KR20030037390A - 직렬 커패시턴스를 갖는 스위칭 전원 장치 - Google Patents

Abstract

스위칭 손실을 줄일 수 있는 스위칭 전원 장치로 높은 효율을 얻는다. 또한, 소형이고 경량인 변압기를 통해, 제어 회로들의 구성 부품의 수 및 스위칭 소자들의 단가를 낮출 수 있다. 본 스위칭 전원 장치에서는, 변압기의 1차 권선, 인덕터 및 커패시터로 구성된 직렬 회로의 일단이 제1 스위칭 회로 및 제2 스위칭 회로의 접합점에 접속된다. 상기 직렬 회로의 타단이 입력 전원에 접속된다. 변압기의 2차 권선은 정류 소자를 포함하는 정류 및 평탄화 회로에 접속된다. 또한, 자려 발진을 수행하기 위하여, 제1 및 제2 제어 회로들이 배치된다. 제1 제어 회로는 변압기의 제1 구동 권선에서의 전압의 발생 후에 제1 스위칭 회로가 턴온 되기까지 경과 시간 및 제1 스위칭 회로가 턴 오프되기까지의 경과 시간을 제어한다. 유사하게, 제2 제어 회로는 변압기의 제2 구동 권선에서의 전압의 발생에서 제2 스위칭 회로의 턴-온까지의 경과 시간 및 제2 스위칭 회로의 턴 오프까지의 경과 시간을 제어한다.

Description

직렬 커패시턴스를 갖는 스위칭 전원 장치{Switching Power Supply Device Having Series Capacitance}

본 발명은 직류 안정화 전압을 공급하는 스위칭 전원 장치에 관한 것이다. 보다 자세하게는, 본 발명은 스위칭 소자의 온-기간 동안에 변압기의 1차 권선 및 커패시터에 에너지를 저장하고 그 저장 에너지를 스위칭 소자의 오프-기간 동안에 변압기의 2차 권선으로부터 부하에 공급하는 스위칭 전원 장치에 관한 것이다.

일본 특허 출원 No. 9-352696에는, 제1 스위칭 회로가 변압기(T)의 1차 권선 측의 제2 스위칭 회로에 접속되고, 스위칭 제어 회로들이, 두개의 스위칭 소자들이 턴 오프되어 있는 기간의 전과 후에 상기 제1 및 제2 스위칭 회로들에 포함된 스위칭 소자들을 교대로 턴 온 및 턴 오프하여, 자려 발진(self-excited oscillation)이 수행하는 스위칭 전원 장치가 개시되어 있다. 도 1은 상기 스위칭 전원 장치를 도시한 블록도이다.

상기 스위칭 전원 장치에서, 입력 전원(E), 인덕터(L) 및 제1 스위칭 회로(S1)는 변압기(T)의 1차 권선(T1)에 직렬로 접속되어 있다. 또한, 1차 권선(T1) 및 인덕터(L)로 구성된 직렬 회로가 커패시터(C) 및 제2 스위칭 회로(S2)로 구성된 직렬 회로에 병렬로 접속되어 있다. 제1 구동 권선(T3)이 1차 권선(T1)의 전압에 대략 비례하는 전압을 발생한다. 상기 제1 구동 권선(T3)의 전압이 제어 회로(11)에 입력된다. 유사하게, 제2 구동 권선(T4)가 1차 권선(T1)의 전압에 거의비례한 전압을 발생한다. 상기 제2 구동 권선(T4)의 전압은 제어 회로(12)에 입력된다. 상기 제어 회로(11)의 전압은 제1 스위칭 회로(S1)의 제1 스위칭 소자(Q1)의 제어 단자에 입력된다. 상기 제어 회로(12)의 전압은 제2 스위칭 회로(S2)의 제2 스위칭 소자(Q2)의 제어 단자에 입력된다. 제1 스위칭 회로(S1)는 제1 스위칭 소자(Q1), 제1 다이오드(D1) 및 제1 커패시터(C1)로 구성된 병렬 접속 회로에 의해 형성된다. 제2 스위칭 회로(S2)는 제2 스위칭 소자(Q2), 제2 다이오드(D2) 및 제2 커패시터(C2)로 구성된 병렬 접속 회로에 의해 형성된다.

정류 소자(Ds)는 변압기(T)의 제2 권선(T2)에 직렬로 접속된다. 정류 및 평탄화 회로는 정류 소자(Ds) 및 상기 정류 소자(Ds)의 출력에 접속된 커패시터(Co)로 구성된다. 상기 정류 소자(Ds)는 커패시터(용량성 임피던스; Cs)에 병렬로 접속된다. 부하의 전압을 검출하는 검출 회로(14)가 상기 정류 및 평탄화 회로의 출력과 부하 사이에 접속된다. 상기 검출 회로(14)의 출력 피드백은 제1 제어 회로(11)에 보내진다.

