JP3049624B2 - 波形成形フィルタおよび波形成形高域通過フィルタ - Google Patents
波形成形フィルタおよび波形成形高域通過フィルタInfo
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- JP3049624B2 JP3049624B2 JP4193969A JP19396992A JP3049624B2 JP 3049624 B2 JP3049624 B2 JP 3049624B2 JP 4193969 A JP4193969 A JP 4193969A JP 19396992 A JP19396992 A JP 19396992A JP 3049624 B2 JP3049624 B2 JP 3049624B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、主として既存の電話加
入者線であるメタリックのペアケーブルを用いて、高速
のディジタルデータを送受双方向に同時または交互に伝
送するディジタル加入者線インターフェース装置の受信
信号の処理の中で用いられる波形成形フィルタおよび波
形成形高域通過フィルタに関し、特に、データのサンプ
リングタイミングの制御が可能なように受信信号の波形
を成形して孤立波レスポンスの波形を成形する波形成形
フィルタおよびそれに高域通過フィルタの機能を組み込
んだ波形成形高域通過フィルタに関する。
入者線であるメタリックのペアケーブルを用いて、高速
のディジタルデータを送受双方向に同時または交互に伝
送するディジタル加入者線インターフェース装置の受信
信号の処理の中で用いられる波形成形フィルタおよび波
形成形高域通過フィルタに関し、特に、データのサンプ
リングタイミングの制御が可能なように受信信号の波形
を成形して孤立波レスポンスの波形を成形する波形成形
フィルタおよびそれに高域通過フィルタの機能を組み込
んだ波形成形高域通過フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＩＳＤＮ等のディジタル通信網の普及を
図るため、音声帯域信号の伝送に用いられている既存の
メタリックのペアケーブルを用いて高速のディジタルデ
ータを伝送するディジタル加入者線伝送方式が開発され
ている。この場合、加入者線間の距離の違いによる伝送
損の変動、通過帯域の制限および既存の加入者線に存在
する先端開放のブリッジタップ（ＢＴ）による反射等を
原因とする符号間干渉歪みに対処する必要がある。ま
た、伝送方式としては、送信と受信を時分割で交互に行
なういわゆるピンポン伝送方式と、ハイブリッド回路お
よびエコーキャンセラを使用して、送信と受信を同時に
行なうエコーキャンセラ方式とが開発されている。
図るため、音声帯域信号の伝送に用いられている既存の
メタリックのペアケーブルを用いて高速のディジタルデ
ータを伝送するディジタル加入者線伝送方式が開発され
ている。この場合、加入者線間の距離の違いによる伝送
損の変動、通過帯域の制限および既存の加入者線に存在
する先端開放のブリッジタップ（ＢＴ）による反射等を
原因とする符号間干渉歪みに対処する必要がある。ま
た、伝送方式としては、送信と受信を時分割で交互に行
なういわゆるピンポン伝送方式と、ハイブリッド回路お
よびエコーキャンセラを使用して、送信と受信を同時に
行なうエコーキャンセラ方式とが開発されている。
【０００３】図６はこのうちエコーキャンセラ方式が採
用された従来のディジタル加入者線インターフェース装
置の概略構成を表わすブロック図である。図６におい
て、加入者線１０を経て受信された受信信号は、２線−
４線変換のためのハイブリッド１２を経てオーバーサン
プリングＡ／Ｄ変換器１４でディジタル信号に変換さ
れ、波形成形フィルタ１６、高域通過フィルタ１８を経
て、減算器２０において送信データからエコーキャンセ
ラ２２で生成された擬似エコーを減算することにより、
ハイブリッド回路１２における送信信号の廻り込み分が
除去され、ＡＧＣ回路２４において伝送路の減衰特性が
補正され、判定帰還等化器（ＤＦＥ）２６において符号
間干渉歪が除去されるとともに、例えば±１，±３の４
値が判定されて出力される。判定帰還等化器２６で算出
された係数の一部はタイミング制御部２８のタイミング
制御に使用される。オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器
１４としては、ΔΣ変換器２７およびデシメーションフ
ィルタ２９縦続接続が使用される。
用された従来のディジタル加入者線インターフェース装
置の概略構成を表わすブロック図である。図６におい
て、加入者線１０を経て受信された受信信号は、２線−
４線変換のためのハイブリッド１２を経てオーバーサン
プリングＡ／Ｄ変換器１４でディジタル信号に変換さ
れ、波形成形フィルタ１６、高域通過フィルタ１８を経
て、減算器２０において送信データからエコーキャンセ
ラ２２で生成された擬似エコーを減算することにより、
ハイブリッド回路１２における送信信号の廻り込み分が
除去され、ＡＧＣ回路２４において伝送路の減衰特性が
補正され、判定帰還等化器（ＤＦＥ）２６において符号
間干渉歪が除去されるとともに、例えば±１，±３の４
値が判定されて出力される。判定帰還等化器２６で算出
された係数の一部はタイミング制御部２８のタイミング
制御に使用される。オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器
