JP2689806B2

JP2689806B2 - 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置

Info

Publication number: JP2689806B2
Application number: JP4207292A
Authority: JP
Inventors: 行信石垣; 卓久松本
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1992-01-31
Filing date: 1992-01-31
Publication date: 1997-12-10
Anticipated expiration: 2012-12-10
Also published as: JPH05219012A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、キャリヤ変調された同
期型のスペクトル拡散（以下“ＳＳ”と略記する）変調
波を復調する復調装置に係り、特に、同期保持機能を不
要とした、同期型ＳＳ変調波の復調装置（以下単に「復
調装置」とも記述する）に関する。なお、以下の説明に
おいては、本発明の復調装置を、通信機器の受信部に適
用するものとし、必要に応じて送信部（変調回路）の説
明も行なうことにする。

【０００２】

【技術的背景】近年になり、ＳＳ通信において、ＳＳ技
術による多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達し
て来ている。その主な理由は、電波資源は有限なので周
波数を有効に利用する必要があり、これに対してＳＳ信
号は技術の進歩により周波数利用効率の向上に寄与でき
ることが立証されつつあること等による。特に、ＳＳ信
号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワースペ
クトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信電波等
に与える影響は少なく、従って既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面でのメリットも大きい。
これらの理由により、ＳＳによる無線通信も身近になり
つつあり、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用
など、その将来性や発展性を待望されている。

【０００３】

【従来の技術】ＳＳ通信において、受信における同期捕
捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今までに種
々の同期捕捉，保持方法が提案され、また、実用化され
ている。その中で、変調時に１次変調であるＰＳＫ(Pha
se Shift Keying)変調用キャリヤと、２次変調であるＳ
Ｓ変調に用いられる拡散符号用クロック信号とに同期関
係を持たせてＳＳ変調を行う、同期型ＳＳ変調，復調方
式も、受信復調において回路構成を多少簡素化できる方
式として知られている。かかる従来技術について、図１
乃至図５を併せ参照して説明する。

【０００４】図１は本復調装置用の送信信号を生成する
送信部側の変調装置の回路構成を、図２は従来の同期型
ＳＳ変調波の復調装置の回路構成を、図３はＤＬＬ（遅
延ロックループ）型同期保持回路の主要部となる信号処
理回路の具体的回路構成を、図４はＤＬＬ型同期保持回
路における同期保持特性を、図５はスライディング相関
型同期捕捉動作を示す相関特性を、夫々示している。

【０００５】先ず、図１に示したＳＳ変調装置について
説明を行う。入力端子In1 からデータ等の情報信号ｄ
(t) が、発振器１９からはＰＳＫ変調用のキャリヤ cos
ωｔが、夫々ＰＳＫ変調用の乗算器９に供給され、ここ
で情報ｄ(t) のＰＳＫ変調が行なわれて、ＰＳＫ変調波
ｄ(t)cosωｔが得られる。更に、発振器出力を分周器２
５に供給してクロック信号を作り、これを基に拡散符号
発生器（ＰＮＧ）４８にて拡散符号ｐ(t) を生成してい
る。従って、出力される拡散符号ｐ(t) は、上記キャリ
ヤ cosωｔと同期関係が保たれる。かかる拡散符号ｐ
(t) は拡散変調用の乗算器１０に供給され、ここでＳＳ
（スペクトル拡散）変調が行なわれてＳＳ変調波ｐ(t)*
ｄ(t)cosωｔが生成され、ＢＰＦ（帯域濾波器）１１を
介して出力端子Out1より出力され、図示しないアンテナ
から発信される。

