SE469251B - Beslutsaaterkopplad olinjaer utjaemnare - Google Patents

Description

15 20 25 469 251 2 (c) organ för multiplicering av utsignalen från mittappen N med cN; och (d) organ för addering av alla multipliceringsorganens utsignaler.

FIGURFÖRTECKNING Uppfinningen, ytterligare syften samt med uppfinningen uppnådda fördelar förstås bäst genom hänvisning till nedanstående beskrivning och de bifogade ritningarna, i vilka: Fig. 1 visar ett typiskt impulssvar för en radiokanal; Fig. 2 visar ett annat impulssvar som ibland förekommer på en radiokanal; Fig. 3 visar ett blockschema av en föredragen utföringsform av en utjämnare enligt föreliggande uppfinning lämplig för GSM-standarden; Fig. 4 visar delar av blockschemat i fig. 3 mera i detalj; och Fig. 5 visar de modifieringar i utföringsformen enligt Fig. 3 och 4 som är nödvändiga för att denna skall kunna användas även för linjärt mudulerande system, exempelvis enligt den amerikanska digitala standarden IS-54.

FÖREDRAGEN UTFÖRINGSFQRM Uppfinningen kommer att beskrivas nedan under hänvisning till ett digitalt radiokommumikationssystem. Det inses dock att uppfin- ningen även är användbar vid andra typer av digitala kanaler, exempelvis vid trådbunden överföring.

Figur 1 visar ett typiskt impulssvar för en radiokanal. Detta impulssvar kännetecknas av att huvudtoppen är starkare än de tidsdispersionstopparna. I eventuellt därefter uppträdande 10 15 20 25 30 3 469 figuren har för enkelhets skull endast en tidsdispersionstopp medtagits, men i praktiken kan flera förekomma. Det ovan nämnda 251; förfiltrets uppgift är att kompensera för inverkan av tidsdis- persionstopparna.

Figur 2 visar ett annat impulssvar som ibland förekommer på en radiokanal. I detta fall är tidsdispersionstoppen starkare än huvudtoppen. Det har visat sig att förfilter i kända utjämnare ej hanterar denna situation särskilt väl.

En föredragen utföringsform av föreliggande uppfinning kommer nu att beskrivas under hänvisning till figurerna 3 och 4. För enkelhets skull beskrivs en utjämnare för GMSK-modulation (Gaussian Minimum Shift Keying) av den typ som används i den europeiska GSM-standarden. De principer som beskrivs i samband med denna utjämnare är dock även tillämpliga för andra modula- tionstyper, exempelvis olika typer av linjär modulation. I det följande betecknar understrukna.bokstäver, exempelvis 1, vektorer vars komponenter även kan vara komplexvärda.

Utjämnaren i figur 3 innehåller' ett förfilter PRE, som vid tidpunkten kT, där T är samplingsintervallet, kännetecknas av N komplexa filterkoefficienter som bildar en vektor: §(k) = (CAR), CAR). f CN(k)} Vid tidpunkten kT anligger i filtrets PRE fördröjningskedja en komplexvärd insignalvektor: y(k) = {v(k), v(k-1), ... , v(k-2N+2)} I förfiltret PRE bildas ur' denna insignalvektor~ y(k) en ny vektor: y'(k) = {v(k)-v(k-2N+2), v(k-l)-v(k-2N+3), ... , v(k-N+l)} Vektorn y'(k) karakteriseras av att den innehåller element som utgöres av skillnaden mellan element i y(k) som parvis omger 10 15 20 25 30 469 251 4 mittelementet v(k-N+1). Mittelementet avbildas dock oförändrat såsom det sista elementet i y'(k).

Utsignalen från förfiltret PRE utgöres av skalärprodukten: w'(k) = g(k)'z'(k) Utjämnaren innehåller även ett återkopplingsfilter DFE (Decision Feedback Equalizer), som karakteriseras av en komplexvärd koefficientvektor innehållande M koefficienter: mk) = {b1(k), b2(k-l), , b.,(k-M+l)} Innehållet i âterkopplingsfiltrets DFE återkopplingskedja är vid tidpunkten kT: ë(k) = {z(k), 2(k-l), , z(k-M+1)} I återkopplingsfiltret bildas skalärprodukten Q(k)~g(k). Denna skalärprodukt subtraheras i en adderare 30 från utsignalen w'(k) från förfiltret PRE för erhållande av signalen: W(k) = 9_(k)'2'(k) - Q(k)'š(k) leds till en beslutskrets 32 som avger signalen +l eller -1 i beroende av Realdelen av den komplexvärda signalen w(k) realdelens tecken. Det bestämda tecknet leds till âterkopplings- filtret DFE för beslutsåterkoppling. Realdelen.av utsignalen från adderaren 30 utgör också ett mått på säkerheten i kretsens 32 beslut och kan därför användas som så kallad "mjuk" information i den efterföljande kanalavkodaren. Realdelen av signalen w(k) leds även till en adderare 38. Vidare leds det teckeninverterade värdet av beslutskretsens 32 utsignal till adderaren 38.