１４としては、ΔΣ変換器２７およびデシメーションフ
ィルタ２９縦続接続が使用される。
【０００４】波形成形フィルタ１６については後述す
る。高域通過フィルタ１８はエコーキャンセラ２２のタ
ップ数を減らして回路を簡単にするために設けられてい
る。ハイブリッド回路１２からライン方向をみたインピ
ーダンス特性は理想的でないため、ハイブリッド回路１
２において送信信号が受信側に廻り込んでエコーを発生
する。このエコー成分の消去のためにエコーキャンセラ
２２が設けられるのであるが、その規模を表わす指標と
なるタップ数はエコーの孤立波レスポンスの持続時間に
よって決まる。ディジタル加入者線インターフェース装
置にはハイブリッド回路１２としてハイブリッドトラン
スまたはそれと類似の２線４線変換器が使用されるが、
それらはカットオフ周波数が数１００Hz以下の高域通過
フィルタと等価であるため、そのエコーの孤立波レスポ
ンスは極めてゆっくりと減衰する波形となり、例えば８
０kHz のシンボル周波数に対して１００〜２００タップ
を有する大規模なエコーキャンセラが必要である。そこ
で、もっと高いカットオフ周波数をもつ高域通過フィル
タ１８で低周波成分を除去することにより、エコーの減
衰を早くし、エコーキャンセラのタップ数を２０〜３０
程度にすることが行なわれる。なお、この高域通過フィ
ルタ１８としては、図６に示されるように１サンプル周
期離れたサンプル間の差をとるという、伝達関数（１−
ｚ-1）を有する簡単なものが使用される。
る。高域通過フィルタ１８はエコーキャンセラ２２のタ
ップ数を減らして回路を簡単にするために設けられてい
る。ハイブリッド回路１２からライン方向をみたインピ
ーダンス特性は理想的でないため、ハイブリッド回路１
２において送信信号が受信側に廻り込んでエコーを発生
する。このエコー成分の消去のためにエコーキャンセラ
２２が設けられるのであるが、その規模を表わす指標と
なるタップ数はエコーの孤立波レスポンスの持続時間に
よって決まる。ディジタル加入者線インターフェース装
置にはハイブリッド回路１２としてハイブリッドトラン
スまたはそれと類似の２線４線変換器が使用されるが、
それらはカットオフ周波数が数１００Hz以下の高域通過
フィルタと等価であるため、そのエコーの孤立波レスポ
ンスは極めてゆっくりと減衰する波形となり、例えば８
０kHz のシンボル周波数に対して１００〜２００タップ
を有する大規模なエコーキャンセラが必要である。そこ
で、もっと高いカットオフ周波数をもつ高域通過フィル
タ１８で低周波成分を除去することにより、エコーの減
衰を早くし、エコーキャンセラのタップ数を２０〜３０
程度にすることが行なわれる。なお、この高域通過フィ
ルタ１８としては、図６に示されるように１サンプル周
期離れたサンプル間の差をとるという、伝達関数（１−
ｚ-1）を有する簡単なものが使用される。
【０００５】判定帰還等化器２６は図７に示すような構
成である。減算器３０の出力を判定器３２で判定して±
１，±３の判定結果として出力し、減算器３４で判定の
前後の差をとって判定誤差とする。この判定誤差と判定
結果を１シンボル分の遅延時間Ｔを有する複数の遅延器
３６の縦続接続で遅延させた信号とから係数演算回路３
８で係数Ｃ-1，Ｃ0 ，Ｃ1 ，…Ｃm を演算し、そのうち
Ｃ1 ，…Ｃm （ポストカーソル値）を係数とする乗算器
４０で判定結果の遅延信号を乗算し、加算器４２で加算
して帰還信号とし、減算器３０で入力信号から帰還信号
を減算して判定器３２の入力とする。係数演算回路３８
における係数の演算には、例えば周知のＬＭＳ（Least
mean square ）アルゴリズムが使用される。
成である。減算器３０の出力を判定器３２で判定して±
１，±３の判定結果として出力し、減算器３４で判定の
前後の差をとって判定誤差とする。この判定誤差と判定
結果を１シンボル分の遅延時間Ｔを有する複数の遅延器
３６の縦続接続で遅延させた信号とから係数演算回路３
８で係数Ｃ-1，Ｃ0 ，Ｃ1 ，…Ｃm を演算し、そのうち
Ｃ1 ，…Ｃm （ポストカーソル値）を係数とする乗算器
４０で判定結果の遅延信号を乗算し、加算器４２で加算
して帰還信号とし、減算器３０で入力信号から帰還信号
を減算して判定器３２の入力とする。係数演算回路３８
における係数の演算には、例えば周知のＬＭＳ（Least
mean square ）アルゴリズムが使用される。
【０００６】係数演算回路３８において係数Ｃ-1，
Ｃ0 ，Ｃ1 ，…Ｃm が収束したとき、それらは、判定帰
還等化器２６の入力までの伝送路の孤立波レスポンスの
サンプル値に相当する。これらのうちポストカーソル値
Ｃ1 ，…Ｃm を遅延信号に乗算して重ね合わせることに
より、後方への符号間干渉歪波が生成され、減算器３０
でそれが除去されるのである。一方、係数Ｃ-1，Ｃ0 は
それぞれプリカーソル値、メインカーソル値と呼ばれ、
それらの時刻はそれぞれプリカーソル、メインカーソル
と呼ばれる。プリカーソル値Ｃ-1は、以下に述べるよう
にタイミング制御部２８におけるタイミング制御に用い
られる。
Ｃ0 ，Ｃ1 ，…Ｃm が収束したとき、それらは、判定帰
還等化器２６の入力までの伝送路の孤立波レスポンスの
サンプル値に相当する。これらのうちポストカーソル値
Ｃ1 ，…Ｃm を遅延信号に乗算して重ね合わせることに
より、後方への符号間干渉歪波が生成され、減算器３０
でそれが除去されるのである。一方、係数Ｃ-1，Ｃ0 は
それぞれプリカーソル値、メインカーソル値と呼ばれ、
それらの時刻はそれぞれプリカーソル、メインカーソル
