JP2715746B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電流共振形スイッチ
ング電源に関し、スイッチングトランスの漏れインダク
タンスを共振用インダクタンスとして使用し、このスイ
ッチングトランスから複数の出力を取り出す場合に、各
出力間の漏れインダクタンスの違いにより各出力間で共
振周波数が異なることを防止したものである。

【０００２】

【発明の背景】電流共振形スイッチング電源は、直列共
振手段を回路の途中に挿入したもので、その直列共振特
性を利用することにより零電流オフを実現して、スイッ
チングノイズの低減を図ったものである。電流共振を利
用したスイッチング電源として、本出願人の出願に係る
特願平３−１６６３８３号の明細書および図面に記載の
電源回路がある。この電源回路は、電圧共振および電流
共振の双方を利用してスイッチング損失を極限まで減少
させ変換効率の向上を図るとともに、回路内の各部電圧
および各部電流の動作波形をより正弦波に近づけて低雑
音化を図ったものである。

【０００３】この電源回路は、図２に示すように、直流
電源１と、それぞれ任意のタイミングでオンオフ可能な
スイッチング素子を含み、前記直流電源をスイッチング
して交流に変換し出力するスイッチング手段２と、供給
される交流入力を全波整流しコンデンサで平滑して直流
出力を取り出す直流出力手段３と、前記スイッチング手
段の出力端子に流れる電流に対して直列に形成される直
列共振手段４と、前記スイッチング手段の出力端子に生
じる電圧に対して並列に形成される並列共振手段５と、
前記スイッチング手段のスイッチング素子を間欠的にオ
ンするように制御するタイミング制御手段６とを具備し
てなる。

【０００４】図３は、図２のブロツクを今少し構成的に
示した基本原理構成図である。図３に示す基本原理構成
の動作を、各部の動作タイミングを示す図４を用いて説
明する。図３においてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が、
図４（カ）（キ）のタイミングでオン、オフを繰り返し
ている時、電源電圧＋ＶＩ、−ＶＩは、Ａ点においてほ
ぼ波高値ＶＩの交流となり、インダクタンスＬ２、コン
デンサＣ２を通ってダイオードＤ１、ダイオードＤ２で
整流され、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４で平滑され
て直流となり、負荷ＲＬに電流が流れている。

【０００５】Ｓ１がオンしている時、Ｄ１が順方向とな
りチャージ電流がＣ３に流れ込むが、Ｓ１およびＤ１の
インピーダンスが十分小さいとして、Ｃ３＞＞Ｃ２に設
定されているため、この電流はＬ２とＣ２による正弦波
状の直列共振電流となる（図４中（イ）参照）。この共
振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるところで
Ｄ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できなくな
り、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了して
電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。

【０００６】この時Ｃ２には、流れた共振電流に対応し
た電荷が蓄積され両端に電圧が残る（図４中（オ）参
照）。この電荷ＱＣ２＝Ｃ２・ＶＣ２は次のＳ２がオフ
するサイクルで負荷に放出されるので、エネルギのロス
にはならない。またインダクダンスに畜えられるエネル
ギは、電流に比例するため、電流零で共振が止まったと
きＬ２のエネルギは零である。このことは、ここでの有
害なノイズの発生が極めて少ないことを意味するととも
に、電圧共振モードが成立する大きなポイントである。

【０００７】Ｌ２の磁気エネルギを完全に零にするに
は、共振電流が零にもどるまでＳ１をオンしておく必要
がある。共振電流が零になった後はＳ１をオンし続けて
も何も起らないが、エネルギを伝達しない時間が長くな
るだけで非効率的なため、多少のマージンを見てオフす
ればよい。Ｌ２、Ｃ２による共振の時間は一定であるた
め、Ｓ１のオン時間も一定値でよい。

【０００８】Ｓ１をオフする時、電流共振は終了し、電
流が零になっているため、Ｓ１を流れる電流はインダク
タンスＬ１に流れる電流のみである。Ｌ１の値はＬ２、
Ｃ２と独立して設定でき、Ｌ１＞＞Ｌ２とすることで、
Ｌ１を流れる電流は、Ｌ２、Ｃ２の共振電流に比べて十
分小さな値とできるため、Ｓ１はほとんど零電流オフと
なり、オフ時の損失が極めて小さくなる。Ｓ１がオフす
ると（まだＳ２はオンしていないためＳ１、Ｓ２ともに
オフ）Ｄ１、Ｄ２もオフしているためここでの動作は単
にＬ１とコンデンサＣ１のみとなる。