【０００６】次に復調動作について、図２を参照し乍ら
説明する。上記ＳＳ変調波は受信機側のアンテナ（図示
せず）で受信されて、入力端子In2 よりＢＰＦ１２を介
して、スライディング相関及び逆拡散復調兼用の乗算器
３と、ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路（以下単に「Ｄ
ＬＬ用信号処理回路」等と記載する）３６に供給され
る。乗算器３にはＰＮＧ（拡散符号発生器）４７にて生
成される拡散符号も供給されており、この拡散符号用の
クロック信号は、同期捕捉されるまでには同期保持時に
比較してやゝ高めにＶＣＯ（電圧制御発振器）２１より
設定されている。従って、スライディング相関と逆拡散
復調は時系列的に行なわれる。

【０００７】ここで、同期捕捉（確立）に至る動作を説
明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰乃
至除去された入力ＳＳ変調波ｐ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓ
ωｔは、乗算器３において拡散符号発生器４７からの拡
散符号ｐ（ｔ）との乗算による相関が行われる。この拡
散符号ｐ（ｔ）は送信側のＰＮＧ４８で生成される拡散
符号ｐ（ｔ）に比べ、実際には時間τの遅延を有するｐ
（ｔ−τ）であり、これをｐ（ｔ）の文字ｐの上にΛ
（ハット）を付けて表記するが、ここでは電子出願にお
ける使用可能文字の制約上から、“ρ（ｔ）”で表わす
ことにする。従って、乗算器３からの乗算出力はｐ
（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓωｔとなる。

【０００８】かかる乗算出力は乗算器４，５に供給さ
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤｃｏｓ
（ω ｔ−φ）との乗算による同期検波が行われる。従
って、乗算器４からは（１／２）ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊
ｄ（ｔ）＊｛ｃｏｓ φ＋ｃｏｓ（２ ω ｔ−φ）｝
なる信号が出力され、次段のＬＰＦ（低域濾波器）１５
でｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓ（２ ω ｔ−
φ）／２成分が除去されて、ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ
（ｔ）ｃｏｓ φとなる。φの値が０に近い値であれ
ば、ＬＰＦ１５出力ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏ
ｓ φはほぼ１／２のレベルとなる。一方、乗算器５に
は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２よりの再生キャリヤ
ｃｏｓ（ω ｔ−φ）が、π／２位相シフト回路２３に
て位相をπ／２シフトされたｓｍ（ω ｔ−φ）なるキ
ャリヤが供給されている。

【０００９】従って、乗算器５の出力は（−1/2)ｐ(t)*
ρ(t）ｄ(t)*{sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ１６
からは−ｐ(t)*ρ(t)sinφが出力されるが、実際のレベ
ルは０に近くなっている。ＬＰＦ１５とＬＰＦ１６の出
力は共に乗算器６に供給され、ここで乗算が行なわれ
て、その出力はｐ²(t）ρ²(t)*ｄ²(t)*(-1/2)sin2φ
なる誤差信号として得られる。かかる誤差信号は、更に
ループの応答時定数を決めるループフィルタ２４にて−
Ｋsin2φなる誤差信号に変換された後、ＶＣＯ２２に制
御用信号として供給される。このような一巡の位相同期
ループからなるキャリヤ再生回路５０では、入力キャリ
ヤに同期してＰＳＫ復調を同時に行うことができるわけ
である。

【００１０】通信装置における受信部の電源オン後、最
初に働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従
って、キャリヤ再生の後、ＬＰＦ１５より得られる相関
出力ｐ(t)*ρ(t) 、即ち、図５のｔ₀点を中心とする３
角出力特性に基づく出力は、スライディング相関の同期
捕捉用のスレシュホールドレベル検出回路３４に供給さ
れ、ここで同期捕捉点SHL を検出された後、更に出力
（波形）整形回路３５に供給され、同期捕捉時より一定
の直流出力を得ている。この直流出力は加算回路４２に
供給され、ここでＤＬＬ用信号処理回路３６からの相関
出力と加算された後、ＶＣＯ２１に供給される。得られ
た加算出力によってＶＣＯ２１は制御され、制御された
電圧制御発振出力は、正規の同期保持時の拡散符号を発
生させるためのクロック信号となる。