と呼ばれる。プリカーソル値Ｃ-1は、以下に述べるよう
にタイミング制御部２８におけるタイミング制御に用い
られる。
【０００７】波形成形フィルタ１６がないとき、判定帰
還等化器２６の入力までの伝送路の孤立波レスポンスは
図８（ａ）の様である。そこで、波形成形フィルタ１６
を挿入することによって、図８（ｂ）に示すようにプリ
カーソル付近すなわち、孤立波レスポンス振幅が最大と
なるメインカーソルから１サンプル前のプリカーソルに
おいて負から正へ変化する特性にする。こうしておい
て、判定帰還等化器２６において算出されるプリカーソ
ル値Ｃ1 が負ならサンプルタイミングを遅らせ、正なら
進ませる制御がタイミング制御部２８で行なわれ、この
様にして制御されたクロックが動作クロックとして各ユ
ニットで使用されるのである。
還等化器２６の入力までの伝送路の孤立波レスポンスは
図８（ａ）の様である。そこで、波形成形フィルタ１６
を挿入することによって、図８（ｂ）に示すようにプリ
カーソル付近すなわち、孤立波レスポンス振幅が最大と
なるメインカーソルから１サンプル前のプリカーソルに
おいて負から正へ変化する特性にする。こうしておい
て、判定帰還等化器２６において算出されるプリカーソ
ル値Ｃ1 が負ならサンプルタイミングを遅らせ、正なら
進ませる制御がタイミング制御部２８で行なわれ、この
様にして制御されたクロックが動作クロックとして各ユ
ニットで使用されるのである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】波形成形のために、従
来は７〜９タップ程度のトランスバーサルフィルタが使
われ、前記のような波形成形を完全に行なうにはシンボ
ル周波数で動作するのでなく、その２倍または３倍の周
波数で動作する必要があると考えられていた。普通に考
えれば、前記のような波形成形を完全に行なうには受信
信号のシンボル周期毎の振幅を制御するだけでは限界が
あり、その中間点またはシンボル周期を３等分した点の
振幅も制御する必要があると考えられるからである。
来は７〜９タップ程度のトランスバーサルフィルタが使
われ、前記のような波形成形を完全に行なうにはシンボ
ル周波数で動作するのでなく、その２倍または３倍の周
波数で動作する必要があると考えられていた。普通に考
えれば、前記のような波形成形を完全に行なうには受信
信号のシンボル周期毎の振幅を制御するだけでは限界が
あり、その中間点またはシンボル周期を３等分した点の
振幅も制御する必要があると考えられるからである。
【０００９】このため従来はＡ／Ｄ変換器１４のデシメ
ーションフィルタ２９の出力の周波数もシンボル周波数
の２倍または３倍である必要があった。ここでデシメー
ションフィルタ２９はΔΣ変換器２７においてＡ／Ｄ変
換出力の周波数の２００倍近くという高周波数で１ビッ
ト量子化されたものの高域成分を除去することによって
多値化したディジタル値を得るためのフィルタであり、
それ自体もＡ／Ｄ変換出力の周波数の２００倍近くの周
波数で動作する必要があり、その規模も約３００タップ
という大規模なトランスバーサルフィルタであるため、
専用のハードウエァで構成されていた。一般にディジタ
ルトランスバーサルフィルタのハードウエァ規模は入力
データの周波数と出力データの周波数とタップ数の積と
強い相関があり、積が大きくなると規模も大きくなる。
従ってデシメーションフィルタ２９の出力データの繰り
返し周波数がシンボル周波数の２倍または３倍でなけれ
ばならないということはデシメーションフィルタの規模
縮小を図るのを難しくしていた。またデシメーションフ
ィルタの出力データの繰り返し周波数が大きいことはフ
ィルタを高速で動作させることであり、ハードウェアの
多重使用が困難になり、その実質的な回路規模が増大す
るばかりでなく、消費電力も増大するという問題にも繋
がる。
ーションフィルタ２９の出力の周波数もシンボル周波数
の２倍または３倍である必要があった。ここでデシメー
ションフィルタ２９はΔΣ変換器２７においてＡ／Ｄ変
換出力の周波数の２００倍近くという高周波数で１ビッ
ト量子化されたものの高域成分を除去することによって
多値化したディジタル値を得るためのフィルタであり、
それ自体もＡ／Ｄ変換出力の周波数の２００倍近くの周
波数で動作する必要があり、その規模も約３００タップ
という大規模なトランスバーサルフィルタであるため、
専用のハードウエァで構成されていた。一般にディジタ
ルトランスバーサルフィルタのハードウエァ規模は入力
データの周波数と出力データの周波数とタップ数の積と
強い相関があり、積が大きくなると規模も大きくなる。
従ってデシメーションフィルタ２９の出力データの繰り
返し周波数がシンボル周波数の２倍または３倍でなけれ
ばならないということはデシメーションフィルタの規模
縮小を図るのを難しくしていた。またデシメーションフ
ィルタの出力データの繰り返し周波数が大きいことはフ
ィルタを高速で動作させることであり、ハードウェアの
多重使用が困難になり、その実質的な回路規模が増大す
るばかりでなく、消費電力も増大するという問題にも繋
がる。
【００１０】また従来では、デシメーションフィルタ２
９自身に波形成形機能を持たせることも行なわれてい
た。デシメーションフィルタに波形成形機能をもたせる
とそのフィルタ規模は大きくなり、少なくとも６００タ
ップ程度のトランスバーサルフィルタになるが、出力周
期は図６の従来例とは異なり、シンボル周波数で済むた
めに回路の多重使用を考慮した実際のハードウェアの大