또한, 미국 특허 No. 3,596,165호는, 두개의 스위칭 회로가 변압기의 1차 권선측에 서로 접속되어 타려 발진(separately-excited oscillation)을 수행하고 전파 정류기(full-wave rectifier)가 2차 권선에 접속되어 있는 스위칭 전원 장치를 개시하고 있다.

일본 무심사 특허 출원 공개공보 No. 5-328719호 및 No. 11-136940호에도 스위칭 전원 장치가 개시되어 있다. 각각의 장치들에서, 두개의 스위칭 회로들이 변압기의 1차 권선에 서로 접속되어 있고 2차측 권선이 도 1에 도시된 회로 구성으로 형성된다. 이 경우에, 인덕터 및 커패시터가 1차 권선에 직렬로 접속된다. 제2 스위칭 소자는 상기 직렬 회로에 병렬로 접속된다.

그러나, 상술한 각각의 스위칭 전원 장치들은 다음과 같은 문제점이 있다.

(1) 미국 특허 No. 3,596,165호

상기 스위칭 전원 장치는 공진형 하프-브릿지 회로(ON-ON형)를 참조한 회로이다. 이러한 타입의 회로에서는, 각 스위칭 소자가 턴온되면, 에너지가 1차 권선으로부터 2차 권선으로 전송된다. 각각의 스위칭 소자들의 온-타임은 거의 고정되어 있고 스위칭 주파수가 변경되어 1차 권선에 직렬로 접속된 LC 공진 회로의 임피던스를 변경한다. 다시 말해서, LC 공진 주파수와 스위칭 주파수가 서로 가깝게 되면, 상기 LC 공진 회로의 임피던스는 더 작아져서, 변압기에 큰 전류가 흐르고, 따라서 큰 출력 전력을 얻을 수 있다. 반대로, 상기 LC 공진 주파수와 스위칭 주파수가 서로 멀어지면, 작은 출력 전력을 얻을 수 있다. 이러한 구성으로, 출력 전력에 따라, 스위칭 주파수가 상당히 변하게 된다. 주파수가 크게 변하면, 출력 평탄화 회로 및 필터 회로가 대형화된다. 그 결과, 전자 부품에 대한 간섭 및 제어 회로의 손실의 증가 등의 문제점이 생긴다.

또한, 상기 스위칭 전원 장치는 타려 발진형의 장치이므로, 구성 부품의 수가 증가하고, 이는 장치의 소형화 및 단가의 절감을 방해한다. 따라서, 전파 정류를 행하기 위해서, 변압기의 2차측에 적어도 두개의 다이오드가 필요하게 된다.

(2) 일본 무심사 특허 출원 공개공보 No. 5-328719호 및 일본 무심사 특허 출원 공개공보 No. 11-136940호

공개공보에 개시된 각각의 스위칭 전원 장치는, 에너지가 스위칭 소자들의 온-타임 동안에 1차 권선에 저장되고 그 저장된 에너지가 스위칭 소자들의 오프-타임 동안에 2차 권선으로 방출되는 온-오프형 스위칭 전원 장치이다. 그러나, 이들 장치들 각각은 자려 발진형이 아니고 타려 발진형 또는 동기 발진형(synchronous oscillation)이다. 따라서, 상기 장치는 발진기, 구동 회로 등이 필요하기 때문에, 부품의 수가 증가하여, 장치의 소형화 및 단가 절감을 방해한다. 일본 무심사 특허 출원 공개공보 No. 5-328719호에서는, 동기 발진 회로가 사용되기 때문에, 발진기가 필요하지 않다, 그럼에도 불구하고, 상기 전원 장치는 하이-사이드 스위칭 소자를 구동하기 위하여 고 전압 파괴 특성을 가지는 MOS-FET를 포함하는 IC, 절연하여 구동하기 위한 펄스 변압기 등이 필요하게 된다. 그 결과, 상기 스위치 전원 장치에서도, 스위칭 제어 회로의 크기나 제조 단가가 증가한다.

(3) 일본 특허 출원 No. 9-352696호

본 공개공보에서 제공된 스위칭 전원 장치는, 제1 스위칭 회로의 온-타임 동안 1차 권선에 에너지를 저장하고 제1 스위칭 회로의 오프-기간 동안에 2차 권선으로부터 그 저장된 에너지를 방출하는 온-오프형 스위칭 전원 장치인 자려 발진형이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)과 커패시터 전압(Vc)의 합과 동일한 전압이 스위칭 소자에 인가되므로, 상기 스위칭 소자는 고내압의 소자가 필요하게된다. 또한, 상기 전원 장치는 입력 전압(Vin)이 직접 변압기(T)의 1차 권선(T1)에 인가되는 구성을 가지므로, 1차 권선(T1)에 인가된 전압이 보다 높아지고, 이는 장치의 소형화를 방지한다.

