JPS607424B2 - 時分割多方向多重同期回路 - Google Patents
時分割多方向多重同期回路Info
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- JPS607424B2 JPS607424B2 JP16518979A JP16518979A JPS607424B2 JP S607424 B2 JPS607424 B2 JP S607424B2 JP 16518979 A JP16518979 A JP 16518979A JP 16518979 A JP16518979 A JP 16518979A JP S607424 B2 JPS607424 B2 JP S607424B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
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- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0055—Closed loops single phase
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は時分割多方向多重の同期系の構成に関するも
のである。
のである。
第１図は従来の装置の一例を示すブロック接続図であっ
て、１はＰＳＫ（位相シフトキーイング：ｐｈａｓｅｓ
ｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）変調器、２は周波数コンバータ
、３，４はそれぞれ搬送波の発振器でＰＳＫ変調器１、
周波数コンバータ２を駆動する。
て、１はＰＳＫ（位相シフトキーイング：ｐｈａｓｅｓ
ｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）変調器、２は周波数コンバータ
、３，４はそれぞれ搬送波の発振器でＰＳＫ変調器１、
周波数コンバータ２を駆動する。
１，２，３，４によって主局の送信系を構成する。
また５，６はそれぞれスイッチ、７は電圧保持回路であ
るが電圧保持回路７は一つの従局に対しそれぞれ一つあ
て設けられ、スイッチ５，６は主局に対し時分割によっ
て順次通話している従局の切換に同期して当該従局に対
する電圧保持回路７が位相比較器１０と電圧制御発振器
８との間に接続されるように切換る。８は電圧制御発振
器、９は搬送波の発振器、１０‘ま位相比較器、１１は
搬送波再生回路、１２はＰＳＫ復調器、１３はミキサで
位相比較器１０、スイッチ５，６、電圧保持回路７によ
って電圧制御発振器８の出力周波数の位相を搬送波再生
回路１１の出力位相に位相同期する。
るが電圧保持回路７は一つの従局に対しそれぞれ一つあ
て設けられ、スイッチ５，６は主局に対し時分割によっ
て順次通話している従局の切換に同期して当該従局に対
する電圧保持回路７が位相比較器１０と電圧制御発振器
８との間に接続されるように切換る。８は電圧制御発振
器、９は搬送波の発振器、１０‘ま位相比較器、１１は
搬送波再生回路、１２はＰＳＫ復調器、１３はミキサで
位相比較器１０、スイッチ５，６、電圧保持回路７によ
って電圧制御発振器８の出力周波数の位相を搬送波再生
回路１１の出力位相に位相同期する。
５，６，７，８，９，１０，１１，１２，１３によって
主局の受信系を構成する。また第１図において１４，１
５，１６，１７，１８，１９は各従局の受信系を示し、
２０，２１，２２，２３，２４は各従局の送信系を示し
一つの主局に対し複数個の従局が存在するが第１図には
従局一局分の回路だけを示す。
主局の受信系を構成する。また第１図において１４，１
５，１６，１７，１８，１９は各従局の受信系を示し、
２０，２１，２２，２３，２４は各従局の送信系を示し