きさは図６の従来例のデシメーションフィルタと同一で
済む。この結果、図６の例の場合必要であった波形成形
フィルタ１６が不要になり、回路規模がその分小さくな
る。しかしこの場合にはデシメーションフィルタのタッ
プ係数が複雑な数字になり、タップ係数をランダムロジ
ックを使って発生することが難しくなり、タップ係数を
格納するためのＲＯＭが必要になる。ＲＯＭを使うとそ
の消費電力はランダムロジックを使う場合に比べて、か
なり大きくなり、トータルとして期待したほどの回路規
模の縮小、低消費電力化の効果が得られないという問題
があった。
９自身に波形成形機能を持たせることも行なわれてい
た。デシメーションフィルタに波形成形機能をもたせる
とそのフィルタ規模は大きくなり、少なくとも６００タ
ップ程度のトランスバーサルフィルタになるが、出力周
期は図６の従来例とは異なり、シンボル周波数で済むた
めに回路の多重使用を考慮した実際のハードウェアの大
きさは図６の従来例のデシメーションフィルタと同一で
済む。この結果、図６の例の場合必要であった波形成形
フィルタ１６が不要になり、回路規模がその分小さくな
る。しかしこの場合にはデシメーションフィルタのタッ
プ係数が複雑な数字になり、タップ係数をランダムロジ
ックを使って発生することが難しくなり、タップ係数を
格納するためのＲＯＭが必要になる。ＲＯＭを使うとそ
の消費電力はランダムロジックを使う場合に比べて、か
なり大きくなり、トータルとして期待したほどの回路規
模の縮小、低消費電力化の効果が得られないという問題
があった。
【００１１】したがって本発明の第１の目的は、上記の
問題を克服して、回路規模が小さく、消費電力も少ない
ディジタル加入者線インターフェース装置のフィルタ回
路を提供することにある。本発明の第２の目的は上記の
波形成形機能とともにエコーキャンセラのタップ数削減
のための高域通過機能を有する波形成形高域通過フィル
タを提供することにある。
問題を克服して、回路規模が小さく、消費電力も少ない
ディジタル加入者線インターフェース装置のフィルタ回
路を提供することにある。本発明の第２の目的は上記の
波形成形機能とともにエコーキャンセラのタップ数削減
のための高域通過機能を有する波形成形高域通過フィル
タを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前述の目的を達成する本
発明の波形成形フィルタは、少なくとも２値からなる多
値レベル信号を所定のシンボル周期Ｔで伝送する伝送路
の受信側に設けられた符号間干渉補償器の入力までの孤
立波レスポンスの波形をその最大値よりＴ時間前の近傍
において極性が反転するように成形するトランスバーサ
ル形波形成形フィルタであって、ｚ変換で表現した伝達
関数Ｈ（ｚ）が Ｈ（ｚ）＝１−ａｚ-1，ただしａ＞１ であることを特徴とするものである。
発明の波形成形フィルタは、少なくとも２値からなる多
値レベル信号を所定のシンボル周期Ｔで伝送する伝送路
の受信側に設けられた符号間干渉補償器の入力までの孤
立波レスポンスの波形をその最大値よりＴ時間前の近傍
において極性が反転するように成形するトランスバーサ
ル形波形成形フィルタであって、ｚ変換で表現した伝達
関数Ｈ（ｚ）が Ｈ（ｚ）＝１−ａｚ-1，ただしａ＞１ であることを特徴とするものである。
【００１３】また、本発明の波形成形高域通過フィルタ
は、少なくとも２値からなる多値レベル信号を所定のシ
ンボル周期Ｔで伝送する伝送路の受信側に設けられた符
号間干渉補償器の入力までの孤立波レスポンスの波形を
その最大値よりＴ時間前の近傍において極性が反転する
ように成形し、かつ、信号の高域成分のみを通過せしめ
るトランスバーサル形波形成形高域通過フィルタであっ
て、ｚ変換で表現した伝達関数Ｈ（ｚ）がＨ（ｚ）＝−
１／（１＋ａ）＋ｚ-1−ａ／（１＋ａ）・ｚ-2、ただし
ａ＞１であることを特徴とするものである。
は、少なくとも２値からなる多値レベル信号を所定のシ
ンボル周期Ｔで伝送する伝送路の受信側に設けられた符
号間干渉補償器の入力までの孤立波レスポンスの波形を
その最大値よりＴ時間前の近傍において極性が反転する
ように成形し、かつ、信号の高域成分のみを通過せしめ
るトランスバーサル形波形成形高域通過フィルタであっ
て、ｚ変換で表現した伝達関数Ｈ（ｚ）がＨ（ｚ）＝−
１／（１＋ａ）＋ｚ-1−ａ／（１＋ａ）・ｚ-2、ただし
ａ＞１であることを特徴とするものである。
【００１４】
【作用】伝達関数Ｈ（ｚ）が１−ａｚ-1であるというこ
とは、１−ａｚ-1＝−ａ（−１／ａ＋ｚ-1）より、時間
域で考えると、上記伝達関数は入力信号を（−１／ａ）
倍した波形を入力信号を信号の１周期Ｔだけ後に遅らせ
た波形に加え（−ａ）倍する処理に相当する。すなわ
ち、成形前の孤立波レスポンスが図１（ａ）に実線で示
すような波形であるとすると、その（−１／ａ）倍した
波形は図１（ａ）に破線で示すような波形となり、両者
を合成すると、図１（ｂ）のようになり、最大値より１
周期前の近傍において極性が反転するような波形に成形
される。なお、（−１／ａ）倍については全体のゲイン
が変わるのみで孤立波レスポンスの波形への影響はな
い。また、極性が反転する点は１周期前よりも多少最大
値側（メインカーソル側）へ寄ることになり、ａが１に
近い程それが著しいが、ａの値を１よりも充分に大きい
値にとればそのずれは小さく、この点を基準としてサン
プルタイミングを制御しても、波形等化および値の判別
の処理には支障はない。
とは、１−ａｚ-1＝−ａ（−１／ａ＋ｚ-1）より、時間