또한, 변압기의 1차 권선에 저장된 여자 에너지(excitation energy)만이 변압기의 2차측에 출력된다. 커패시터(C)의 에너지는 2차측으로 출력되지 않는다. 그 결과, 1차 권선의 피크 전류값이 커지게 되고, 도전 손실이 증가한다.

도 1은 종래의 스위칭 전원 장치의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 스우칭 전원 장치의 회로도이다.

도 3은 본 스위칭 전원 장치의 파형을 도시한 도면이다.

도 4a 내지 도 4b는 다양한 제어 방법들에 의해 얻어진 1차측 전류 파형을 도사한 도면이다.

도 5는 상기 스위칭 전원 장치의 주요 부분의 회로 구성을 도시한 도면이다.

도 6은 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 주요 부분의 회로 구성을 도시한 도면이다.

도 7은 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 주요 부분의 회로 구성을 도시한 도면이다.

도 8은 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 제1 제어 회로를 설명하는 회로도이다.

도 9는 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 제2 제어 회로를 설명하는 회로도이다.

도 10은 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 제2 제어 회로를 설명하는 회로도이다.

도 11은 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 시동 회로를 설명하는 회로도이다.

따라서, 본 발명의 목적은 효율이 높고 손실이 적은 스위칭 전원 장치를 제공하는 데 있다. 또한, 본 장치에서는, 스위칭 소자의 스트레스도 줄일 수 있고 변압기의 크기와 중량을 줄일 수 있다.

상술한 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명의 한 측면에 따르면, 제1 스위칭 소자(Q1), 제1 다이오드(D1) 및 제1 커패시터(C1)의 병렬 접속 회로로 구성된 제1 스위칭 회로와, 제2 스위칭 소자(Q2), 제2 다이오드(D2) 및 제2 커패시터(C2)의 병렬 접속 회로로 구성된 제2 스위칭 회로를 포함하고, 상기 제1 및 제2 스위칭 회로들이 직렬 회로를 구성하고, 입력 전원이 상기 직렬 회로에 접속되고, 변압기(T)가 1차 권선 및 2차 권선을 포함하고, 상기 1차 권선, 누설 인덕터(L) 및 커패시터(C)가 직렬 회로를 구성하고, 상기 직렬 회로의 일단이 상기 제1 스위칭 회로 및 상기 제2 스위칭 회로의 접속점에 접속되고, 상기 직렬 회로의 타단은 상기 입력 전원에 접속되고, 정류 및 평탄화 회로가 정류 소자(Ds)를 포함하고, 상기 정류 및 평탄화 회로는 변압기(T)의 상기 2차 권선에 접속되고, 상기 제1 스위칭 소자(Q1)의 온-기간 동안에 상기 1차 권선 및 상기 커패시터(C)에 에너지가 축적되고, 상기 제1 스위칭 소자(Q1)의 오프-기간 동안에 상기 2차 권선으로부터 출력을 얻고, 상기 제1 스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 제어하여 출력 전력을 제어하고, 상기 변압기(T)에 포함된 제1 구동 권선이 상기 제1 스위칭 소자(Q1)를 턴온시키는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압을 발생하고, 상기 변압기에 포함된 제2 구동 권선이 상기 제2 스위칭 소자(Q2)를 턴온시키는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압을 발생하고, 스위칭 제어 회로들이 상기 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 모두 턴오프되어 있는 기간의 전과 후에 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들(Q1, Q2)을 교대로 턴온 및 턴오프시키고, 상기 제1 스위칭 소자(Q1)는 상기 제2 스위칭 소자(Q2) 및 상기 정류 소자(Ds)가 모두 턴 오프된 후에 턴온이 되고, 그 결과 자려 발진이 수행되는 스위칭 전원 장치를 제공한다.

상술한 구성으로, 다음과 같은 이점을 얻을 수 있다.

(1) 전압이 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들(Q1, Q2) 각각에 인가되기 때문에, 낮은 전압 정격을 가진 반도체 소자들이 상기 스위칭 소자들(Q1, Q2)로서 사용될 수 있다. 예를 들면, 일반적인 MOS-FET의 온-저항은 내전압의 제곱에 대략 비례하여 증가된다. 그러나, 낮은 전압 정격을 가진 스위칭 소자가 사용되면, 온-저항이 작아지고, 도전 손실이 줄어들 수 있다. 또한, 통상 낮은 전압 정격을 가지는 소자는 값이 저렴하다. 따라서, 스위칭 소자들의 열 발생을 줄임으로써, 전체 스위칭 전원 장치는 높은 효율을 갖게 되고 저가로 생산될 수 있으며, 그 중량과 크기도 감소된다.