Utsignalen från adderaren 38 bildar tillsammans med imaginärdelen av signalen w(k) en felsignal e(k), med vars hjälp förfiltrets PRE koefficientvektor g(k) och koefficienter bjk) uppdateras. Denna uppdatering sker enligt återkopplingsfiltrets DFE ekvationerna 10 15 20 25 30 5 469 251: g<1<+1> = sk) - a e conjuzwkn W där conj(y'(k)) är komplexkonjugatet av vektorn y'(k) och Q(k+l) = bík) + B e(k) C0nj(š(k)) där conj(5(k)) är komplexkonjugatet av vektorn g(k), varvid a och ß är konvergensfaktorer som styr konvergenshastigheten och stabiliteten.

Utsignalen från beslutskretsen 32, som antingen är +l eller -1, matas även till en omvandlare CONV, som avbildar signalerna +l, -l till signalerna l respektive O för erhållande av utjämnarens utsignal d(k).

Den hitintills beskrivna delen av utjämnaren avser signalbe- handlingen beslutsmod, dvs vid utjämning av indata. Innan be- slutsmoden kan påbörjas måste dock utjämnaren synkroniseras med dataströmmen och tränas med hjälp av en känd träningssekvens.

Synkroniseringen sker i en korrelator CORR. Till denna matas signalerna från en signalskur. Någonstans i denna skur finns en känd träningssekvens, med vilken utjämnaren skall synkroniseras.

Eftersom även den kända träningssekvensen förvrängts av radioka- nalen korreleras skuren med en exakt, lokalt genererad tränings- sekvens. Korrelatorn kan exempelvis implementeras såsom två identiska FIR-filter, ett för realdelen och ett för imaginärde- len, vars koefficienter är tidsreverserade versioner av tränings- sekvensen. När absolutvärdet av korrelationen är maximalt är den mottagna datasekvensen synkroniserad med den i korrelatorns filterkoefficienter lagrade träningssekvensen. I detta läge avger korrelatorn CORR en synkroniseringssignal till en tränings- sekvensgenerator TR, varvid även en omkopplare 34 omkopplas så att återkopplingsfiltret DFE nu kommer att mottaga den kända träningssekvensen av +1 och -1. Samtidigt inställer korrelatorn CORR även koefficienten CN i förfiltret PRE så att CN(init) = Y conj(corr) 10 15 20 25 30 469 251 p 6 där y är en konstant och conj(corr) är komplexkonjugatet av den (till Övriga koefficienter i förfiltret PRE och åter- vid synkronisering uppnådda maximala korrelationen beloppet ) . kopplingsfiltret DFE sätts lika med O. Därefter matas förfiltret PRE på nytt med den del av signalskuren som svarar mot tränings- sekvensen och på sådant sätt att värdet av den första tränings- biten i signalskuren svarar mot läget av cu, samtidigt som den av träningssekvensgeneratorn TR alstrade sekvensen matas in i återkopplingsfiltret DFE (den samplade signalskuren är lagrad utanför utjämnaren, så att lämpliga delar av skuren kan hämtas vid olika tillfällen). lokalt i träningssekvensgeneratorn TR genererade träningssekvensen och den Med hjälp av den exakta, mottagna, förvrängda träningssekvensen kan koefficienterna i förfiltret PRE och återkopplingsfiltret DFE nu inställas för kompensering av kanalens förvrängning. När träningssekvensen är avslutad är utjämnarens filter lämpligt inställda. Omkopplaren 34 kopplas om till det nedre läget i fig. 3, varefter utjämnaren matas med data som ej tillhör träningssekvensen. Utj ämnaren arbetar nu i s.k. beslutsmod.

Både i träningsmod och beslutsmod uppdateras filterkoefficienter- na enligt ovanstående ekvationer för g(k+l) och §(k+1). Dock kan det vara lämpligt att minska konvergensfaktorerna a och ß i be- slutsmod jämfört med träningsmod för att göra utjämnaren mera robust.