【０００９】Ｓ１がオンしている間にＬ１に蓄えられた
磁気エネルギー（電流）はＣ１との並列共振を動作させ
るエネルギとなり、Ａ点の電圧を正弦波状で低下させ、
零を超えて−ＶＩに近づいていく。この間の動作が電圧
共振モードである。なお、電圧共振波形は原理的には電
圧基準電位（図４（ア）中に０と表記した電位）と交差
する点に対して上下点対称の形となり図４（ア）のごと
く形成されるはずであるが、回路構成によっては（具体
的には、タイミング制御回路等がその結合巻線を介して
この電圧共振のエネルギを一部消費しているような場合
が考えられる）、波形変形が生じ得る。

【００１０】Ａ点の電位が−ＶＩ近く（Ｃ４の一端電位
より下ると）になると、Ｄ２がオンし、Ｌ１の残ってい
るエネルギ（電流）をＬ２、Ｃ２、Ｄ２を通じてＣ４に
放出するがＬ１の電流はもともと小さく設定されている
ため、電流的には大きな変化とならず、Ａ点の電位が−
ＶＩ近くで止っている状態となる。このままＳ１、Ｓ２
をオフし続けると、Ｓ１がオンしていた時間の約半分の
時間でＬ１の磁気エネルギー（電流）は零となりＬ１
（Ｃ１）の両端電圧は−ＶＩ近くの電位から零に向かっ
て落ちてゆくことになる。逆に言えばＳ１のオン時間の
約半分の時間は、Ｌ１の磁気エネルギーでＡ点を−ＶＩ
近くの電位に保持できるため、その間にＳ２をオンすれ
ば、Ｓ２はその両端電圧が非常に小さい状態でオンする
零電圧オン動作となり、オン時の損失も極めて小さくな
る。

【００１１】Ｓ２をオンさせる時の両端電圧（上記−Ｖ
Ｉ近くと表現した値と−ＶＩとの差）は厳密に言えば零
でなく、主にＳ１のオン時の電流共振後に残ったＶＣ２
等による電圧が存在している。しかし、ＶＣ２はＣ２の
値によって異なった値となる。同じ共振周波数でもＬ２
とのかね合いでＣ２の設定には自由度があり、一般的
に、直列共振が正常に起こる範囲でＣ２を大きくＬ２を
小さくしたほうがロスが小さくなるのでＶＣ２も結果的
に小さい値となり、ＶＩに比べればほとんど無視できる
電圧となる。Ｓ２をオンすると負側の電流共振が生じＣ
４にチャージ電流が流れる。以後は図４に示すように上
述した動作をＳ１とＳ２の立場を入れ換えつつ繰り返し
ていく。

【００１２】Ｓ１をオフしてからＳ２をオンするまでの
時間は、Ｌ１、Ｃ１による電圧共振によりＡ点が−ＶＩ
近くに達する時間より多少長くとればよく、これもそれ
以上長く取りすぎても非効率なだけである。この時間も
それほど厳密な設定を必要とせず、固定値でよい。

【００１３】なお、念のため、Ｓ１、Ｓ２のオン期間
と、Ｓ１またはＳ２をオフしてからＳ２またはＳ１をオ
ンするまでの時間について、今少し検討しておくと、一
般的には、各スイッチ素子のオン期間が前記直列共振手
段の共振半周期より大きく、両スイッチ素子の双方オフ
期間が前記並列共振手段の共振周期の１／２より小さく
なるようにしてやればよいといえるが、その際にも、Ｌ
１、Ｃ１による電圧共振回路に予め与えられるエネルギ
量についての検討と、加えて同一の並列共振周波数とす
る場合でもＬ１とＣ１の各値の設定のしかたに注意すべ
きであろう。すなわち、各スイッチ素子のオン期間がそ
の付与エネルギを決定しているわけであり、与えられた
エネルギ（すなわちオン期間相当値）に対してオフ期間
はおのずと制約を受けることになる。解析によれば、実
際には、オン期間とオフ期間が決定されれば、その時点
でスイッチング周波数は決まり、この発明の動作を満足
する並列共振（電圧共振）周波数、および並列共振波形
の利用部分は一義的に決ってしまうことが判明してい
る。例えば、オン期間を有限小（ほぼ零）に設定する
と、その場合の電圧共振波形は、スイッチング周波数と
ほぼ同一周波数でほぼ正弦波上に変化をするように見え
る。なお、場合によつては電圧共振の電圧ピーク値に達
しても、いまだ所望の２ＶＩなる出力端電位変化を実現
し得ない場合も有り得るので注意が必要である。

【００１４】さらに、以上の説明から明かなように、各
共振回路の値の設定条件として、Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞
＞Ｃ１であることが望ましく、整流方式は全波整流方式
とする必要があり、また、平滑方式は、電流共振のため
にコンデンサインプット方式とし、平滑コンデンサの容
量は直列共振手段のコンデンサより相当に大きくして、
電流共振のＱが低下しないようにする必要がある。