一つの主局に対し複数個の従局が存在するが第１図には
従局一局分の回路だけを示す。
１４はミキ／サ、１５はＰＳＫ復調器、１６は搬送波の
発振器「１７は電圧制御発振器、１８は搬送波再生回路
、１９は位相比較器、２川まスイッチ、２１は周波数コ
ンバータ、２２はＰＳＫ変調器「 ２３，２Ｍまそれぞ
れ搬送波の発振器である。
発振器「１７は電圧制御発振器、１８は搬送波再生回路
、１９は位相比較器、２川まスイッチ、２１は周波数コ
ンバータ、２２はＰＳＫ変調器「 ２３，２Ｍまそれぞ
れ搬送波の発振器である。
また第１図においてＡ〜川ま説明の便宜のため用いる記
号であって各導線上の信号を示す。次に動作について説
明する。
号であって各導線上の信号を示す。次に動作について説
明する。
信号Ａはディジタル信号であって、ＰＳＫ変調器１にお
いて発振器３からの出力に対しＰＳＫ変調を行なう。発
振器３の出力電圧をたとえばＲｃｏｓ（山，ｔ十め，）
で表すと、２相ＰＳＫ変調では信号Ａの論理「０ハ「１
」に従って上記の位相少，を００，１８００にＰＳＫ変
調し、４相ＰＳＫ変調では信号Ａの論理「００」「「０
１」、「１０」、「１１」に従って位相め，を００ヂ９
００７ １８００，２７００にＰＳＫ変調する。実際の
ＦＳＫ変調の場合、４相以上の多相ＰＳＫ変調も用いら
れるが「以下の記述においては説明の便宜のため２相Ｐ
ＳＫ変調について説明する。ｃｏｓ（の，ｔ十１８０ｏ
）＝−ｃｏｓ（■，ｔ十ｏｏ）であるからＰＳＫ変調器
１の出力信号Ｓ，（ｔ）をＳ，（ｔ）＝仏（ｔ）・ｃｏ
ｓ（の．ｔ＋○，）……【１｝で表すことができる。
いて発振器３からの出力に対しＰＳＫ変調を行なう。発
振器３の出力電圧をたとえばＲｃｏｓ（山，ｔ十め，）
で表すと、２相ＰＳＫ変調では信号Ａの論理「０ハ「１
」に従って上記の位相少，を００，１８００にＰＳＫ変
調し、４相ＰＳＫ変調では信号Ａの論理「００」「「０
１」、「１０」、「１１」に従って位相め，を００ヂ９
００７ １８００，２７００にＰＳＫ変調する。実際の
ＦＳＫ変調の場合、４相以上の多相ＰＳＫ変調も用いら
れるが「以下の記述においては説明の便宜のため２相Ｐ
ＳＫ変調について説明する。ｃｏｓ（の，ｔ十１８０ｏ
）＝−ｃｏｓ（■，ｔ十ｏｏ）であるからＰＳＫ変調器
１の出力信号Ｓ，（ｔ）をＳ，（ｔ）＝仏（ｔ）・ｃｏ
ｓ（の．ｔ＋○，）……【１｝で表すことができる。
ここに仏（ｔ）は信号Ａの論理が「０」のとき十１、信
号Ａの論理が「１」のとき−１とする。Ｓ，（ｔ）の振
幅は一般には１ではないが、１に基準化して考える。（
以下すべての信号の振幅を１に基準化して考える。）デ
ィジタル信号Ａと発振器３の出力電圧Ｒｃｏｓ（■，ｔ
十◇，）とから信号Ｓ，（ｔ）を得る回路としてはたと
えばリング変調器が用いられる。周波数コンバータ２，
２１、ミキサ１３，１４、ＰＳＫ変調器２２に対しても
たとえばリング変調器が用いられる。信号Ｓ，（ｔ）は
周波数コンバータ２において発振器４により周波数変換
され、周波数コンバータ２の出力信号ＢはＳ，（ｔ）＝
り（ｔ）・ｃｏｓ（山２ｔ＋◇２）・…・・■となる。
号Ａの論理が「１」のとき−１とする。Ｓ，（ｔ）の振
幅は一般には１ではないが、１に基準化して考える。（
以下すべての信号の振幅を１に基準化して考える。）デ
ィジタル信号Ａと発振器３の出力電圧Ｒｃｏｓ（■，ｔ
十◇，）とから信号Ｓ，（ｔ）を得る回路としてはたと
えばリング変調器が用いられる。周波数コンバータ２，
２１、ミキサ１３，１４、ＰＳＫ変調器２２に対しても
たとえばリング変調器が用いられる。信号Ｓ，（ｔ）は
周波数コンバータ２において発振器４により周波数変換
され、周波数コンバータ２の出力信号ＢはＳ，（ｔ）＝
り（ｔ）・ｃｏｓ（山２ｔ＋◇２）・…・・■となる。
ここに発振器４はの２ −の・，ぐ２−中，の角周波数
及び位相で発振しているものとする。信号Ｂが通信路を