【００１１】次に、同期保持動作について説明する。入
力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２を介してＤＬＬ用信号処理回
路３６に供給されるが、ここで、ＤＬＬ用信号処理回路
３６の具体的回路例を図３に示して、機能，動作を説明
する。上記ＳＳ変調波は入力端子In3 より乗算器７，８
に供給される。一方、入力端子In4 には、前記乗算器３
に供給される正規の拡散符号ｐ(t) よりも位相がΔｔ早
いｐ(t−Δt)なる拡散符号（イ）が、入力端子In5 には
Δｔ遅いｐ(t＋Δt)なる拡散符号（ロ）が、ＰＮＧ４７
より夫々供給されている。なお、ΔｔはＳＳ方式では拡
散符号の１ビット分の時間，即ち１チップ時間なので、
乗算器７の出力は正規動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ
変調波であり、これを伝送できる狭帯域特性のＢＰＦ４
３を介して絶対値回路（又はエンベロープ検出回路）３
８に供給される。

【００１２】同様に、乗算器８の出力もＢＰＦ１４を介
して絶対値回路３９に供給されている。従って、絶対値
回路３８の出力は、近似的にキャリヤ周波数の２倍の成
分にｐ（ｔ）＊ｐ（ｔ−Δｔ）が乗じられた信号とな
り、絶対値回路３９出力も同様にキャリヤ周波数の２倍
の成分にｐ（ｔ）＊ｐ（ｔ＋Δｔ）が乗じられた信号と
して得られる。夫々の出力信号は引算回路４０に供給さ
れて引算出力されるが、その特性は図４に示す逆Ｓ字型
の相関特性となり、点（Ｃ）は同期保持点である。この
ようにして得られた相関出力は、これを制御信号に加工
するためのループフィルタ２８を介して出力端子Ｏｕｔ
３より出力され、図２の加算回路４２にて前記波形整形
回路３５の出力と加算された後ＶＣＯ２１に供給され、
同期の保持が行われる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】かかる従来の復調装置
では、キャリヤ再生用のＶＣＯ２２とクロック発生用Ｖ
ＣＯ２１の双方に発振器を必要とし、又、同期保持回路
も併用しなければならない等、回路の複雑化や回路規模
の増大化などにより、回路を安定に動作させるのが困難
になる等の課題が生じていた。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の復調装置は、上
記した課題を解決するため、ＰＳＫ変調用のキャリヤと
拡散変調に用いられる拡散符号用のクロック信号との同
期が取れているスペクトル拡散変調波を受信して復調す
る復調装置において、入力されたスペクトル拡散変調波
を拡散符号発生器（４７）より出力される拡散符号と乗
算することにより逆拡散して逆拡散信号を得る逆拡散手
段（３）と、前記逆拡散手段（３）からの逆拡散信号を
一方及び他方に分岐して、分岐した一方の逆拡散信号に
電圧制御発振器（２２）からの再生キャリヤと、この再
生キャリヤをπ／２シフトしたキャリヤとを夫々乗算し
て両者の誤差信号を得て、この誤差信号で前記電圧制御
発振器（２２）を閉ループ制御しながら該再生キャリヤ
を得るキャリヤ再生手段（５０）と、前記逆拡散手段
（３）から他方に分岐した前記逆拡散信号と前記電圧制
御発振器（２２）からの前記再生キャリヤとを乗算して
逆拡散復調信号を得るために同期検波を行なう同期検波
手段（４）と、前記電圧制御発振器（２２）からの前記
再生キャリヤを１／Ｎ_１に分周して同期保持用のクロッ
ク信号を生成する第１の分周手段（２６）と、前記電圧
制御発振器（２２）からの前記再生キャリヤを１／Ｎ_１
よりも分周数の少ない１／Ｎ_２に分周して同期補足用の
クロック信号を生成する第２の分周手段（２７）と、前
記同期検波手段（４）からの前記逆拡散復調信号中に含
まれる拡散ノイズ成分を取り出して該逆拡散復調信号か
ら減算することにより拡散ノイズを抑圧乃至除去する抑
圧手段（４１，４９）と、前記抑圧手段（４１，４９）
の出力信号を用いてスライディング相関による同期捕捉
のための同期検出を行なう同期検出手段（３４）と、前
記同期検波手段（３４）からの同期検出信号を制御信号
として前記第１、第２の分周手段（２６，２７）が夫々
出力する同期保持用のクロック信号と同期補足用のクロ
ック信号とを選択的に前記拡散符号発生器（４７）に切
換え出力する切換手段（Ｓｗ）とを備えて構成した同期
型スペクトル拡散変調波の復調装置を提供する。また、
上記発明において、前記抑圧手段は、前記同期検波手段
（４）から一方に分岐した逆拡散復調信号を高域濾波器
（３０）で復調すべき情報の周波数成分を除去した後
に、前記拡散符号発生器（４７）からの前記拡散符号
と、この拡散符号を逆数化回路（２０）で逆数化した成
分とを乗算器（２９，２８）で順次乗算し、更に、周波
数特性補正回路（３１）で除去した復調すべき情報の周
波数帯域部位を補正して出力する拡散ノイズ再生部（４
９）と、前記同期検波手段（４）から他方に分岐した前
記逆拡散復調信号から前記拡散ノイズ再生部（４９）の
出力信号を引算して前記復調すべき情報の周波数成分を
取り出す引算回路（４１）とを備えたことを特徴とする
よう構成した。