【００１５】上述した原理構成を実際の回路として具体
化しようとする場合、上述した原理構成の説明からも明
かなように、各共振回路の値の実際の設定条件として、
Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞＞Ｃ１であることが望ましいた
め、Ｌ１は、トランスの１次自己インダクタンス、Ｌ２
は、独立したインダクタンスを使用するかまたはトラン
スの１次、２次間の漏れインダクタンスを利用する方法
が有効的に用い得る。また整流回路は、トランスの２次
側に来るため、センタタップ方式かブリッジ方式のどち
らでもよいが、電流共振を正負の電流で行なわせる必要
があるため全波整流方式とする必要がある。平滑方式
は、電流共振のために、コンデンサインプット方式と
し、Ｃ３＞＞Ｃ２として電流共振のＱが低下しないよう
にする。

【００１６】トランスを１次側から見たとき、図５のよ
うに見える。トランスはもともと、自己インダクタンス
と漏れインダクタンスを持っているので、設計時にこれ
を適切な値にすることで、図３のＬ１、Ｌ２の代わりに
使用できる。また、一般的なトランスではもともとＬ１
＞Ｌ２となっている。

【００１７】図３に示す原理構成回路を変形すると図６
のようになる。図６において、電流共振は、Ｌ２と２分
割されたＣ２で行なわれ、電圧共振は２分割されたＣ１
とＬ１で行なわれる。電圧共振のループ内にはＬ２、Ｃ
２も含まれる点で、図３のものとと異なるかに見える
が、Ｌ２＜＜Ｌ１、Ｃ２＞＞Ｃ１であるため、Ｌ２、Ｃ
２の存在は電圧共振に影響を与えることはなく、実質的
な電圧共振は図３の構成と同様にＣ１とＬ１で行なわれ
る。

【００１８】図７は、自己インダクタンスＬ１と漏れイ
ンダクタンスＬ２を持つトランスＴ１を使用したより具
体的な実施回路である。出力回路はセンタタップ方式と
してある。センタタップ方式を採用した理由は、各整流
サイクルにおける整流経路上のダイオード数を減らして
これらダイオードによる損失を最小限にし回路全体の効
率向上に寄与させるためである。そして、Ｓ１、Ｓ２の
ベースは、図４（カ）（キ）のようなタイミングを持つ
駆動回路により、固定タイミングでドライブされる。こ
のように極めてシンプルな回路で、ローノイズ、高効率
の電源回路が実現できる。

【００１９】以上述べた電源回路の構成についてその効
果をまとめると次のようになる。電流共振による効果と
してまず電流性ノイズの低減がある。電流性ノイズは特
に電流の多いところで電流の急な変化を生じさせると多
量に発生するが、電流共振により正弦波状に変化した電
流が零になったところで自動的に止まるため、ノイズの
発生が極めて少ない。次に効率の改善であるがＳ１、Ｓ
２が零電流オフとなるとともにＤ１、Ｄ２も電流が零に
なってから電圧が反転するため、リカバリーの時間の影
響が少なく、これに起因する効率の悪化がなくなる。電
圧共振による効果もノイズの低減と効率の向上にある。
電源回路に使われる半導体等の部品は放熱のためシャー
シ等に絶縁物を介して取り付けられるがこれより、部品
電極とシャーシは電気容量をもつことになる。よって部
品電極が交流信号をもつこの容量を通じて電流が流れ、
コモンモードノイズの主な原因となる。また半導体はそ
れ自身接合容量をもち、インダクタンスやトランスも線
間容量をもっている。これらの容量は回路図上に表われ
ないが現実にはそれぞれの部品や回路基盤中に存在して
いるため、回路が動作している時にはこれらの容量には
すべて電流が流れている。この電流は容量に流れる電流
であるため電圧の変化が（ｄＶ／ｄＴ）大きいほど大き
な電流となり、方形波でスイッチングした場合、パルス
状の電流となり、電流性ノイズとなったり、シャーシに
流れた電流はパルス状のコモンモードノイズの原因とな
る。また、このパルス状の電流はスイッチングトランジ
スタから供給されるため当然それは損失を生じ効率を低
下させる。ｄＶ／ｄＴの大きな電圧は高い周波数成分を
含むため回路から直接放射される電波（不要副射）も当
然大きくなる。

【００２０】電圧共振を利用して波形を正弦波の一部と
し、ｄＶ／ｄＴを小さくすることで、これらの改善が実
現できるが、この電源回路では、この電圧共振がＳ１、
Ｓ２双方ともオフしている時にＬ１、Ｃ１のみで作られ
るため、スイッチング素子の損失が発生せず、Ｌ１、Ｃ
１を流れる電流も相互のエネルギの移動だけであって、
無効電力のみであり、電圧共振による損失は極めて少な
い（原理的には零である）。