経て子局で受信され信号Ｃとなりミキサー１４において
発振器１６により周波数変換され、ミキサ１４の出力信
号Ｓ３（ｔ）はＳＩ（ｔ）白舷（ｔ），ＣＯＳ（の３ｔ
＋？３）．・・．・・【３’となる。
及び位相で発振しているものとする。信号Ｂが通信路を
経て子局で受信され信号Ｃとなりミキサー１４において
発振器１６により周波数変換され、ミキサ１４の出力信
号Ｓ３（ｔ）はＳＩ（ｔ）白舷（ｔ），ＣＯＳ（の３ｔ
＋？３）．・・．・・【３’となる。
ここに発振器１６はの３一の２，ぐ３一心２の角周波数
及び位相で発振しているものとする。搬送波再生回路１
８では信号Ｓ３（ｔ）から搬送波を再生するが、信号Ｓ
３（ｔ）をそのままフィル夕に加えたのでは搬送波を抽
出するこができない。
及び位相で発振しているものとする。搬送波再生回路１
８では信号Ｓ３（ｔ）から搬送波を再生するが、信号Ｓ
３（ｔ）をそのままフィル夕に加えたのでは搬送波を抽
出するこができない。
その理由は先に述べたように仏（ｔ）は十１又は−１と
なり十１となる頻度と−１となる頻度とは長い時間の間
では同一であり、したがって仏（ｔ）の時間平均値仏（
ｔ）は通常は零になると考えられるからである。このこ
とは４相変調の場合も位相が００となる頻度と１８００
となる頻度は等しく９０ｏとなる頻度と２７０ｏとなる
頻度は等しいので同様に振幅の時間平均値は零になると
考えられる。したがって搬送波再生回路１８ではＳ旨（
ｔ）の信号を作りこれから搬送波を抽出する。すなわち
Ｓ室（ｔ）＝仏２（ｔ）・ＣＯＳ２（の３ｔ＋で３）＝
仏２（ｔ）｛ｃｏｓ（２の３ｔ＋２少３）十１｝／２
…・・・【４｝となり山２（ｔ
）は常に正で仏２（ｔ）の時間平均値は０にはならない
から信号Ｓ妻（ｔ）からｃｏｓ（２の３ｔ＋２０３ ）
の搬送波をフィル夕で取り出すことができる。
なり十１となる頻度と−１となる頻度とは長い時間の間
では同一であり、したがって仏（ｔ）の時間平均値仏（
ｔ）は通常は零になると考えられるからである。このこ
とは４相変調の場合も位相が００となる頻度と１８００
となる頻度は等しく９０ｏとなる頻度と２７０ｏとなる
頻度は等しいので同様に振幅の時間平均値は零になると
考えられる。したがって搬送波再生回路１８ではＳ旨（
ｔ）の信号を作りこれから搬送波を抽出する。すなわち
Ｓ室（ｔ）＝仏２（ｔ）・ＣＯＳ２（の３ｔ＋で３）＝
仏２（ｔ）｛ｃｏｓ（２の３ｔ＋２少３）十１｝／２
…・・・【４｝となり山２（ｔ
）は常に正で仏２（ｔ）の時間平均値は０にはならない
から信号Ｓ妻（ｔ）からｃｏｓ（２の３ｔ＋２０３ ）
の搬送波をフィル夕で取り出すことができる。
搬送波再生回路１８ではこうして取り出したｃｏｓ（２
の３ｔ十２０３ ）の搬送波を２分の１分周してｃｏｓ
（の３ｔ＋で３ ）の搬送被を得ている。ところで通信
路等において混入する雑音が信号Ｓ３（ｔ）に加わって
いるので、搬送波再生回路１８で抽出した搬送波には雑
音によるスプーリアス成分を含んでいる。
の３ｔ十２０３ ）の搬送波を２分の１分周してｃｏｓ
（の３ｔ＋で３ ）の搬送被を得ている。ところで通信
路等において混入する雑音が信号Ｓ３（ｔ）に加わって
いるので、搬送波再生回路１８で抽出した搬送波には雑
音によるスプーリアス成分を含んでいる。
このスプーリアス成分を除去するため電圧制御発振器１
７の発振周波数を位相比較器１９を介し搬送波再生回路
１８の出力により位相同期する。この位相比較器１９を
含むＡＰＣ（自動位相制御）ループの低域通過フィルタ
作用により搬送波再生回路１８の出力に含まれるスプー
リアス成分は電圧制御発振器１７の制御電圧としては到
達しないので、電圧制御発振器１７の出力は純度の高い
正弦波となる。ＰＳＫ復調器１５においては同期検波が
行われ、その出力信号ＤはＳ３（ｔ）・ＣＯＳ（■３ｔ
＋で３ ）＝し（ｔ）・ＣＯＳ２（の３ｔ十○３）｛１