(2) 변압기(T)의 1차 권선에 인가되는 전압은 도 1에 도시된 종래의 스위칭 전원 장치의 전압의 대략 절반이다. 그 결과, 1차 권선의 권선수가 줄어들 수 있고 코어 갭(core gap)이 작아질 수 있다. 또한, 원하는 내압 특성(voltage breakdown properties)을 가진 변압기(T)를 쉽게 디자인할 수 있고, 변압기를 소형화할 수 있다.

(3) 제1 및 제2 스위칭 회로들의 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 다이오드 및 커패시터에 병렬로 접속되기 때문에, 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 영전압에서 턴온되고, 상기 스위칭 소자(Q2)가 영전류에서 턴오프된다. 그 결과, 스위칭 손실이 크게 감소되고 열 발생이 방지될 수 있다.

(4) 2차측 정류 소자(Ds)는 영전류에서 턴온되고 전류 파형이 영전류로부터 비교적 급하게 상승하여 전류 변화율이 영인 피크점에 도달한다. 그 후에, 상기 정류 소자(Ds)가 턴오프될 때 상기 전류 파형은 다시 영전류로 하강한다. 종래의 역삼각 파형과 비교하면, 상기 파형은 직사각형과 유사하여, 피크 전류값이 낮아질 수 있다. 그 결과, 유효 전류값이 작고 도전 손실이 줄어들 수 있다.

(5) 펄스 변압기 또는 포토 커플러를 사용하면 절연이 필요치 않다. 본 발명에서는, 그라운드 레벨이 다른 두개의 스위칭 소자들(Q1, Q2)을 구동할 수 있다. 게다가, 상기 스위칭 소자들(Q1, Q2)은 자려 발진 구성이 적용되기 때문에, 다른 발진기를 포함하는 제어용 IC를 이용할 필요가 없다. 따라서, 상기 스위칭 소자들은 복잡한 구성이 아니므로, 전체 장치가 저비용으로 소형화될 수 있다.

본 발명에 따른 스위칭 전원 장치에서, 각각의 스위칭 제어 회로들이 저항또는 저항 및 커패시터로 구성된 직렬 회로에 의해 형성된 지연 회로를 포함할 수 있고, 상기 저항 또는 지연 회로는 상기 제1 구동 권선과 상기 제1 스위칭 소자의 제어 단자 사이 및 상기 제2 구동 권선과 상기 제2 스위칭 소자의 제어 단자의 사이에 각각 배치된다. 이러한 스위칭 전원 장치에서, 제1 및 제2 스위칭 소자들 각각은, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들을 턴온시키는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비레하는 전압이 상기 제1 및 제2 구동 권선에서 발생된 후에 지연을 두고 턴온된다.

따라서, 상기 두개의 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 모두 턴오프되는 기간의 전과 후에, 상기 스위칭 소자들(Q1, Q2)을 교대로 턴온 및 턴오프할 수 있다. 이러한 구성으로, 상기 두개의 스위칭 소자들(Q1, Q2)을 동시에 턴-온하는 것에 기인한 손실의 증가 및 파손을 방지할 수 있다.

또한, 본 스위칭 전원 장치에서, 스위칭 제어 회로 중 어느 하나는 상기 제1 스위칭 소자를 턴오프시키는 스위칭 장치와, 상기 제1 구동 권선에서 상기 제1 스위칭 소자를 턴온시키는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압이 발생되어 소정의 시간이 지난 후에 상기 제1 스위칭 소자를 상기 스위칭 장치에 의해 턴오프시키는 방식으로 제어하는 시정수 회로를 포함할 수 있다.

제1 스위칭 소자(Q1)를 턴오프하는 스위칭 장치에 의하여, 상기 제1 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 속도를 증가시킬 수 있으므로, 스위칭 소자(Q1)에 의한 스위칭 손실을 줄일 수 있다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 설정하는 시정수 회로에 의하여, 상기 스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 임으로 설정 또는 제어하여 출력 전압을 안정화시킬 수 있다.

또한, 본 스위칭 전원 장치에서, 스위칭 제어 회로는 상기 제2 스위칭 소자를 턴오프시키는 스위칭 장치와, 상기 제2 구동 권선에서 상기 제2 스위칭 소자를 턴온시키는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압이 발생되어 소정의 시간이 지난 후에 상기 제2 스위칭 소자를 상기 스위칭 장치에 의해 턴오프시키는 방식으로 제어하는 시정수 회로를 포함할 수 있다.