【００２１】ここで重要なことは、電圧性のノイズを低
減するには、回路内のすべての端子の電圧波形のｄＶ／
ｄＴが小さいことが必要である。一箇所でも方形波形が
あればそこがノイズ源となってしまう。一般的な電圧共
振形の電源回路は、回路中のあるポイント（例えばトラ
ンス出力とか）が正弦波状になるものの（他の回路部分
に）方形波形が存在しているものが多い。この電源回路
は、実用的なローノイズ化を最重点目標としており、す
べての電圧波形がＬ１、Ｃ１の電圧共振波形と相似にな
ることが特長である。この点が満たされた理由は、電流
共振と時間を分けて電圧共振を利用しているためであ
る。電流共振によりＳ１、Ｓ２、Ｄ２の電流を零にし、
Ｌ２の磁気エネルギも零にしてから、電圧共振モードに
もち込み、Ｓ１、Ｓ２、Ｄ１、Ｄ２をオフの状態にして
おくことで電圧共振モード中のＬ２、Ｃ２の電流移動を
零にすることでＡ点とＡ’点の波形を同じにしている。
これにより、Ｌ１、Ｃ１の端子電圧波形とＳ１、Ｓ２、
Ｌ２、Ｃ２、Ｄ１、Ｄ２のすべての端子の波形が同じ
（相似）になり、方形波形は回路中から消える。

【００２２】

【従来の技術】上述のようなトランスの１次、２次間漏
れインダクタンスを利用して電流共振を得るものにおい
て、複数の出力を取り出す場合、図８に示すように、ト
ランスＴ１の１次側に電流共振用のコンデンサＣ２を挿
入し、これとトランスＴ１の１次、２次間漏れインダク
タンスを用いて電流共振を得ることが考えられる。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】前記図８のような複数
の２次巻線１１〜１３を持つ多出力電源では、図８に示
すように、トランスＴ１の１次、２次間の漏れインダク
タンスＬ１〜Ｌ３が巻線１１〜１３ごとに異なることが
多い。このため、コンデンサＣ２との共振周波数が電源
系統Ａ〜Ｃごとに異なるため、図９に示すように、電流
共振が同じタイミングで終了せず、零電流オフを満たさ
ない電源系統Ａや、電流共振が早く終わりすぎて１回毎
の共振電流のピーク値が大きくなる電源系統Ｃが生じて
しまう。

【００２４】零電流オフが実現されない場合、波形が非
正弦派状となり輻射ノイズ等が増大すると共に、実際の
スイッチング時間は無限小でないことに起因して必ずス
イッチング素子における電力損失が生じてしまい損失が
増大してしまう。また、電流共振が早く終わりすぎて共
振電流のピーク値が大きくなると、現実の回路上ではス
イッチング素子、トランス、配線等のオン抵抗が零でな
いことに起因するジュール損失が増加するので、これも
損失の増大となってしまう。

【００２５】この発明は、上述の点に鑑みてなされたも
ので、スイッチングトランスの漏れインダクタンスを共
振用インダクタンスとして使用し、このスイッチングト
ランスから複数の出力を取り出す場合に、各出力間に漏
れインダクタンスの違いがあっても各出力間で共振周波
数が異ならないようにした電源回路を提供しようとする
ものである。

【００２６】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
トランス２次側の各巻線ごとに電流共振用のコンデンサ
を配設して、これらコンデンサの値を各２次巻線で略々
等しい直列共振周波数が得られる値に設定したものであ
る。また、請求項２記載の発明は、少くとも１つの２次
巻線については電流共振用コンデンサをトランス１次側
に配設し、他の２次巻線についてはこのトランス１次側
のコンデンサを電流共振用コンデンサの一部として用
い、残りの分を２次側に配設して、このトランス２次側
のコンデンサの値を各２次巻線で略々等しい直列共振周
波数が得られる値に設定したものである。

【００２７】

【作用】この発明によれば、トランス２次側に電流共振
用コンデンサを配設したので、このコンデンサの値を適
切に設定するることにより、各２次巻線について直列共
振周波数を略々等しくすることができ、電流共振が終了
しないうちにスイッチング素子がオフしたり、電流共振
が早く終わりすぎるのを防止することができ、ノイズや
損失の増大を抑えることができる。

【００２８】

【実施例】（実施例１）請求項１記載の発明の一実施例
を図１に示す。直流電源１は例えば商用交流電源を整
流、平滑して直流電圧を得る電源あるいは電池等で構成
される。スイッチングトランジスタＳ１，Ｓ２は直流電
源１からの直流電圧が印加されて、タイミング制御手段
６により所定周期で交互にオン、オフされて、トランス
Ｔ１の１次巻線に交流電圧を印加する。