十Ｃ○Ｓ（２の３ｔ十２ぐ３ ）｝／２ ニ仏（ｔ）と
なり低域通過フィル夕を通して仏（ｔ）を抽出する。
７の発振周波数を位相比較器１９を介し搬送波再生回路
１８の出力により位相同期する。この位相比較器１９を
含むＡＰＣ（自動位相制御）ループの低域通過フィルタ
作用により搬送波再生回路１８の出力に含まれるスプー
リアス成分は電圧制御発振器１７の制御電圧としては到
達しないので、電圧制御発振器１７の出力は純度の高い
正弦波となる。ＰＳＫ復調器１５においては同期検波が
行われ、その出力信号ＤはＳ３（ｔ）・ＣＯＳ（■３ｔ
＋で３ ）＝し（ｔ）・ＣＯＳ２（の３ｔ十○３）｛１
十Ｃ○Ｓ（２の３ｔ十２ぐ３ ）｝／２ ニ仏（ｔ）と
なり低域通過フィル夕を通して仏（ｔ）を抽出する。
ＰＳＫ変調器２２、周波数コンバータ２１、発振器２４
，２３の動作はそれぞれＰＳＫ変調器１、周波数コンバ
ータ２、発振器３，４の動作と同一であり、スイッチ２
川ま従局の時分割送信において自局に割当てられた時間
だけ信号を伝送する。
，２３の動作はそれぞれＰＳＫ変調器１、周波数コンバ
ータ２、発振器３，４の動作と同一であり、スイッチ２
川ま従局の時分割送信において自局に割当てられた時間
だけ信号を伝送する。
主局の受信系におけるミキサ１３、発振器９、搬送波再
生回路１１、位相比較器１０、電圧制御発振器８、ＰＳ
Ｋ復調器１２の動作はそれぞれミキサー４、発振器１６
、搬送波再生回路１８、位相比較器１９、電圧制御発振
器１７、ＰＳＫ復調器１５の動作と同一であるが、ただ
主局においては複数個の従局からの送信を受信して復調
するためスイッチ５，６と電圧保持回路７とを備えてい
る。電圧保持回路７は各従局用のものがそれぞれ１個あ
て備えられ、当該従局に対する受信をしている期間その
従局用の電圧保持回路７がスイッチ５，６により位相比
較器１０の出力と電圧制御発振器８の入力との間に接続
され、当該従局に対する受信が終了し他の従局に対する
受信が開始されるとスイッチ５，６によって切りはなさ
れて当該従局に対する位相比較器１０の出力を記憶して
おり、次に当該従局に対する受信が再開されるとそれに
対応する電圧保持回路７に記憶されている電圧によって
電圧制御発振器８の制御を開始する。ところで、電圧保
持回路７に記憶されている電圧によって電圧制御発振器
８を制御するので、一つの従局から別の従局に切換わる
際、周波数は正しく制御されても位相誤差が存在するの
で、位相比較器１０、電圧保持回路７、電圧制御発振器
８によって構成される位相同期ループは高速で引き込み
動作をするよう設計しなければならないが、高速で引き
込み動作をするためには位相同期ループのループ利得を
高い周波数領域まで拡げておかねばならず、そうすると
雑音を抑圧することができないので、実際の回路の設計
が困難になるという欠点があった。この発明は上記のよ
うな従来のものの欠点を除去するためになされたもので
、主局と全従局を含めすべての搬送波を同期系とし主局
においては露圧制御位相変調回路を電圧保持回路を用い
て制御することによって引込み動作を不必要にしたもの
で、多方向多重に通した搬送波再生回路を提供すること
を目的としている。
生回路１１、位相比較器１０、電圧制御発振器８、ＰＳ
Ｋ復調器１２の動作はそれぞれミキサー４、発振器１６
、搬送波再生回路１８、位相比較器１９、電圧制御発振
器１７、ＰＳＫ復調器１５の動作と同一であるが、ただ
主局においては複数個の従局からの送信を受信して復調
するためスイッチ５，６と電圧保持回路７とを備えてい
る。電圧保持回路７は各従局用のものがそれぞれ１個あ
て備えられ、当該従局に対する受信をしている期間その
従局用の電圧保持回路７がスイッチ５，６により位相比
較器１０の出力と電圧制御発振器８の入力との間に接続
され、当該従局に対する受信が終了し他の従局に対する
受信が開始されるとスイッチ５，６によって切りはなさ