앞에서의 경우와 유사하게, 상기 제2 스위칭 소자(Q2)의 스위칭 속도를 증가시킬 수 있으므로, 스위칭 소자(Q2)에 의한 스위칭 손실을 줄일 수 있다. 또한, 스위칭 소자(Q2)의 온-타임을 설정하는 시정수 회로에 의하여, 상기 스위칭 소자(Q2)의 온-타임을 임으로 설정 또는 제어하여 출력 전압을 안정화시킬 수 있다.

또한, 본 발명의 스위칭 전원 장치에서, 상기 스위칭 장치는 상기 제1 스위칭 소자 또는 제2 스위칭 소자에 접속된 트랜지스터로 구성될 수 있고, 상기 트랜지스터의 제어 단자는 제1 임피던스 회로 및 충/방전 커패시터로 구성된 시정수 회로에 접속될 수 있다.

따라서, 하이-사이드 스위칭 소자(Q2)를 구동하기 위하여 높은 전압 정격을 가지는 MOS-FET 또는 IC를 사용할 필요가 없다. 트랜지스터 및 시정수 회로를 포함하는 단순한 구성으로, 스위칭 소자(Q2)를 구동할 수 있다. 따라서, 본 발명의 스위칭 전원 장치의 크기 및 중량을 줄일 수 있고, 상기 장치를 적은 비용으로 제조할 수 있다.

또한, 본 발명에 따른 스위칭 전원 장치에서, 시정수 회로를 형성하는 제1임피던스 회로의 임피던스는 출력 전력에 따르거나나 외부 신호에 응하여 변경된다.

출력 전력에 따르거나 외부로부터의 신호에 대응하여, 시정수 회로를 구성하는 임피던스 회로의 임피던스 값이 변경된다. 이러한 구성으로, 시정수 회로들에 포함된 커패시터들을 충전 및 방전하는 시간이 변경된다. 그 결과, 상기 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 출력 전압에 따라 최적의 온-타임으로 스위칭 동작을 수행하도록 각각의 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 온-타임을 제어할 수 있다.

또한, 본 스위칭 전원 장치는 저항을 포함하는 제2 임피던스 회로를 더 포함할 수 있고, 상기 제2 임피던스 회로는 커패시터(C)의 양단에 접속되거나 커패시터(C) 및 변압기(T)의 1차 권선으로 구성된 상기 직렬 회로의 양단에 접속되어, 입력 전압을 상기 제2 임피던스 회로를 거쳐 상기 제1 스위칭 회로에 인가하는 것을 특징으로 한다.

커패시터(C)의 양단 또는 커패시터(C) 및 변압기(T)의 1차 권선으로 구성되는 직렬 회로의 양단에 저항을 포함하는 임피던스 회로를 접속함으로써, 상기 임피던스 회로를 통해, 시동 전압이 제1 스위칭 회로에 인가될 수 있다. 상기 임피던스 회로가 없으면, 입력 전압이 커패시터(C)에 인가되기 때문에, 전압이 상기 스위칭 소자(Q1)의 제어 단자에 인가되더라도, 발진이 시작되지 않는 경우가 있다. 임피던스 회로는 커패시터(C) 및 변압기(T)의 1차 권선으로 구성되는 직렬 회로의 양단에 접속될 수 있다. 그러나, 임피던스 회로가 커패시터(C)의 양단에 접속되는 것이 바람직하다. 왜냐하면 이러한 배치가 임피던스 회로에 인가된 전압을 보다 낮추기 때문에, 손실이 보다 줄어들 수 있다.

또한, 본 스위칭 전원 장치는 상기 제2 임피던스 회로를 통해 스위칭 회로에 인가된 입력 전압을 분할하고 제1 스위칭 소자의 제어 단자에 인가하는 저항을 포함하는 제3 임피던스 회로를 더 포함하여 자려 발진을 개시할 수 있다.

이 경우에, 제1 스위칭 회로에 인가된 전압은 제3 임피던스 회로에 의해 분할되고 자려 발진을 개시하기 위하여 스위칭 소자(Q1)의 제어 단자에 인가된다. 이때, 전압-분할 저항들은 입력 전원에 접속되지 않고 제1 스위칭 회로에 접속된다. 그 결과, 전압이 제1 스위칭 회로에 인가될 때에만, 발진이 개시될 수 있다. 이렇게 하여 시동 불량을 방지한다.

또한, 발진을 개시하는 원-샷 펄스 발생 회로를 배치하는 것이 불필요하게 되므로, 스위칭 제어 회로들이 간소해질 수 있다. 따라서, 전체 장치를 소형화하고 저비용으로 제조할 수 있다.