域で考えると、上記伝達関数は入力信号を（−１／ａ）
倍した波形を入力信号を信号の１周期Ｔだけ後に遅らせ
た波形に加え（−ａ）倍する処理に相当する。すなわ
ち、成形前の孤立波レスポンスが図１（ａ）に実線で示
すような波形であるとすると、その（−１／ａ）倍した
波形は図１（ａ）に破線で示すような波形となり、両者
を合成すると、図１（ｂ）のようになり、最大値より１
周期前の近傍において極性が反転するような波形に成形
される。なお、（−１／ａ）倍については全体のゲイン
が変わるのみで孤立波レスポンスの波形への影響はな
い。また、極性が反転する点は１周期前よりも多少最大
値側（メインカーソル側）へ寄ることになり、ａが１に
近い程それが著しいが、ａの値を１よりも充分に大きい
値にとればそのずれは小さく、この点を基準としてサン
プルタイミングを制御しても、波形等化および値の判別
の処理には支障はない。
【００１５】上記の伝達関数で表わされるフィルタはシ
ンボル周波数で動く２タップのフィルタで実現すること
ができ、従来方式と較べて著しく簡略化することができ
る。また、前述のように波形成形フィルタの後段に設け
られる高域通過フィルタは１−ｚ-1の伝達関数を有して
いる。したがってこれとの合成関数Ｈ（ｚ）は Ｈ（ｚ）＝（１−ａｚ-1）（１−ｚ-1） ＝１−（１＋ａ）ｚ-1＋ａｚ-2 となり、Ｈ（ｚ）×（−１／（１＋ａ））を改めてＨ
（ｚ）とおくと、 Ｈ（ｚ）＝−１／（１＋ａ）＋ｚ-1−ａ／（１＋ａ）・ｚ-2 となり、この伝達関数を有するフィルタは前述の波形成
形機能と高域通過機能を併せ持つ３タップのトランスバ
ーサルフィルタとなる。
ンボル周波数で動く２タップのフィルタで実現すること
ができ、従来方式と較べて著しく簡略化することができ
る。また、前述のように波形成形フィルタの後段に設け
られる高域通過フィルタは１−ｚ-1の伝達関数を有して
いる。したがってこれとの合成関数Ｈ（ｚ）は Ｈ（ｚ）＝（１−ａｚ-1）（１−ｚ-1） ＝１−（１＋ａ）ｚ-1＋ａｚ-2 となり、Ｈ（ｚ）×（−１／（１＋ａ））を改めてＨ
（ｚ）とおくと、 Ｈ（ｚ）＝−１／（１＋ａ）＋ｚ-1−ａ／（１＋ａ）・ｚ-2 となり、この伝達関数を有するフィルタは前述の波形成
形機能と高域通過機能を併せ持つ３タップのトランスバ
ーサルフィルタとなる。
【００１６】
【実施例】図２は本発明の一実施例である波形成形フィ
ルタ５０が使用されたエコーキャンセラ方式のディジタ
ル加入者線インターフェース装置のブロック線図であ
る。波形成形フィルタ５０として伝達関数 Ｈ（ｚ）＝１−ａｚ-1、ただしａ＞１…（１） のものが使用されている点を除けば図６と同一である。
ルタ５０が使用されたエコーキャンセラ方式のディジタ
ル加入者線インターフェース装置のブロック線図であ
る。波形成形フィルタ５０として伝達関数 Ｈ（ｚ）＝１−ａｚ-1、ただしａ＞１…（１） のものが使用されている点を除けば図６と同一である。
【００１７】ａの値としては、前述のように、ａの値が
１に近いと極性が反転する位置のずれが大きくなり、ま
た、ポストカーソル値Ｃ1 ，Ｃ2 …Ｃm がメインカーソ
ル値Ｃ0 の１／２以上となって判定帰還等化器２６にお
ける等化が困難になる。また、ａが大き過ぎると１／ａ
の値が小さくなるので極性反転効果が小さくなり、波形
成形前のプリカーソル値Ｃ-1（図８（ａ）参照）が大き
い伝送路では極性反転が得られなくなりタイミング抽出
ができなくなる。したがって、適用される伝送路の特性
に応じて、１よりも充分に大きく、かつ、プリカーソル
付近での符号反転が生じる値を適宜選択する。例えば、
米国標準規格にある１６通りの伝送路の状態について、
自装置のハイブリッドトランス１２、デシメーションフ
ィルタ２９等の特性を含めた計算機シミュレーションを
行って１６通りの孤立波レスポンスを計算し、全体とし
てタイミング抽出や判定帰還等化器２６による等化が容
易かどうかをみて適切なａの値を決定する。
１に近いと極性が反転する位置のずれが大きくなり、ま
た、ポストカーソル値Ｃ1 ，Ｃ2 …Ｃm がメインカーソ
ル値Ｃ0 の１／２以上となって判定帰還等化器２６にお
ける等化が困難になる。また、ａが大き過ぎると１／ａ
の値が小さくなるので極性反転効果が小さくなり、波形
成形前のプリカーソル値Ｃ-1（図８（ａ）参照）が大き
い伝送路では極性反転が得られなくなりタイミング抽出
ができなくなる。したがって、適用される伝送路の特性
に応じて、１よりも充分に大きく、かつ、プリカーソル
付近での符号反転が生じる値を適宜選択する。例えば、
米国標準規格にある１６通りの伝送路の状態について、
自装置のハイブリッドトランス１２、デシメーションフ
ィルタ２９等の特性を含めた計算機シミュレーションを
行って１６通りの孤立波レスポンスを計算し、全体とし
てタイミング抽出や判定帰還等化器２６による等化が容
易かどうかをみて適切なａの値を決定する。
【００１８】前述したように、高域通過フィルタ１８に
は伝達関数 １−ｚ-1…（２） のものが使用されている。波形成形フィルタ５０と高域
通過フィルタ１８とを図３（ａ）に表わすようにそれぞ
れ別なブロックとして、縦続接続して用いても良いが、
これらのフィルタは共にシンボル周波数で動作するトラ
ンスバーサルフィルタであるから、１つのフィルタとし
て動作させる方が効率的である。
は伝達関数 １−ｚ-1…（２） のものが使用されている。波形成形フィルタ５０と高域
通過フィルタ１８とを図３（ａ）に表わすようにそれぞ
れ別なブロックとして、縦続接続して用いても良いが、
これらのフィルタは共にシンボル周波数で動作するトラ