Den beskrivna utjämnarens prestanda kan ytterligare förbättras genom övervakning av den mottagna signalnivån för upprättande av en referensnivå för utjämnaren. Detta sker i en nivåavkännare LEV. Referensnivån kan härledas genom olika mått på den mottagna signalen. Exempel på sådana mått är det maximala absolutvärdet av elementen v(k) i skuren, medelvärdet av absolutbeloppen av ett förutbestämt antal till utjämnaren inmatade signalvärden v(k) eller en lågpassfiltrerad version av absolutbeloppen av v(k). I de båda sistnämnda fallen kan utjämnaren hantera tidsvarierande kanaler som uppvisar fädningsdippar. 10 15 20 25 30 7 ., 469 251 Med hjälp av den avkända nivån kan nivåavkännaren LEV inställa en konstant ku med vilken insignalen till återkopplingsfiltret DFE multipliceras. För konstanten kl kan gälla kl = ö LEV där LEV är den av nivåavkännaren LEV detekterade signalnivån enligt någon av ovanstående metoder.

Figur 4 visar mera i detalj uppbyggnaden av förfiltret PRE och återkopplingsfiltret DFE. Förfiltret PRE har uppdelats i en övre del som mottager realdelen v¿(k) av insignalen v(k) och en undre del som mottager imaginärdelen v@(k) av insignalen v(k). I den fortsatta beskrivningen avser "x" realdelen och "y" imaginärdelen av respektive signaler.

Förfiltret PRE innehåller i detta fall sju tappar, vilka motsvaras av fyra komplexa koefficienter cl, ca, ca och c4.

Eftersom både den övre och undre delen av förfiltret PRE är uppbyggda på liknande sätt, kommer endast den övre delen att beskrivas. Denna del av förfiltret PRE innehåller sex för- dröjningselement T. Före, mellan och efter dessa avtappas signaler från tappar lOx, l2x, l4x, l6x, l8x, 20x respektive 22x.

Signalen från mittappen l6x multipliceras med realdelen ch respektive imaginärdelen cq av koefficienten c4. Signalen från tappen 14x till vänster om mittappen l6x minskas med signalen från tappen l8x till höger om mittappen l6x i en adderare 28x.

Skillnadssignalen multipliceras dels med realdelen ck dels med imaginärdelen cw.av koefficienten cs. På samma sätt behandlas de symmetriskt kring mittappen l6x placerade tapparna l2x, 20x respektive lOx, 22x. De med respektive realdel och imaginärdel multiplicerade signalerna adderas på varsin ledning. På motsva- rande sätt bildas två utsignaler från den undre delen av för- filtret PRE. De på detta sätt erhållna fyra signalerna kombineras i adderaren 30, som består av en del 30x och en del 30y, för bildande av den komplexa produkten w'(k).

En väsentlig skillnad mellan detta förfilter PRE och förfilter i kända utjämnare är de efter mittappen l6x följande tapparna 18x, l0 15 20 25 469 251 8 20x, 22x, adderarna 24x, 26x, 28x samt motsvarande element i den undre delen av filtret. Dessa element leder till att utjämnaren enligt uppfinningen bättre kan hantera en radiokanal med det i figur 2 visade impulssvaret. Återkopplingsfiltret DFE innehåller i denna utföringsform fyra koefficienter bl, bW.Ig och b4. Detta filter är av sedvanlig typ för utjämnare. Utsignalen från detta filter subtraheras från signalen w'(k) i adderarna 30x respektive 30y för erhållande av signalen w(k). Realdelen w,(k) av denna signal matas till beslutskretsen 32, vars utsignal är antingen +l eller -l och bildar utsignal från i figur 4 visade delen av utjämnaren.

Den ovan. beskrivna utjämnaren är lämplig att använda i det europeiska GSM-systemet. I detta fall har just fyra koefficienter i förfiltret och fyra koefficienter i återkopplingsfiltret visat sig vara lämpliga värden. Det inses dock att även andra värden är möjliga.

Lämpliga värden på a och B är: 0.04 0.02 Under träningsfasen: a = 0.015, ß Under beslutsfasen: a = 0.0075, ß Om det antages att detekteringen av signalnivån baseras på ett normerat toppvärde är lämpliga värden för 7 och 5: 0.5 6 = 0.7 -< II Behandlingen av en signalskur i utjämnaren sker i GSM-standarden lämpligen på följande sätt. 1. Utför en korrelering. 2. Genomför därefter en träningsfas under GSM-skurens 26 bitar långa träningssekvens. vi 10 15 20 25 30 9 ß, I, å". ~~. 46v 251 3. Uppdatera koefficienterna under den. högra halvskuren (58 bitar). 4. Fortsätt utjämningen för de tre sista "svansbitarna" (tail bits) för att medge att de sista bitarna av kodade data lämnar utjämnaren. 5. Genomför åter en 26 bitar lång träningssekvens enligt punkt 2 ovan eller använd alternativt de koefficientvärden som erhållits efter den föregående träningsfasen. 6. Hoppa till den första "svansbiten" av den vänstra halvskuren och fortsätt träningen under ytterligare tre bitintervall, dvs. låt omkopplaren 34 stå kvar det övre läget (fig. 3) och mata data svarande mot tre nollor in i återkopplingsfiltret DFE (fördröjda tre samplingsintervall). 7. Fortsätt uppdateringen under den vänstra halvskuren (58 bitar) från vänster till höger med omkopplaren 34 i det nedre läget (fig. 3). 8. Fortsätt utjämningen under tre ytterligare bitintervall in i träningssekvensen för att medge att de sista kodade bitarna lämnar utjämnaren.