또한, 본 스위치 전원 장치는 정류 소자(Ds)에 병렬로 접속된 커패시터(Cs)를 더 포함할 수 있고, 상기 커패시터(Cs)의 용량성 임피던스 값은 제2 스위칭 소자(Q2) 및 정류 소자(Ds)가 모두 턴 오프되면 커패시터(Cs)가 변압기(T)의 인덕터와 함께 공진하여 커패시터(Cs)에 걸리는 전압 파형이 정현파의 일부와 같은 파형을 나타내어 영전압에서 상승하거나 또는 영전압에서 하강하도록 설정된다.

스위칭 소자(Q1)의 온-타임에서, 커패시터(또는 용량성 임피던스 소자; Cs)에 축적된 전하가 정류 소자(Ds)의 도통이 시작될 때 정류 소자(Ds)에 흐르지 않고 출력될 수 있다. 따라서, 정류 소자(Ds)의 도전 손실이 줄어들 수 있다. 또한, 정류 소자(Ds)의 역회복 손실이 감소되고 급격한 전압 변화가 제어되면, 노이즈가 줄어들 수 있다. 게다가, 정류 소자(Ds)에 흐르는 전류의 파형이 급격히 상승하여 상기 전류 파형이 직사각형의 파형과 유사하기 때문에, 유효 전류가 줄어들 수 있다.

또한, 본 발명에서, 정류 소자(Ds)가 제어 신호로 스위칭을 수행하는 스위칭 소자일 수 있다.

이 경우에, 예컨대 정류 소자(Ds)는 일반적인 다이오드로 구성되지 않고 작은 온-저항을 가지는 MOS-FET와 같은 스위칭 소자로 구성된다. 이와 같은 스위칭 소자가 제어 신호로 스위칭을 행할 때, 상기 스위칭 소자의 온-타임에서의 도전 손실이 줄어들고, 2차측 정류 소자에 야기되는 도전 손실이 줄어들 수 있다.

또한, 본 발명의 스위칭 전원 장치에서, 스위칭 소자가 전계-효과 트랜지스터일 수 있다.

제1 또는 제2 스위칭 소자가 MOS-FET와 같은 전계-효과 트랜지스터일 때, 기생 다이오드(parasitic diode) 및 기생 커패시터(parasitic capacitor)가 이용될 수 있다. 따라서, 기생 다이오드가 제1 다이오드(D1) 또는 제2 다이오드(D2)로 사용되고 기생 커패시터가 제1 커패시터(C1) 또는 제2 커패시터(C2)로 사용되면, 다이오드(D1) 또는 다이오드(D2) 그리고 커패시터(C1) 또는 커패시터(C2)가 필요치 않게 된다. 따라서, 구성 부품의 수가 감소될 수 있다.

또한, 스위칭 전원 장치는 변압기(T)의 누설 인덕터(L) 및 1차 권선에 직렬로 접속된 외부 인덕터(L) 중 적어도 하나를 포함하고, 인덕터(L)는 제1 스위칭 소자(Q1)의 오프-기간 동안에 커패시터(C)와 공진하여 1차 권선에 흐르는 전류의 파형을 정현파의 일부가 되게한다.

인덕터(L)가 제1 스위칭 소자(Q1)의오프-기간에 커패시터(C)와 공진하여, 1차 권선에 흐르는 전류의 파형이 정현파의 일부가 된다. 그 결과, 스위칭 소자(Q2)의 피크 전류값과 정류 소자(Ds)에 흐르는 전류의 피크값이 더 작아지고, 스위칭 소자(Q2)의 영전류 턴-오프 동작이 이루어질 수 있다. 또한, 변압기(T)의 누설 인덕터(L)가 인덕터(L)로서 사용되면, 외부 인덕터(L)는 필요치 않다. 따라서, 구성 부품의 수가 감소되고, 변압기의 누설 인덕턴스로 인한 에너지 손실이 감소될 수 있다.

또한, 본 스위칭 전원 장치에서, 제1 또는 제2 커패시터의 전압이 영 또는 영 부근으로 떨어진 후에 스위칭 제어 회로가 제1 또는 제2 스위칭 소자를 온이 되게 한다.

제1 또는 제2 커패시터에 걸리는 전압이 영 또는 영 부근으로 떨어진 후 스위칭 제어 회로가 스위칭 소자(Q1 또는 Q2)를 턴온하는 방식으로 지연 시간을 설정함으로써 영전압 스위칭 동작이 수행된다. 이러한 구성으로, 턴-온 손실을 줄일 수 있고 스위칭 노이즈를 방지할 수 있다.