れて当該従局に対する位相比較器１０の出力を記憶して
おり、次に当該従局に対する受信が再開されるとそれに
対応する電圧保持回路７に記憶されている電圧によって
電圧制御発振器８の制御を開始する。ところで、電圧保
持回路７に記憶されている電圧によって電圧制御発振器
８を制御するので、一つの従局から別の従局に切換わる
際、周波数は正しく制御されても位相誤差が存在するの
で、位相比較器１０、電圧保持回路７、電圧制御発振器
８によって構成される位相同期ループは高速で引き込み
動作をするよう設計しなければならないが、高速で引き
込み動作をするためには位相同期ループのループ利得を
高い周波数領域まで拡げておかねばならず、そうすると
雑音を抑圧することができないので、実際の回路の設計
が困難になるという欠点があった。この発明は上記のよ
うな従来のものの欠点を除去するためになされたもので
、主局と全従局を含めすべての搬送波を同期系とし主局
においては露圧制御位相変調回路を電圧保持回路を用い
て制御することによって引込み動作を不必要にしたもの
で、多方向多重に通した搬送波再生回路を提供すること
を目的としている。
以下この発明の一実施例を図について説明する。
第２図はこの発明の一実施例を示すブロック接続図であ
って、第１図と同一符号は同一又は相当部分を示すが、
ただ発振器４，９は発振器３の出力により制御されこれ
によって位相同期され、発振器１６，２９は電圧制御発
振器１７の出力により制御されこれによって位相同期さ
れる。この意味で発振器３を主発振器という。また２５
は電圧制御位相変調回路である。第２図の回路において
も信号の変換過程は第１図の回路におけると同様である
のでその説明を省略する。
って、第１図と同一符号は同一又は相当部分を示すが、
ただ発振器４，９は発振器３の出力により制御されこれ
によって位相同期され、発振器１６，２９は電圧制御発
振器１７の出力により制御されこれによって位相同期さ
れる。この意味で発振器３を主発振器という。また２５
は電圧制御位相変調回路である。第２図の回路において
も信号の変換過程は第１図の回路におけると同様である
のでその説明を省略する。
発振器３，４，９，１６，１７，２３の出力周波数をそ
れぞれｆ３，Ｌ，，ｆ９，ｆ，６，ｆ，７，ｆ２３とし
、Ｌ；ｋ，ｆ３，ｆ，６＝ｋ，ｆ，？のように選んでお
けば信号Ｂの周波数はたとえばｆ４十もとなり、ミキサ
１４の出力周波数はｆ４十ｆ３−ｆ，６となるが、位相
比較器１９と電圧制御発振器１７とで構成する位相同期
ループによってｆ４十ｆ３−ｆ，６＝ｆ，７となり、ｆ
４十ら＝ｆ．７十ｆ．６，（１十ｋ．）ｆ３＝（１十ｋ
．）ｆ，７からｆ３＝ｆ，７となり、上記位相同期ルー
プのループ利得を大きくしておけば、位相比較器１９の
両入力の位相差が小さくなる。またら３＝ｋ２ｆ，７，
ら：ｋ２ｆ３のように選んでおけばミキサ１３の出力周
波数はｆ，７＋ら３−ｆ９となるがｆ，７＝ｆ３である
からｆ，７十ｆ２３−ｆ９＝ｆ３となり発振器３の出力
周波数と一致する。
れぞれｆ３，Ｌ，，ｆ９，ｆ，６，ｆ，７，ｆ２３とし
、Ｌ；ｋ，ｆ３，ｆ，６＝ｋ，ｆ，？のように選んでお
けば信号Ｂの周波数はたとえばｆ４十もとなり、ミキサ
１４の出力周波数はｆ４十ｆ３−ｆ，６となるが、位相
比較器１９と電圧制御発振器１７とで構成する位相同期
ループによってｆ４十ｆ３−ｆ，６＝ｆ，７となり、ｆ
４十ら＝ｆ．７十ｆ．６，（１十ｋ．）ｆ３＝（１十ｋ
．）ｆ，７からｆ３＝ｆ，７となり、上記位相同期ルー
プのループ利得を大きくしておけば、位相比較器１９の
両入力の位相差が小さくなる。またら３＝ｋ２ｆ，７，
ら：ｋ２ｆ３のように選んでおけばミキサ１３の出力周
波数はｆ，７＋ら３−ｆ９となるがｆ，７＝ｆ３である
からｆ，７十ｆ２３−ｆ９＝ｆ３となり発振器３の出力
周波数と一致する。
したがって位相比較器１０の両入力の周波数は同一とな