Fig. 5 visar modifieringar i utföringsformen enligt fig. 3 och 4 som är nödvändiga för att denna skall kunna användas även för linjärt mudulerande system, exempelvis enligt den amerikanska digitala standarden IS-54. Dessa skillnader är koncentrerade till den högra delen av fig. 5 och innebär att även imaginärdelen w¿(k) av signalen w(k) behandlas på liknande sätt som realdelen w&(k). Därför innehåller kretsen i fig. 5 kompletterande element 32y, 34y, 36y, 38y och ytterligare en filtersektion i återkopp- lingsfiltret DFE. Elementen 32x, 34x, 36x och 38x svarar mot elementen 32, 34, 36 resp. 38 i fig. 4. Observera också att adderarna 30x och 30y försetts med ytterligare var sin ingång för mottagande av utsignalen från den undre filtersektionen i åter- kopplingsfiltret DFE. Det bör även noteras att utsignalen nu 469 251 i f” erhålls från två beslutskretsar 32x, 32y, en för realdelen och en för imaginärdelen av signalen w(k).

Fackmannen inser att olika förändringar och modifieringar av uppfinningen är möjliga utan att dessa faller utanför upp- finningens ram, vilken definieras av de bifogade patentkraven. v..

Claims (8)

10 15 20 25 30 11 469 251 P A T E N T K R A V

1. Beslutsåterkopplad utjämnare vid digitala kommunikations- system, innefattande ett förfilter (PRE) innehållande N filterko- efficienter cl, cz, ... , cN, där N är ett positivt heltal, ett återkopplingsfilter (DFE) innehållande M filterkoefficienter by bv ... , bn, där M är ett positivt heltal, och en olinjär beslutslogik (32), k ä n n e t e c k n a d. av att förfiltret (PRE) innefattar: (a) 2N-l tappar (10x,y; l2x,y; 14x,y; l6x,y; l8x,y; 20x,y; 22x,y) med 2N-2 däremellan fördelade fördröjningsorgan (T); (b) organ (24x,y; 26x,y; 28x,y) för subtrahering av utsigna- len från tapp 2N-k, där k är ett positivt heltal som antager värdena l,..,N-1, från utsignalen från tapp k och. multipliceringsorgan. för multiplicering av 'varje sådan differenssignal med filterkoefficienten ck; (c) organ för multiplicering av utsignalen från mittappen N (16x,y) med cn; och (d) organ för addering av alla multipliceringsorganens utsignaler.

2. Utjämnare enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av organ (CORR) för synkronisering och initialisering av förfiltret (PRE) och återkopplongsfiltret (DFE) till varje signalskur.

3. Utjämnare enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d av synkroni- seringsorganet (CORR) efter synkronisering inställer filterkoef- ficient CN i förfiltret (PRE) till ett första mått på den till beloppet maximala korrelationen mellan en förutbestämd tränings- sekvens och den aktuella signalskuren, medan övriga filterkoeffi- cienter i förfiltret (PRE) och återkopplingsfiltret (DFE) sätts lika med O. 10 15 20 25 469 251 12

4. Utjämnare enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d av att det första måttet utgöres av en konstant (y) multiplicerad. med komplexkonjugatet för den till beloppet maximala korrelationen mellan träningssekvensen och den aktuella signalskuren.

5. Utjämnare enligt krav 3 eller 4, k ä n n e t e c k n a d av en träningssekvensgenerator (TR) för inmatning av den förutbe- (DFE) i under en stämda träningssekvensen till återkopplingsfiltret stället för utsignalen från beslutslogiken (32) träningsperiod efter synkroniseringen, under vilken tränings- period förfiltret (PRE) svarande delen av den aktuella signalskuren. tillföras den, mot träningssekvensen

6. Utjämnare enligt något av föregående krav, k ä n n e t e c k - n a d av organ (LEV) för avkänning av ett andra mått på signalnivån för de av utjämnaren mottagna signalerna samt organ (36) för multiplikation (kl) av återkopplingsfiltrets insignal med det andra måttet.

7. Utjämnare enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d av att det andra måttet bildas av en konstant (6) multiplicerad med absolutvärdet av den till beloppet största signalkomponenten i den aktuella signalskuren.

8. Utjämnare enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d av att det andra måttet bildas av en konstant multiplicerad med medelvärdet av beloppen av ett förutbestämt antal till utjänarens förfilter inmatade signalkomponenter.