【００１５】

【実施例】本発明の復調装置の一実施例の構成及び動作
について、図６に示した構成例に沿って、図８の拡散ノ
イズ抑圧動作説明用スペクトル図と共に説明する。図６
において、１９は補正フィルタ（通常ＬＰＦを使用）、
２０は逆数化回路、Swは切換えスイッチ、２６，２７は
入力信号を夫々1/Ｎ₁及び1/Ｎ₂に分周する分周器、４
９は拡散ノイズ再生部であり、図２に示した従来装置と
同一構成部分には同一符号を付してその詳細な説明を省
略する。

【００１６】図６に示す復調装置１の入力端子In2 に入
来するＳＳ信号には、時としてＢＰＦ１２でも除去され
ない干渉波が伝送中に混入｛図８(A) 参照｝することが
ある。かかる干渉波をI(t)＝ cosεｔとすると、入力Ｓ
Ｓ信号はｐ(t)*ｄ(t)cosωｔ＋ cosεｔとなり、ＢＰＦ
１２にて拡散変調波の高域成分等が除去されて｛ｐ(t)-
ｐ'(t)}*ｄ(t)cosωｔ+cosεｔとなり、逆拡散及びスラ
イディング相関兼用の乗算器３に供給される。

【００１７】復調装置１における同期が確立した場合に
は、ＰＮＧ４７にて生成される拡散符号はｐ（ｔ）であ
り、補正フィルタ１９により｛ｐ（ｔ）−ｐ´（ｔ）｝
となり、更に逆数化回路２０にて｛ｐ（ｔ）−ｐ´
（ｔ）｝^−１とされて、乗算器３に供給される。従っ
て、乗算器３からの逆拡散信号の出力はｄ（ｔ）ｃｏｓ
ωｔ＋ｃｏｓεｔ／｛ｐ（ｔ）−ｐ´（ｔ）｝｛図８
（Ｂ）参照｝となる。この逆拡散信号は一方及び他方に
分岐され、分岐された一方の逆拡散信号はキャリヤ再生
手段５０に供給され、分岐された他方の、逆拡散信号は
同期検波用の乗算器４に供給される。この際、キャリヤ
再生手段５０は、従来例で説明したと略同様に、一方に
分岐された逆拡散信号を狭帯域通過特性を有するＢＰＦ
１３に通過させてＶＣＯ（電圧制御発振器）２２からの
再生キャリヤと、この再生キャリヤをπ／２シフトした
キャリヤとを乗算器２，５で夫々乗算してＬＰＦ（低域
濾波器）１５，１６を介した後、乗算器６で両者の誤差
信号を得て、この誤差信号でＶＣＯ（電圧制御発振器）
２２を閉ループ制御しながら再生キャリヤを得るもので
ある。