り、第１図の回路のように位相比較器１０の出力により
発振周波数を制御する必要はなくなる。すなわち第２図
の回路では位相比較器１０の出力によって電圧制御位相
変調回路２５を制御する。電圧制御位相変調回路２５と
位相比較器１０とによって構成するフィ−ドバツク制御
ループのループ利得を大きくして位相比較器１０の両入
力の位相誤差を４・さくする。スイッチ５，６と電圧保
持回路７の動作は第１図の場合と同じであるが、電圧保
持回路７に保持される電圧は前に当該従局を受信してい
たとき電圧制御位相変調回路２５の制御電圧として加え
られその出力の位相を搬送波再生回路１１の出力位相と
ほぼ等しくするよう制御していた電圧であるから、その
同じ従局を再び受信するときこの電圧をスイッチ５，６
を介して電圧制御位相変調回路２５に加えれば、切換わ
り時点での引込み動作を行わないでも電圧制御位相変調
回路２５の出力位相はそのときの搬送波再生回路１１の
出力位相とほとんど同一となりＰＳＫ復調回路１２にお
いて信頼度の高い復調をすることができる。
り、第１図の回路のように位相比較器１０の出力により
発振周波数を制御する必要はなくなる。すなわち第２図
の回路では位相比較器１０の出力によって電圧制御位相
変調回路２５を制御する。電圧制御位相変調回路２５と
位相比較器１０とによって構成するフィ−ドバツク制御
ループのループ利得を大きくして位相比較器１０の両入
力の位相誤差を４・さくする。スイッチ５，６と電圧保
持回路７の動作は第１図の場合と同じであるが、電圧保
持回路７に保持される電圧は前に当該従局を受信してい
たとき電圧制御位相変調回路２５の制御電圧として加え
られその出力の位相を搬送波再生回路１１の出力位相と
ほぼ等しくするよう制御していた電圧であるから、その
同じ従局を再び受信するときこの電圧をスイッチ５，６
を介して電圧制御位相変調回路２５に加えれば、切換わ
り時点での引込み動作を行わないでも電圧制御位相変調
回路２５の出力位相はそのときの搬送波再生回路１１の
出力位相とほとんど同一となりＰＳＫ復調回路１２にお
いて信頼度の高い復調をすることができる。
以上のように、この発明によれば時分割多方向多重の従
局の切換わり時点での位相同期引込み動作の必要性をな
くすることができて、ＰＳＫ復調における同期検波の場
合の信頼度を格段に向上することができる。
局の切換わり時点での位相同期引込み動作の必要性をな
くすることができて、ＰＳＫ復調における同期検波の場
合の信頼度を格段に向上することができる。
第１図は従来の装置の一例を示すブロック接続図Ｌ第２
図はこの発明の一実施例を示すブロック接続図である。 図において１，２２はそれぞれＰＳＫ変調器、２，２１
はそれぞれ周波数コンバータ、３は主発振器、４，９，
１６，２３はそれぞれ搬送波の発振器、５，６はそれぞ
れスイッチ、７は電圧保持回路、１０，１９はそれぞれ
位相比較器、１１，１８はそれぞれ搬送波再生回路、１
２，１５はそれぞれＰＳＫ復調器、１３，１４はそれぞ
れミキサ、１７は電圧制御発振器である。なお各図中同
一符号は同一又は相当部分を示す。第１図 第２図
図はこの発明の一実施例を示すブロック接続図である。 図において１，２２はそれぞれＰＳＫ変調器、２，２１
はそれぞれ周波数コンバータ、３は主発振器、４，９，
１６，２３はそれぞれ搬送波の発振器、５，６はそれぞ
れスイッチ、７は電圧保持回路、１０，１９はそれぞれ
位相比較器、１１，１８はそれぞれ搬送波再生回路、１
２，１５はそれぞれＰＳＫ復調器、１３，１４はそれぞ
れミキサ、１７は電圧制御発振器である。なお各図中同
一符号は同一又は相当部分を示す。第１図 第２図
Claims (1)
- １ 主局と複数の従局との間に時分割多方向通信路を構
成する場合の上記主局に設けられる主発振器と、上記主
局内で用いられるすべての搬送波を上記主発振器の出力