【００２９】トランスＴ１の２次側には３つの２次巻線
１１，１２，１３が配設されて、電源系統Ａ，Ｂ，Ｃを
構成している。電源系統Ａの２次巻線１１に誘起される
電圧は、ダイオードＤ１，Ｄ２で整流され、出力コンデ
ンサＣout １で平滑されて負荷ＲＬ１に供給される。電
源系統Ｂの２次巻線１２に誘起される電圧は、ダイオー
ドＤ３，Ｄ４で整流され、出力コンデンサＣout ２で平
滑されて負荷ＲＬ２に供給される。電源系統Ｃの２次巻
線１３に誘起される電圧は、ダイオードＤ５，Ｄ６で整
流され、出力コンデンサＣout ３で平滑されて負荷ＲＬ
３に供給される。

【００３０】トランスＴ１の１次、２次間には、２次巻
線１１，１２，１３ごとに異なる漏れインダクタンスＬ
１，Ｌ２，Ｌ３が存在する。そこで、２次巻線１１，１
２，１３ごとにコンデンサＣ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃを配
設して、Ｌ１とＣ２ａ，Ｌ２とＣ２ｂ，Ｌ３とＣ２ｃで
それぞれ直列共振手段を構成する。トランスＴ１の１次
側には電流共振用コンデンサは設けられていない。コン
デンサＣ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃの値は全電源系統Ａ，
Ｂ，Ｃで所望の等しい共振周波数（スイッチングトラン
ジスタＳ１，Ｓ２がオフする少し手前で電流共振が終了
するような共振周波数）が得られるように、各漏れイン
ダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３の値との関係でそれぞれ設
定する。

【００３１】なお、出力コンデンサＣout １，Ｃout
２，Ｃout ３や負荷ＲＬ１，ＲＬ２，ＲＬ３のインピー
ダンスが共振に影響を与えないように、漏れインダクタ
ンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３よりも充分大きなインダクタンス
Ｌout １，Ｌout ２，Ｌout ３を共振用コンデンサＣ２
ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃと出力コンデンサＣout １，Ｃout
２，Ｃout ３との間に入れる。

【００３２】以上の構成によれば、各２次側で電流共振
が行なわれ、かつそれぞれの共振周波数はコンデンサＣ
２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃによって所望の等しい値に設定さ
れているので、各電源系統Ａ，Ｂ，Ｃの電流波形ｉ１，
ｉ２，ｉ３は図１０に示すように等しくなり、スイッチ
ングトランジスタＳ１，Ｓ２がオフする少し手前で電流
共振が終了するので、ノイズや損失の増大を抑えること
ができる。

【００３３】なお、一般にトランスは１次と２次で巻線
数が異なるため、同じ１次、２次間の漏れインダクタン
スを測定しても、１次側からの測定値と２次側からの測
定値は異なった値となる。したがって、図１のように２
次側で共振させる場合は、漏れインダクタンスＬ１，Ｌ
２は２次側から測定した値を用いる。

【００３４】次に、請求項１の発明を前記特願平３−１
６６３８３号の電流共振および電圧共振を組み合わせた
電源回路に適用した一実施例を図１１に示す。この電源
回路は自励発振でスイッチング動作し、また起動回路を
具えている。図１と共通する部分には同一の符号を用い
る。

【００３５】図１１の電源回路は、Ｕ１で示した回路
と、Ｕ２で示した回路が交互にオン、オフして、巻線２
０に交流電圧が生じるようになっている。巻線２１（帰
還巻線）、２２（帰還巻線）、２０（１次巻線）はトラ
ンスＴ１の同一コア上に巻かれたもので、巻線２０と２
１、巻線２０と２２はそれぞれ正帰還となる方向に接続
されている。トランスＴ１には３つの２次巻線１１，１
２，１３が配設されて、電源系統Ａ，Ｂ，Ｃを構成して
いる。

【００３６】回路Ｕ１において、トランジスタＳ１は主
スイッチング用トランジスタ、トランジスタ２９は補助
スイッチング用トランジスタ、コンデンサ２７Ｃは抵抗
２７Ｒとともに時定数回路２７を構成するコンデンサで
ある。主スイッチングトランジスタＳ１のベース回路に
抵抗４０，５０、コンデンサ４１、ダイオード４２から
なる起動回路１５が付加されている。抵抗４０は電力ロ
スを伴うので高抵抗とし、強い起動のためにはコンデン
サ４１の容量を大きくする。抵抗５０は分圧用の抵抗で
ある。回路Ｕ２も回路Ｕ１と同様に構成されている。