【００１８】乗算器４ではＶＣＯ２２より出力される同
期検波用キャリヤ cos（ωt-φ）との乗算が行なわれ
て、ｄ(t)cosωφ＋ cos（ωｔ−εｔ＋φ）／｛ｐ(t)-
ｐ'(t)｝となり、ＬＰＦ１７を介して拡散ノイズ再生部
４９及び引算回路４１に出力される。なお、ＬＰＦ１７
の遮断周波数は拡散周波数帯域を十分伝送できる周波数
に選定されている。また、上記信号式中の振幅の変化に
ついては、便宜上省略している。

【００１９】ここで、拡散ノイズ再生部４９の具体的構
成及び機能について、図７を併せ参照して説明する。図
７は拡散ノイズ再生部４９の一構成例を示すブロック図
であり、図７における各入力信号 (a)〜(c) は図６に記
載のものと対応している。図７において、３０は復調情
報除去用の高域濾波器（ＨＰＦ）、３１はイコライザ等
を含んで構成される周波数特性補正回路である。

【００２０】上記ＬＰＦ１７からの出力は、入力端子Ｉ
ｎ６を介してＨＰＦ３０に供給される。ＨＰＦ３０で
は、復調すべき情報の周波数成分が除去され｛図８
（Ｃ）参照｝、乗算器２９に出力される。乗算器２９で
は補正フィルタ１９の出力｛ｐ（ｔ）−ｐ´（ｔ）｝と
の乗算が行われ｛図８（Ｄ）参照｝、乗算器２８の一方
の入力端子に出力される。乗算器２８の他方の入力端子
には、ＬＰＦ１４を通過した逆数化拡散符号｛ｐ（ｔ）
−ｐ´（ｔ）｝^−１が供給されている。ＬＰＦ１４は逆
数化拡散符号の周波数スペクトルのメインローブの高域
部及びサイドローブを除去するために用いている。従っ
て、逆数化拡散符号のメインローブの中低域成分｛図８
（Ｅ）参照｝のみが乗算器２８には供給されることにな
り、従って、乗算器２８からは、ＨＰＦ３０により損失
している復調情報の周波数帯域成分が部分的に復元され
たもの｛図８（Ｆ）参照｝が出力される。

【００２１】かかる部分復元出力は周波数特性補正回路
３１に供給され、ここで必要周波数帯域における部分復
元を完全復元に補正されて、復元複合成分｛図８（Ｇ）
参照｝として出力される。この復元された複合成分は出
力端子Ｏｕｔ４を介して図６の引算回路４１に供給さ
れ、ここで上記ＬＰＦ１７からのスライディング相関出
力との引算が行われ、複合成分は相殺されて大幅に減衰
される｛図８（Ｈ）参照｝。即ち、相関時の相関出力と
相関動作時間に生じる複合成分（拡散ノイズ）より、拡
散ノイズの抑圧されたＣＮ比（信号対雑音比）の良い相
関出力が得られ、更にＬＰＦ１８にて拡散ノイズは略完
全に除去されて復調すべき情報の周波数成分のみが
｛図８（Ｉ）参照｝端子Ｏｕｔ２より出力されると共
に、同期判定回路（同期捕捉用スレシュホールドレベル
検出回路）３４に供給される。

【００２２】同期判定回路３４では同期捕捉点SHL(図５
参照）を検出した後、これを整形回路３５に供給して、
同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直流出
力は切換えスイッチSwの切換え動作制御信号用として用
いられており、直流出力が発生するとスイッチSwを分周
器２６側に接続して、分周器２６からの正規のクロック
信号を拡散符号発生器（ＰＮＧ）４７に供給するように
なる。これによりＰＮＧ４７より出力される拡散符号は
ｐ(t) となり、乗算器３において正規の逆拡散が行われ
るようになる。