ンスバーサルフィルタであるから、１つのフィルタとし
て動作させる方が効率的である。
【００１９】合成関数をもつフィルタを波形成形高域通
過フィルタと呼ぶこととすると、その伝達関数Ｈ
（ｚ-1）は次式で表わされる。 Ｈ（ｚ-1）＝（１−ａｚ-1）（１−ｚ-1） ＝１−（１＋ａ）ｚ-1＋ａｚ-2 定数を掛けることは全体のゲインを変えることに相当す
るのみであるから−１／（１＋ａ）を掛けたものを改め
てＨ（ｚ-1）とおくと、 Ｈ（ｚ-1）＝−１／（１＋ａ）＋ｚ-1−ａ（１＋ａ）ｚ-2…（３） となる。これをブロック線図で表わすと、図３（ｂ）の
ように３タップのトランスバーサルフィルタの構成とな
る。
過フィルタと呼ぶこととすると、その伝達関数Ｈ
（ｚ-1）は次式で表わされる。 Ｈ（ｚ-1）＝（１−ａｚ-1）（１−ｚ-1） ＝１−（１＋ａ）ｚ-1＋ａｚ-2 定数を掛けることは全体のゲインを変えることに相当す
るのみであるから−１／（１＋ａ）を掛けたものを改め
てＨ（ｚ-1）とおくと、 Ｈ（ｚ-1）＝−１／（１＋ａ）＋ｚ-1−ａ（１＋ａ）ｚ-2…（３） となる。これをブロック線図で表わすと、図３（ｂ）の
ように３タップのトランスバーサルフィルタの構成とな
る。
【００２０】（３）式のａの値として３，７，１５…の
ように（１＋ａ）が４，８，１６と２の羃乗数になるよ
うに設定すれば、−１／（１＋ａ）は２の羃乗数とな
る。−ａ／（１＋ａ）＝１−１／（１＋ａ）であるから
−ａ／（１＋ａ）も２の羃乗数の差として表されるか
ら、このフィルタの演算は加算器とシフターからなる数
値演算ブロック（ＡＬＵ）を使って数ステップで処理で
きる。
ように（１＋ａ）が４，８，１６と２の羃乗数になるよ
うに設定すれば、−１／（１＋ａ）は２の羃乗数とな
る。−ａ／（１＋ａ）＝１−１／（１＋ａ）であるから
−ａ／（１＋ａ）も２の羃乗数の差として表されるか
ら、このフィルタの演算は加算器とシフターからなる数
値演算ブロック（ＡＬＵ）を使って数ステップで処理で
きる。
【００２１】具体例としてａ＝７としたとき伝達関数は
次式となる。 Ｈ（ｚ-1）＝−０．１２５＋ｚ-1−０．８７５ｚ-2…（４） ＝−２-3＋ｚ-1＋（２-3−１）ｚ-2 …（５） （４）の伝達関数をもつフィルタの出力での孤立波レス
ポンスの例を図４に示す。この図を見ると、信号のピー
クとなる時刻のほぼ１周期前の時刻に信号の振幅は負か
ら正に変化しており、プリカーソル点での特性をタイミ
ング制御に用いることができることを示している。
次式となる。 Ｈ（ｚ-1）＝−０．１２５＋ｚ-1−０．８７５ｚ-2…（４） ＝−２-3＋ｚ-1＋（２-3−１）ｚ-2 …（５） （４）の伝達関数をもつフィルタの出力での孤立波レス
ポンスの例を図４に示す。この図を見ると、信号のピー
クとなる時刻のほぼ１周期前の時刻に信号の振幅は負か
ら正に変化しており、プリカーソル点での特性をタイミ
ング制御に用いることができることを示している。
【００２２】ａ＝７のとき、トランスバーサルフィルタ
のタップ係数は（５）式のような２の羃定数の組み合わ
せで表わされるので、（４）式で表わされるフィルタの
処理を図５に示すような２入力加算器５２とシフタ５４
からなるＡＬＵ（演算ユニット）５６を使用して行なう
場合、次の４ステップの処理で終了する。 最新の入力データの極性を反転して３ビット右シフ
トして零に加算する。
のタップ係数は（５）式のような２の羃定数の組み合わ
せで表わされるので、（４）式で表わされるフィルタの
処理を図５に示すような２入力加算器５２とシフタ５４
からなるＡＬＵ（演算ユニット）５６を使用して行なう
場合、次の４ステップの処理で終了する。 最新の入力データの極性を反転して３ビット右シフ
トして零に加算する。
【００２３】 上記の加算結果に１周期前の入力デー
タを加算する。 上記の加算結果に２周期前の入力データを反転して
加算する。 上記の加算結果に２周期前の入力データを３ｂｉｔ
右シフトして加算する。 なお、上記の処理において，の処理の代わりに「１
周期前の入力データに、最新の入力データを反転して３
ｂｉｔ右シフトして加算する」を用いてもよい。
タを加算する。 上記の加算結果に２周期前の入力データを反転して
加算する。 上記の加算結果に２周期前の入力データを３ｂｉｔ
右シフトして加算する。 なお、上記の処理において，の処理の代わりに「１
周期前の入力データに、最新の入力データを反転して３
ｂｉｔ右シフトして加算する」を用いてもよい。
【００２４】図５に示したＡＬＵ５６は、設定されたシ
フト数に応じてレジスタＡに設定された値をシフタ５４
にてシフトし、レジスタＢに設定された値を加算器５２
で加算して出力レジスタ６２へ出力するもので、エコー
キャンセラ２２等の他の処理においても共用される。他
の処理の都合上、ＡＬＵとしてさらに複雑な３入力加算
器を使わざるを得ないときには、−０．８７５の掛け算
は１回の処理で可能になることは明らかであり、（３）
式のａの値として例えば４．３３３３３としたフィルタ
関数である。
フト数に応じてレジスタＡに設定された値をシフタ５４
にてシフトし、レジスタＢに設定された値を加算器５２
で加算して出力レジスタ６２へ出力するもので、エコー
キャンセラ２２等の他の処理においても共用される。他
の処理の都合上、ＡＬＵとしてさらに複雑な３入力加算
器を使わざるを得ないときには、−０．８７５の掛け算
は１回の処理で可能になることは明らかであり、（３）
式のａの値として例えば４．３３３３３としたフィルタ
関数である。