【００３７】図１１の電源回路は次のように起動する。
電源＋Ｂ，−Ｂを投入した時トランスＴ１の１次巻線２
０の電圧は零であり、コンデンサ４１の充電電圧も零で
ある。抵抗４０を流れる電流はわずかであり、コンデン
サ４１を充電しながら抵抗３５Ｒを通り、巻線２１を流
れ、Ｂ点に至るが、抵抗３５Ｒに大きな電位差を生じさ
せるほどの電流ではない。よって、最初はＢ点、Ｃ点、
Ｄ点はほぼ同電位であるため主スイッチングトランジス
タＳ１もオフしている。

【００３８】時間とともにコンデンサ４１は充電され、
Ｂ点とＤ点の電位差が主スイッチングトランジスタＳ１
のベース・エミッタ間順方向電圧に達するとトランジス
タＳ１が能動領域に入る。このとき帰環巻線２１から抵
抗３５Ｒ、コンデンサ４１を通ってトランジスタＳ１の
ベースに至る正帰環ループが形成され、正帰還により主
スイッチングトランジスタＳ１は加速的にオンし、巻線
２１から抵抗３５Ｒを通って流れる大きなベース電流に
よりオンを続ける。このとき抵抗３５Ｒからコンデンサ
４１に流れる電流は、抵抗４０から逆充電される電流よ
りはるかに大きいため、コンデンサ４１の電位はダイオ
ード４２の順方向電位となり、起動後はこのダイオード
４２の順方向電位で固定される。また起動後はこのダイ
オード４２が正帰還ループを形成維持する。よって起動
後には発振が維持され常に巻線２１からの充電電流が支
配的となり、もはや抵抗４０からの微少な逆充電電流は
無に等しくなり、この抵抗４０により、主スイッチング
トランジスタ２５がオフすべきタイミングに誤ってオン
することはない。

【００３９】回路Ｕ１がオン状態のときは、巻線２１，
２０の正帰還作用により、トランジスタＳ１はオンし続
ける。コンデンサ２７Ｃの電圧は２７Ｒ×２７Ｃの時定
数で時間とともに上昇し、所定時間後にトランジスタ２
９をオンして、トランジスタＳ１をオフする。トランジ
スタＳ１がオフすると巻線２０の誘導により、巻線２
１，２２の両端にかかる電圧が反転し、今度は回路Ｕ２
側がオン状態となる。

【００４０】時定数回路２８の時定数２８Ｒ×２８Ｃに
よる一定時間後、今後はトランジスタ３０がオンし、ト
ランジスタＳ２がオフする。このようにして発振モード
が形成され、スイッチングインバータとして動作する。

【００４１】また、回路Ｕ１，Ｕ２には、主スイッチン
グトランジスタＳ１，Ｓ２のオンタイミングを遅らせて
前記図４（カ）（キ）に示すような双方トランジスタＳ
１，Ｓ２のオフ期間を形成するための時定数回路が設け
られている。すなわち、主スイッチングトランジスタＳ
１，Ｓ２の各ベース・コレクタ間に接続されたコンデン
サ３５Ｃ，３６Ｃであって、抵抗３５Ｒ，３６Ｒと協働
してオンタイミングを所定時間遅らせる作用をする。

【００４２】電圧共振は２分割されたＣ１とトランス１
次巻線２０の自己インダクタンスＬ１０で行なわれる。
電流共振は２次巻線１１，１２，１３ごとに異なる２次
側から見たトランスＴ１の漏れインダクタンスＬ１，Ｌ
２，Ｌ３と各２次巻線１１，１２，１３側に設けられた
コンデンサＣ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃで行なわれる。コン
デンサＣ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃの値は全電源系統Ａ，
Ｂ，Ｃで所望の等しい共振周波数（スイッチングトラン
ジスタＳ１，Ｓ２がオフする少し手前で電流共振が終了
するような共振周波数）が得られるように、各漏れイン
ダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３の値との関係でそれぞれ設
定する。

【００４３】なお、出力コンデンサＣout １，Ｃout
２，Ｃout ３や負荷ＲＬ１，ＲＬ２，ＲＬ３のインピー
ダンスが共振に影響を与えないように、漏れインダクタ
ンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３よりも十分大きなインダクタンス
Ｌout １，Ｌout ２，Ｌout３を共振用コンデンサＣ２
ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃと出力コンデンサＣout １，Ｃout
２，Ｃout ３との間に入れる。

【００４４】以上の構成によれば、各２次側で電流共振
が行なわれ、かつそれぞれの共振周波数はコンデンサＣ
２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃによって所望の等しい値に設定さ
れているので、各電源系統Ａ，Ｂ，Ｃはスイッチングト
ランジスタＳ１，Ｓ２がオフする少し手前で電流共振が
終了し、ノイズや損失の増大を抑えることができる。