【００２３】即ち、整形回路３５の出力信号はＳＳ同期
が確立しているときに発生し、非同期時には発生しな
い。このような機能により、ＳＳ変調波に何等かの強烈
な妨害が発生して、ＳＳ方式のプロセス利得を超えるよ
うな事態が生じた場合には、ＳＳ同期は保持されなくな
り、妨害波のレベルがＳＳ同期レベル（同期捕捉点SHL)
まで下がった際に、スライディング相関動作に切り替え
るよう動作する。

【００２４】最後に、キャリア再生動作について説明す
る。図６の乗算器３の出力信号中より、ｄ(t)cosωｔ又
は cosωｔ成分を、狭帯域特性のＢＰＦ１３にて抽出
し、これをキャリア再生の乗算器２，５に供給する。乗
算器２にはＶＣＯ２２より発振信号が直接、乗算器５に
は更にπ/2位相シフト回路２３で位相をπ/2だけシフト
された信号が供給されているので、夫々ＢＰＦ１３出力
との乗算が行なわれて、cos(ωt-φ）及びsin(ωt-φ）
成分を含む信号となった後、ＬＰＦ１５，１６を夫々介
して乗算器６に出力される。従って、乗算器６の出力は
ｐ²(t)*ρ²(t)*ｄ²(t)sin２φとなり、ループフィル
タ２４にてＫsin2φなる誤差信号電圧に変換されてＶＣ
Ｏ２２に供給され、発振周波数が制御される。

【００２５】ＶＣＯ２２より出力されるキャリヤcos(ω
t-φ）は、１／Ｎ₁なる分周器２６，２７に供給されて
いる。分周器２６は前述の如く、拡散符号の同期が確立
された場合の正規のクロック信号にＶＣＯ出力を変換し
ている。分周器２７は１／Ｎ₂なる分周を行っており、
分周器２６よりも分周数を少なくしているので、分周器
２７より出力されるクロック信号周波数は、ＳＳ同期時
よりも高い周波数となっている。両分周器２６，２７の
出力は切換えスイッチSwに供給されるが、ＳＳ同期確立
前においては、分周器２７の出力がクロック信号として
選択され、ＰＮＧ４７に供給される。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の復調装置
は、キャリア再生と同期検波を独立に行なうよう構成し
たので、キャリヤ再生回路５０入力段のＢＰＦ１３は狭
帯域化を実現でき、これにより情報変調波中のノイズレ
ベルは小さくなり、入力信号中のノイズによるジッタの
影響を殆ど被らないキャリア再生を達成できる。また、
再生キャリアを２種類の分周出力より選択して、スライ
ディング相関用拡散符号と正規の逆拡散用拡散符号を得
ているので、従来のＤＬＬ回路で代表される同期保持回
路が不要となり、動作の一層の安定化に寄与し得る。

【００２７】更に、再生キャリア出力中のジッタが少な
いと、拡散符号発生器へ供給されるクロック信号のジッ
タも少なくなるので、ジッタの少ない良質の拡散符号を
ＰＮＧにて生成できる。更にまた、逆拡散用の回路部
に、拡散ノイズ再生部４９や引算回路４１等よりなる拡
散ノイズ抑圧回路を設けたので、ＳＳ信号中に混入する
干渉波のレベルが大きくても、妨害問題が原理的に無く
なって動作の安定性に寄与し、全体の回路構成も簡単化
され、コスト的にも有利となるという優れた特長を有す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】送信用信号を生成する同期型ＳＳ変調装置のブ
ロック図。