또한, 제2 스위칭 소자(Q2)에 흐르는 전류가 영 또는 영 부근으로 떨어지면 스위칭 제어 회로들이 제2 스위칭 소자(Q2)를 턴오프할 수 있다.

이러한 구성으로, 스위칭 소자(Q2)가 영-전류 턴 오프 동작을 수행하여, 스위칭 소자가 턴오프될 때 발생하는 스위칭 손실 및 스위칭 서지(surge)가 감소될 수 있다.

또한, 본 발명에서, 정류 소자(Ds)에 흐르는 전류의 파형이 영으로부터 상승하여 전류 변화율이 영이 되는 피크점에 도달한 후 다시 정류 소자(Ds)가 턴오프되는 영전류로 떨어지는 파형이 되도록 커패시터(C) 및 인덕터(L)의 값을 설정할 수 있다.

정류 소자(Ds)에 흐르는 전류의 피크 전류값이 낮아지고 그 파형이 직사각형의 파형과 유사하기 때문에, 유효 전류가 감소하고, 정류 소자(Ds)의 도전 손실이 줄어든다. 또한, 정류 소자(Ds)에 흐르는 전류가 급격하게 변하지 않으므로, 스위칭 노이즈의 발생이 억제되고 정류 소자(Ds)가 영전류에서 턴오프되어, 역회복 손실이 줄어든다.

또한, 스위칭 제어 회로는 변압기의 순방향으로의 여자량(excitation quantity)에 대한 변압기의 역방향으로의 여자량의 비율이 정류 및 평탄화 회로의 출력 단자에 접속된 부하의 크기에 따라 변화하는 방식으로 제어한다.

스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 변화시킴으로써 정류 및 평탄화 회로의 출력 전압을 제어하여 안정화된 출력 전압을 부하에 제공한다. 또한, 예를 들면 스위칭 소자(Q2)의 온-타임을 거의 고정시키면서, 정류 및 평탄화 회로의 출력에 접속된 부하의 크기에 따라, 역방향의 여자량 및 순방향의 여자량의 비율이 변경된다. 이러한 구성으로, 스위칭 주파수의 변화가 억제되어, 전자 기기와의 간섭이 방지될 수 있고 제어 회로에서의 손실이 줄어들 수 있다.

또한, 스위칭 제어 회로는 정류 및 평탕화 회로의 출력 단자에 접속된 부하의 크기에 무관하게 변압기의 역방향으로의 여자량이 영 또는 소정의 고정값이 되게하는 방식으로 제어한다.

본 스위칭 전원 장치에서, 정류 및 평탄화 회로의 출력 전압을 제어하는 스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 변화시킴으로써, 안정화된 출력 전압이 부하에 공급될 수 있다. 또한, 스위칭 소자(Q2)의 온-타임은 정류 및 평탕화 회로의 출력 단자에 접속된 부하의 크기에 무관하게 변압기의 역방향으로의 여자량이 영 또는 소정의 고정값이 되게하는 방식으로 제어된다. 이러한 구성으로, 전류의 재생에 기인한 변압기 및 스위칭 회로에서의 도전 손실이 감소될 수 있다.

또한, 스위칭 제어 회로들 중 하나가 스위칭 소자의 온-타임을 최소값 이상으로 설정하여, 정류 및 평탕화 회로의 출력 단자에 접속된 부하가 단락된 상태에서도 스위칭을 수행할 수 있다.

이 경우에, 정류 및 평탕화 회로의 출력 단자에 접속된 부하가 단락된 상태에서도 스위칭을 수행하도록 스위칭 소자의 온-타임을 최소값 이상으로 설정함으로써, 단락 회로의 상태에서도 스위칭 동작이 계속될 수 있다. 따라서, 단락 회로 상태가 제거되면, 출력이 자동적으로 다시 부하에 인가된다. 이와 같이, 출력을 회복할 수 있는 자동-회복형의 과전류 보호 회로를 구성할 수 있다. 최소값 이하의 온-타임이 설정되면, 단락 부하하에서, 입력 전압이 커패시터(C)에 인가되고 발진이 정지하여, 래치형 과전류 보호 회로가 구성된다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 회로도이다.

기본적으로, 본 실시예의 스위칭 전원 장치는, 변압기(Transformer; T)의 1차 권선(T1), 인덕터(L) 및 커패시터(C)를 접속하여 형성된 직렬 회로를 포함하고,상기 직렬 회로의 일단이 제1 스위칭 회로 및 제2 스위칭 회로의 접속점에 접속되고, 상기 직렬 회로의 타단이 입력 전원에 접속되어 있는 점에서, 종래의 스위칭 전원 장치와 구별된다. 이하에서는, 상기 스위칭 전원 장치의 회로 구성을 자세히 설명하기로 한다.