【００４５】なお、請求項１の発明は、１次側に配した
電流共振用コンデンサを併用することもできる。図１２
はそのように構成した一実施例を示すものである。図１
と共通する部分には同一の符号を用いる。この電源回路
では、電流共振用コンデンサのうち各２次巻線１１，１
２，１３に共通に作用する分としてトランス１次側にコ
ンデンサＣ２₀ を配設している。また、共振周波数調整
分を各２次巻線１１，１２，１３に配設している。これ
により、２次巻線１１については、コンデンサＣ２₀ と
Ｃ２ａの直列インピーダンスと１，２次間漏れインダク
タンスＬ１とによる直列共振が得られる。また、２次巻
線１２については、コンデンサＣ２₀ とＣ２ｂの直列イ
ンピーダンスと１，２次間漏れインダクタンスＬ２とに
よる直列共振が得られる。また、２次巻線１３について
は、コンデンサＣ２₀ とＣ２ｃの直列インピーダンスと
１，２次間漏れインダクタンスＬ３とによる直列共振が
得られる。したがって、コンデンサＣ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ
２ｃの値を適切に設定することにより、各電源系統Ａ〜
Ｃで所望でかつ等しい共振周波数が得られる。

【００４６】（実施例２）請求項２の発明の一実施例を
説明する。トランスの１次側から測定した各２次巻線間
との漏れインダクタンスが巻線によって大きく異なる場
合（多出力電源ではそれぞれ出力容量が大きく異なるこ
とが多く、このような電源のトランスでは漏れインダク
タンスが巻線によって大きく異なりやすい。）、１次側
から見て最も漏れインダクタンスの小さい巻線について
は１次側に共振用コンデンサを配して１次側で共振させ
ておき、他の巻線はさらに２次側に共振周波数調整用コ
ンデンサを配することで、各巻線で共振周波数を揃える
ことができる。

【００４７】この種電源回路は一般にトランスの２次側
より１次側の方が印加電圧が高く、したがってトランス
の２次巻線数より１次巻線数が多くなる。このためトラ
ンスの漏れインピーイーダンスは１次側から見た時の方
が大きくなり、同一の共振周波数を得ようとする場合１
次側に共振コンデンサを入れる方がより小さい容量で済
む。ここでは、最も漏れインダクタンスの小さい巻線系
統についてトランス１次側に共振コンデンサを配してい
るため、全巻線系統について２次側に共振コンデンサを
配してかつ共振周波数を揃える場合最も大きな容量とな
る共振コンデンサが、等価的に１次側のより容量の小さ
い共振コンデンサへ置き代えられる。共振用のＱの高い
高品位コンデンサは一般的に容量を大きくしにくいこと
を考えると、共振コンデンサを小容量化できる実用的効
果は大きい。

【００４８】図１３はそのように構成した一実施例を示
すものである。図１と共通する部分には同一の符号を用
いる。この電源回路では、１次巻線２０と各２次巻線１
１〜１３間の漏れインダクタンスＬ１〜Ｌ３のうち、Ｌ
１が最も小さいものとする。１次巻線２０には、２次巻
線１１との間の漏れインダクタンスＬ１との組合わせで
所望の共振周波数ｆ１が得られる電流共振用コンデンサ
Ｃ２₀ を配する。したがって、２次巻線１１には電流共
振用コンデンサは配さない。この時電源系統ＢでのＣ２
とＬ２による共振周波数ｆ２はＬ２＞＞Ｌ１であるた
め、ｆ２＜ｆ１となる。そこで、２次巻線１２側に共振
周波数調整用コンデンサＣ２ｂを追加する。これによ
り、漏れインダクタンスＬ２はＣ２₀ とＣ２ｂとの直列
インピーダンス（Ｃ２₀ 単独よりも小さくなる）と直列
共振することになり、コンデンサＣ２ｂによって共振周
波数ｆ２の値を高くできる。したがって、コンデンサＣ
２ｂを適切な値とすることでｆ２＝ｆ１とすることがで
きる。２次巻線１３に配するコンデンサＣ２ｃも同様に
漏れインダクタンスＬ３の値に応じて適切な値とするこ
とでその共振周波数ｆ３をｆ３＝ｆ１＝ｆ２とすること
ができる。

【００４９】図１４は、前記特願平３−１６６３８３号
の電流共振および電圧共振を組み合わせた電源回路に請
求項２の発明を適用した一実施例を示すものである。前
記図１１と共通する部分には同一の符号を用いる。この
電源回路では、各２次巻線１１用の電流共振用コンデン
サとして２分割されたコンデンサＣ２₀ を１次側に配
し、他の２次巻線１２，１３には共振周波数調整用コン
デンサＣ２ｂ，Ｃ２ｃを配している。Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃの
値を適切に設定することにより、各系統Ａ〜Ｃの共振周
波数を揃えることができる。

