に加えられた
送信符号に対応して搬送波に、０、π／２、π、
3π／２の４相位相変調を行う。このようにして
端子１０から得られる送信信号の構成は第２図ａ
のようになり、その位相は例えば第２図ｂの波形
１３のようになる。

第１０図はこの発明のさらに他の実施例の構成
を示すブロツク図である。構成要素１、４、５、
８、９、10は第１図の構成要素と同一のものであ
る。この実施例では、搬送波発振源１の出力はす
べて４相位相変調器４へ加えられ、この変調器４
の出力はゲート回路８を通つて出力端子１０へ現
われる。この装置では４相位相変調器４を直線領
域でドライブすることにより、前置語の部分では
変調位相がα、β、α、β……となるような符号
を得ることができる。このときの４相位相変調器
４の出力とドライブ波形の関係を第５図に示す。
端子対５，５′に入力する２系列のデータを第５
図ａの波形３９，４０に示す。また1/2Ｔの時間
的オフセツトを波形４０で示すデータ系列に与え
て、４相位相変調器４の２入力端子に直接入力す
る２系列のデータを波形４１，４２として示す。

このときの波形４１，４２に情報語に対応する
ベクトルは第５図ｂにベクトル１８，１９，２
０，２１として示し、前置語に対応するベクトル
はベクトル４３，４４に示す。情報語に対応する
ベクトル１８はデータ系列の波形４１，４２のハ
イレベルに対応するベクトル４５，４６の合成の
形で表わされる。同様にベクトル１９はデータ系
列４１のロウレベルと４２のハイレベルに対応す
るベクトル４７，４６の合成であり、ベクトル２
０はデータ系列４１のロウレベルと４２のロウレ
ベルに対応するベクトル４７，４８の合成であ
り、さらにベクトル２１はデータ系列４１のハイ
レベルと４２のロウレベルに対応するベクトル４
５，４８の合成の形で表わされる。また前置語に
対応するベクトル４３は、データ系列４１の前置
語の部分に相等するベクトル４９とデータ系列４
２の前置語の部分のハイレベルに相等するベクト
ル５０との合成ベクトルである。同様にして、ベ
クトル４４はベクトル４９とデータ系列４２の前
置語の部分のロウレベルに相等するベクトル５１
との合成ベクトルとして表わされる。

本例で示す送信器で作られる４相位相オフセツ
ト変調バースト信号は、第１図の例べも示したよ
うに、位相変調成分除去回路を用いることなく位
相同期回路、あるいは狭帯域通過フイルタにより
連続成分すなわち基準搬送波を取出すことができ
る。ただしこの場合に得られる連続成分（基準搬
送波）の位相は、後続する情報語より位相変調成
分除去回路を用いて得られた基準搬送波とは±
π／4i（ｉ＝１、３、５、７）だけ位相が変化す
るので、これを補償する±π／4i（ｉ＝１、３、
５、７）分の変調器を復調回路内に設ける必要が
ある。またビツトタイミング情報が先の前置語の
部分より、包絡線検波法あるいは遅延検波法によ
り抽出されることは、先の実施例で説明したこと
と同様である。

また本例では、第５図ａの波形４１，４２の４
相位相変調器４の２入力端子に直接入力するデー
タの前置語の部分と情報語の部分とでは振幅が異
なるが、これが同じである場合には、 α＝π／4j（ｊ＝１、３、５、７）、β＝α±
π／２となるが、この場合にももちろんアクジシ
ヨン用の基準搬送波、ビツトタイミング信号を抽
出できる前置語を含む４相位相オフセツト変調バ
ースト信号の送信装置を構成できる。

以上説明したように、この発明によれば、受信
側において短いアクジシヨン時間で位相ジツタの
少ない基準搬送波、およびビツトタイミング信号
を得ることができ、さらに前置語の部分と情報語
の部分の境界を検出することができるようなバー
スト状多相位相オフセツト変調信号を発生するこ
とができる送信装置が得られる。本発明の装置は
衛星通信の送信装置として用いるとき特に有効で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロツク
図。第２図は第１図の実施例の送信信号の位相の
関係を示す波形図。第３図は第１図の実施例の送
信信号の位相の関係を示すベクトル図。第４図は
第１図に示す４相位相変調器の具体的構成を示す
図。第５図は４相変調器４′へ入力する２系列の
具体例を示すとともに時系列のベクトル変化をデ
ータに対応して示す図。この第５図は第１０図に
示す他の実施例のデータ入力とベクトル図にも対
応する。第６図はこの発明の他の実施例を示すブ
ロツク図。第７図は第６図の実施例の送信信号の
前置語の部分における位相の関係を示すベクトル
図。第８図はこの発明のさらに他の実施例の構成
を示すブロツク図。第９図は第８図の実施例の送
信信号の前置語の部分における位相の関係を示す
ベクトル図。第１０図はこの発明のさらに他の実
施例を示すブロツク図。なお本例の送信信号の前
置語の部分のベクトル図は第５図ｂに示される通
りであるが、この例では受信側に（０、−π／４）
位相変調器を設置する必要がある。 １…搬送波発振源、２…２相位相変調器、３…
制御信号入力端子、４，４′…４相位相変調器、
５，５′…制御信号入力端子対、６，６′…切替ス
イツチ、７…制御信号入力端子、８…ゲート回
路、９…制御信号入力端子、１０…送信信号の出
力端子、２５…１系列のデータを所定のオフセツ
ト時遅らせるための回路、２６，２６′…増幅器、
２７…ゲート回路、２８…分岐回路、２９…結合
回路、３４…（０、−π／４）位相変調器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 送出するバースト状信号の先頭部に前置語と
   して位相αと位相β（ただしα、βはβ−α≠０、
   πである任意の位相）を交互にとるようにPSK
   変調を施す第１の手段と、 前記前置語に後続する情報語として送信信号に
   対応して 2π／Ｎｉ （ただしＮは正の整数、ｉ＝０、１、２……Ｎ
   −１） の位相で、前記第１の手段における位相変化の時
   間単位と異なる時間単位で変化するようにＮ相オ
   フセツトPSK変調を施す第２の手段と を備えたことを特徴とする時分割多元接続方式の
   送信装置。