【００２５】 Ｈ（ｚ-1）＝−０．１８７５＋ｚ-1−０．８１２５ｚ-2 ＝−（０．１２５＋０．０６２５）＋ｚ-1−（１−０．１２５− ０．０６２５）ｚ-2 …（６） 等を用いることも多少処理数が増えることを許せば可能
である。（３）式に於いてａ＝８としたとき、伝達関数
は次式となる。
である。（３）式に於いてａ＝８としたとき、伝達関数
は次式となる。
【００２６】 Ｈ（ｚ-1）＝−１／９＋ｚ-1−８／９ｚ-2 ＝−１＋９ｚ-1−８ｚ-2 Ｈ（ｚ-1）＝−０．１２５＋１．１２５ｚ-1−ｚ-2…（７） （７）式も演算処理量が（４）式と同じである波形成形
高域通過フィルタであることは明らかである。
高域通過フィルタであることは明らかである。
【００２７】なお、ポストカーソルにおける孤立波レス
ポンスの振幅はメインカーソルの１／２以下の振幅であ
ることが望ましく、そうなるようにａの値を大きくとる
必要がある。しかし伝送路によっては、極性反転のため
に１に近いａの値を使わざるを得ず、そのためポストカ
ーソルの値がメインカーソルの１／２以上になるような
場合がある。このときはさらに伝達関数 １−（１／ａ）ｚ-1 を有するフィルタを縦続接続すれば、ポストカーソルの
値を確実に１／２以下にすることができる。
ポンスの振幅はメインカーソルの１／２以下の振幅であ
ることが望ましく、そうなるようにａの値を大きくとる
必要がある。しかし伝送路によっては、極性反転のため
に１に近いａの値を使わざるを得ず、そのためポストカ
ーソルの値がメインカーソルの１／２以上になるような
場合がある。このときはさらに伝達関数 １−（１／ａ）ｚ-1 を有するフィルタを縦続接続すれば、ポストカーソルの
値を確実に１／２以下にすることができる。
【００２８】
【発明の効果】本発明をディジタル加入者線伝送インタ
ーフェース装置に適用することにより、デシメーション
フィルタの出力周期がシンボル周波数でよくなるので、
デシメーションフィルタの回路規模を縮小することが可
能となる。また、デシメーションフィルタに波形成形機
能を持たせる必要がないので、デシメーションフィルタ
のタップ係数の発生回路を簡単なランダムロジックを使
って構成することができ、ＲＯＭを使って係数を発生す
る場合にくらべて消費電力を大幅に減らすことが可能に
なる。
ーフェース装置に適用することにより、デシメーション
フィルタの出力周期がシンボル周波数でよくなるので、
デシメーションフィルタの回路規模を縮小することが可
能となる。また、デシメーションフィルタに波形成形機
能を持たせる必要がないので、デシメーションフィルタ
のタップ係数の発生回路を簡単なランダムロジックを使
って構成することができ、ＲＯＭを使って係数を発生す
る場合にくらべて消費電力を大幅に減らすことが可能に
なる。
【図１】本発明の作用を説明するための図である。
【図２】本発明の一実施例である波形成形フィルタが使
用されたデジタル加入者線インターフェース装置のブロ
ック図である。
用されたデジタル加入者線インターフェース装置のブロ
ック図である。
【図３】本発明の波形成形フィルタおよび波形成形高域
通過フィルタの構成を表わすブロック線図である。
通過フィルタの構成を表わすブロック線図である。
【図４】（４）式の伝達関数をもつフィルタの出力にお
ける孤立波レスポンスの一例を表わす図である。
ける孤立波レスポンスの一例を表わす図である。
【図５】本発明のフィルタの演算において使用されるＡ
ＬＵの構成を表わす図である。
ＬＵの構成を表わす図である。
【図６】従来のデジタル加入者線インターフェース装置
を表わす図である。
を表わす図である。
【図７】判定帰還等化器の構成を表わすブロック線図で
ある。
ある。
【図８】波形成形を説明するための図である。
１２…ハイブリッド １４…オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器 １６，５０…波形成形フィルタ １８…高域通過フィルタ ２２…エコーキャンセラ ２６…判定帰還等化器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 黒▲崎▼ 裕子 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭64−67764（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−4111（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−94986（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−249429（ＪＰ，Ａ) 特公 昭59−3046（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 15/00 - 17/08 H04B 3/04 - 3/23
Claims (5)
- 【請求項１】 少なくとも２値からなる多値レベル信号
を所定のシンボル周期Ｔで伝送する伝送路の受信側に設
けられた符号間干渉補償器の入力までの孤立波レスポン
スの波形をその最大値よりＴ時間前の近傍において極性
が反転するように成形するトランスバーサル形波形成形
フィルタであって、該フィルタのｚ変換で表現した伝達
関数Ｈ（ｚ）が Ｈ（ｚ）＝１−ａｚ-1、ただしａ＞１ であることを特徴とする波形成形フィルタ。 - 【請求項２】 少なくとも２値からなる多値レベル信号
を所定のシンボル周期Ｔで伝送する伝送路の受信側に設