【００５０】なお、前記実施例では電流共振用インダク
タンスとしてトランスの漏れインダクタンスのみを使用
した場合について説明したが、原理的には独立したイン
ダクタンスを併用する場合にもこの発明を適用すること
ができる。ただし、トランスの漏れインダクタンスはで
きるだけ小さい方が電力を取り出し易いことを勘案する
と、あまり値の大きなインダクタンスを追加することは
避けるべきであろう。また前記実施例では全ての２次巻
線についてこの発明を適用した場合について説明した
が、出力が小さくノイズ、損失等の問題が少ない２次巻
線については適用しないように構成することもできる。

【００５１】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、トランス２次側に電流共振用コンデンサを配設した
ので、このコンデンサの値を適切に設定するることによ
り、各２次巻線について直列共振周波数を略々等しくす
ることができ、電流共振が終了しないうちにスイッチン
グ素子がオフしたり、電流共振が早く終わりすぎるのを
防止することができ、ノイスや損失の増大を抑えること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 請求項１の発明の一実施例を示す回路図であ
る。

【図２】 特願平３−１６６３８３号に記載の電源回路
の基本原理を示す概略ブロック図である。

【図３】 図２の電源回路の基本原理構成を示す構成回
路図である。

【図４】 図３に示す原理構成の動作を説明するタイミ
ング図である。

【図５】 トランスの等価回路を説明する説明図であ
る。

【図６】 図３に示す原理構成の変形を説明する回路図
である。

【図７】 図３に示す原理構成を変形した構成を示す回
路図である。

【図８】 従来回路を示す回路図である。

【図９】 図８の回路における各電源系統の電流共振波
形図である。

【図１０】 図１の回路における各電源系統の電流共振
波形図である。

【図１１】 請求項１の発明を特願平３−１６６３８３
号の電源回路に適用した一実施例を示す回路図である。

【図１２】 図１の実施例の変更例を示す回路図であ
る。

【図１３】 請求項２の発明の一実施例を示す回路図で
ある。

【図１４】 請求項２の発明を特願平３−１６６３８３
号の電源回路に適用した一実施例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 １１，１２，１３ トランス２次巻線 Ｓ１，Ｓ２ スイッチングトランジスタ（スイッチング
素子） Ｄ１〜Ｄ２，Ｃout １〜Ｃout ３ 直流出力手段 Ｔ１ トランス Ｌ１〜Ｌ３，Ｃ２₀ ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃ 直列共
振手段

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、 オンオフ制御可能なスイッチング素子を含み、前記直流
   電源をスイッチングして交流に変換し出力するスイッチ
   ング手段と、 このスイッチング手段の出力が１次側に印加されるトラ
   ンスと、 このトランスの複数の２次側出力をそれぞれ全波整流し
   コンデンサで平滑して直流出力を取り出す複数の直流出
   力手段と、 前記直流電源の出力から前記各直流出力手段の入力に至
   る経路の途中に直列に形成される各直列共振手段を具備
   してなり、 前記各直列共振手段は前記トランスの漏れインダクタン
   スとこのトランスの各２次側に配されるコンデンサを少
   くとも利用して直列共振を実現するものであり、これら
   コンデンサは各直列共振手段で略々等しい共振周波数が
   得られる値にそれぞれ設定されていることを特徴とする
   電源回路。
2. 【請求項２】直流電源と、 オンオフ制御可能なスイッチング素子を含み、前記直流
   電源をスイッチングして交流に変換し出力するスイッチ
   ング手段と、 このスイッチング手段の出力が１次側に印加されるトラ
   ンスと、 このトランスの複数の２次側出力をそれぞれ全波整流し
   コンデンサで平滑して直流出力を取り出す複数の直流出
   力手段と、 前記直流電源の出力から前記各直流出力手段の入力に至
   る経路の途中に直列に形成される各直列共振手段を具備
   してなり、 前記各直列共振手段のうち少なくとも１つは前記トラン
   スの漏れインダクタンスとこのトランスの１次側に配さ
   れるコンデンサを少くとも利用して直列共振を実現し、 他の直列共振手段は前記トランスの漏れインダクタンス
   とこのトランスの１次側に配された前記コンデンサと２
   次側に配されるコンデンサを少くとも利用して直列共振
   を実現するものであり、この２次側のコンデンサは各直
   列共振手段で略々等しい共振周波数が得られる値にそれ
   ぞれ設定されていることを特徴とする電源回路。