周波数に対し位相同期する手段と、上記各従局に設けら
れる電圧制御発振器と、上記各従局において上記主局か
らの送信を受信してその受信出力から搬送波を再生する
搬送波再生回路と、この搬送波再生回路の出力により上
記電圧制御発振器の出力周波数の位相を同期する位相同
期ループと、上記各従局内で用いられるすべての搬送波
を上記電圧制御発振器の出力周波数に対し位相同期する
手段と、上記主局において上記主発振器の出力を入力し
調整可能な移相量を与えて出力する電圧制御位相変調回
路と、上記主局において上記各従局からの送信を受信し
てその受信出力から搬送波を再生する搬送波再生回路と
、この搬送波再生回路の出力と上記電圧制御位相変調回
路の出力との位相差を検出する位相比較器と、この位相
比較器の出力により上記電圧制御位相変調回路をフイー
ドバツク制御する手段と、各従局送信に対する位相比較
器の出力を各従局別に記憶する電圧保持回路と、一つの
従局からの送信を受信中は当該従局に対応する電圧保持
回路を介し上記位相比較器の出力を上記電圧制御位相変
調回路に加えるスイツチとを備えたことを特徴とする時
分割多方向多重同期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16518979A JPS607424B2 (ja) | 1979-12-18 | 1979-12-18 | 時分割多方向多重同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16518979A JPS607424B2 (ja) | 1979-12-18 | 1979-12-18 | 時分割多方向多重同期回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5687956A JPS5687956A (en) | 1981-07-17 |
| JPS607424B2 true JPS607424B2 (ja) | 1985-02-25 |
Family
ID=15807522
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16518979A Expired JPS607424B2 (ja) | 1979-12-18 | 1979-12-18 | 時分割多方向多重同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS607424B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0443625Y2 (ja) * | 1987-01-13 | 1992-10-15 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60183861A (ja) * | 1984-03-02 | 1985-09-19 | Fujitsu Ltd | バ−スト信号補償回路 |
| CN111198532B (zh) * | 2020-01-20 | 2021-06-22 | 北京韬盛科技发展有限公司 | 一种分时复用交叉启停***及其控制方法 |
-
1979
- 1979-12-18 JP JP16518979A patent/JPS607424B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0443625Y2 (ja) * | 1987-01-13 | 1992-10-15 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5687956A (en) | 1981-07-17 |
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