けられた符号間干渉補償器の入力までの孤立波レスポン
スの波形をその最大値よりＴ時間前の近傍において極性
が反転するように成形し、かつ、信号の高域成分のみを
通過せしめるトランスバーサル形波形成形高域通過フィ
ルタであって、該フィルタのｚ変換で表現した伝達関数
Ｈ（ｚ）が Ｈ（ｚ）＝−１／（１＋ａ）＋ｚ-1−ａ／（１＋ａ）・
ｚ-2、ただしａ＞１ であることを特徴とする波形成形高域通過フィルタ。 - 【請求項３】 トランスバーサルフィルタの全タップ係
数が２の羃乗値または２つの２の羃乗値の和または差と
して表される請求項１または２記載のフィルタ。 - 【請求項４】 トランスバーサルフィルタの伝達関数Ｈ
（ｚ）が、 Ｈ（ｚ）＝−０．１２５＋ｚ-1−０．８７５ｚ-2 である請求項２記載の波形成形高域通過フィルタ。 - 【請求項５】 トランスバーサルフィルタの伝達関数Ｈ
（ｚ）が、 Ｈ（ｚ）＝−０．１２５＋１．１２５ｚ-1−ｚ-2 である請求項２記載の波形成形高域通過フィルタ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4193969A JP3049624B2 (ja) | 1992-07-21 | 1992-07-21 | 波形成形フィルタおよび波形成形高域通過フィルタ |
| US08/004,895 US5367540A (en) | 1992-01-16 | 1993-01-19 | Transversal filter for use in a digital subscriber line transmission interface |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4193969A JP3049624B2 (ja) | 1992-07-21 | 1992-07-21 | 波形成形フィルタおよび波形成形高域通過フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0637591A JPH0637591A (ja) | 1994-02-10 |
| JP3049624B2 true JP3049624B2 (ja) | 2000-06-05 |
Family
ID=16316788
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4193969A Expired - Fee Related JP3049624B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-07-21 | 波形成形フィルタおよび波形成形高域通過フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3049624B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6973123B2 (en) | 2001-03-21 | 2005-12-06 | International Business Machines Corporation | System and method for controlling line driver power in digital subscriber line modems |
| TWI231673B (en) | 2002-11-07 | 2005-04-21 | Realtek Semiconductor Corp | A modulator used for network transceiver and method thereof |
| JP5045499B2 (ja) * | 2008-03-04 | 2012-10-10 | 株式会社島津製作所 | デジタルフィルタ |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS593046A (ja) * | 1982-06-30 | 1984-01-09 | Matsushita Electric Works Ltd | 強化ガラス製品の製法 |
| DE3276292D1 (en) * | 1982-10-06 | 1987-06-11 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Digital filter integrated circuit for the chrominance channel of a colour television apparatus |
| JPS646111A (en) * | 1987-06-26 | 1989-01-10 | Kurasawa Optical Ind | Electrically conductive synthetic fiber |
| JP2531699B2 (ja) * | 1987-09-08 | 1996-09-04 | 株式会社日立製作所 | 波形等化方式及び装置 |
-
1992
- 1992-07-21 JP JP4193969A patent/JP3049624B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0637591A (ja) | 1994-02-10 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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