【図２】従来の同期型ＳＳ変調波の復調装置のブロック
構成図。

【図３】従来装置の主要部であるＤＬＬ型同期保持用信
号処理回路の具体的構成図。

【図４】ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路における同期
保持特性を示す特性図。

【図５】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。

【図６】本発明の復調装置の一実施例を示すブロック構
成図。

【図７】本発明装置における拡散ノイズ再生部の具体的
回路構成図。

【図８】本発明装置における拡散ノイズ抑圧（除去）動
作説明用スペクトル図。

【符号の説明】

１復調装置２〜１０，２８，２９乗算器１１〜１３，４３，４４ＢＰＦ（帯域濾波器）１４〜１８ＬＰＦ（低域濾波器）１９補正フィルタ（ＬＰＦ）２０逆数化回路２１，２２ＶＣＯ（電圧制御発振器）２３ π/2位相シフト回路２４ループフィルタ２５〜２７分周器３０ＨＰＦ（高域濾波器）３１周波数特性補正回路３４同期判定回路（スレシュホールドレベル検出回
路）３５出力整形回路３６ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路３８，３９絶対値回路（エンベロープ検出回路）４０，４１引算回路４２加算回路４７，４８ＰＮＧ（拡散符号発生器）４９拡散ノイズ再生部５０キャリヤ再生回路 Sw 切換えスイッチ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ＰＳＫ変調用のキャリヤと拡散変調に用い
られる拡散符号用のクロック信号との同期が取れている
スペクトル拡散変調波を受信して復調する復調装置にお
いて、入力されたスペクトル拡散変調波を拡散符号発生器より
出力される拡散符号と乗算することにより逆拡散して逆
拡散信号を得る逆拡散手段と、前記逆拡散手段からの逆拡散信号を一方及び他方に分岐
して、分岐した一方の逆拡散信号に電圧制御発振器から
の再生キャリヤと、この再生キャリヤをπ／２シフトし
たキャリヤとを夫々乗算して両者の誤差信号を得て、こ
の誤差信号で前記電圧制御発振器を閉ループ制御しなが
ら該再生キャリヤを得るキャリヤ再生手段と、前記逆拡散手段から他方に分岐した前記逆拡散信号と前
記電圧制御発振器からの前記再生キャリヤとを乗算して
逆拡散復調信号を得るために同期検波を行なう同期検波
手段と、前記電圧制御発振器からの前記再生キャリヤを１／Ｎ_１
に分周して同期保持用のクロック信号を生成する第１の
分周手段と、前記電圧制御発振器からの前記再生キャリヤを１／Ｎ_１
よりも分周数の少ない１／Ｎ_２に分周して同期補足用の
クロック信号を生成する第２の分周手段と、前記同期検波手段からの前記逆拡散復調信号中に含まれ
る拡散ノイズ成分を取り出して該逆拡散復調信号から減
算することにより拡散ノイズを抑圧乃至除去する抑圧手
段と、前記抑圧手段の出力信号を用いてスライディング相関に
よる同期捕捉のための同期検出を行なう同期検出手段
と、前記同期検波手段からの同期検出信号を制御信号として
前記第１、第２の分周手段が夫々出力する同期保持用の
クロック信号と同期補足用のクロック信号とを選択的に
前記拡散符号発生器に切換え出力する切換手段とを備え
て構成した同期型スペクトル拡散変調波の復調装置。
【請求項２】前記抑圧手段は、前記同期検波手段から一
方に分岐した逆拡散復調信号を高域濾波器で復調すべき
情報の周波数成分を除去した後に、前記拡散符号発生器
からの前記拡散符号と、この拡散符号を逆数化回路で逆
数化した成分とを乗算器で順次乗算し、更に、周波数特
性補正回路で除去した復調すべき情報の周波数帯域部位
を補正して出力する拡散ノイズ再生部と、前記同期検波
手段から他方に分岐した前記逆拡散復調信号から前記拡
散ノイズ再生部の出力信号を引算して前記復調すべき情
報の周波数成分を取り出す引算回路とを備えたことを特
徴とする請求項１記載の同期型スペクトル拡散変調波の
復調装置。