제1 스위칭 회로(S1)는 제1 스위칭 소자(Q1), 제1 다이오드(D1) 및 제1 커패시터(C1)의 병렬 접속 회로로 구성된다. 제2 스위칭 회로(S2)는 제2 스위칭 소자(Q2), 제2 다이오드(D2) 및 제2 커패시터(C2)의 병렬 접속 회로로 구성된다. 상기 제1 및 제2 스위칭 회로(S1, S2)는 서로 직렬로 접속되고, 이 직렬 회로가 입력 전원(E)에 병렬로 접속된다. 본 실시예에서 사용된 제1 및 제2 스위칭 소자(Q1, Q2)는 전계-효과 트랜지스터이다(이하, FET라고 함).

변압기(T)의 1차 권선은 인덕터(L) 및 커패시터(C)에 직렬로 접속된다. 이 직렬 회로의 일단이 상기 제1 스위칭 회로(S1) 및 제2 스위칭 회로(S2)의 접속점에 접속되고, 상기 직렬 회로의 타단은 입력 전원(E)에 접속된다.

변압기(T)의 구동 권선(T3)가 1차 권선(T1)의 전압에 대략 비례한 전압을 발생한다. 구동 권선(T3)에서 발생된 전압은 제1 제어 회로(11)에 입력된다. 상기 제1 제어 회로(11)는 제1 구동 권선(T3)와 제1 스위칭 소자(Q1)의 제어 단자(gate) 사이에 배치된 저항(R3) 및 커패시터(C3)가 직렬로 접속되어 형성된 지연 회로(delay circuit)와, 제1 스위칭 소자(Q1)를 턴 오프(turn off)하기 위한 스위칭 장치인 트랜지스터(Tr1)와, 그리고 검출 회로(14)로부터의 피드백 신호(feedback signal)를 수신하는 제1 임피던스 회로인 포토-커플러(Photo-coupler; PC) 및 커패시터(C4)로 구성된 시정수 회로(time constant circuit)를 포함한다. 시정수 회로는 트랜지스터(Tr1)의 제어 단자(base)에 접속된다. 상기 제어 회로(11)는 제1 구동 권선(T3)에서 전압이 발생된 후에 지연을 두고 제1 스위칭 소자(Q1)를 온(ON)이 되게 한다. 또한, 제어 회로(11)는, 제1 구동 권선(T3)에서 전압이 발생된 후, 포토-커플러(PC)의 임피던스 및 커패시터(C4)로 구성된 시정수 회로에 의해 설정된 시간이 경과하면, 트랜지스터(Tr1)를 온(ON)으로 하여 제1 스위칭 소자(Q1)를 신속히 오프(OFF)가 되게 한다. 이러한 방법으로, 제어 회로(11)는 제1 스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 임으로 변화시킬 수 있다.

상기 변압기(T)는 제2 구동 권선(T4)를 포함한다. 제2 구동 권선(T4)에서 발생된 전압이 제2 제어 회로(12)에 인가된다. 제2 제어 회로(12)는, 상기 제2 구동 권선(T3)에 직렬로 접속된 저항(R5) 및 커패시터(C5)가 직렬로 접속되어 형성된 지연 회로와, 제2 스위칭 소자(Q2)를 턴 오프(turn off)하기 위한 스위칭 장치인 트랜지스터(Tr2)와, 그리고 제1 임피던스 회로인 저항(R6) 및 충/방전 커패시터(C6)로 구성된 시정수 회로를 포함한다. 상기 시정수 회로는 트랜지스터(Tr2)의 제어 단자(base)에 접속된다. 상기 제2 제어 회로에 포함된 지연 회로, 제1 임피던스 회로 및 트랜지스터(Tr2)는 상술한 제1 제어 회로의 구성과 유사하다.

각각의 제어 회로(11, 12)에서, 지연 시간은 각각의 커패시터(C1, C2)의 양단의 전압이 영(zero) 또는 영 부근으로 떨어진 후에 각 스위칭 소자(Q1, Q2)들이 온이 되는 방식으로 설정된다. 이러한 배치로, 영 전압 스위칭 동작이 행해진다. 그 결과, 턴-온 손실(turn-on loss)이 감소하고, 스위칭 노이즈(noise)의 발생이방지된다. 또한, 제어 회로(12)는 제2 스위칭 소자(Q2)를 제어하여 제2 스위칭 소자(Q2)를 통해 흐르는 전류가 영 또는 영 근처가 될 때 턴 오프시킨다. 이러한 제어를 통해서, 스위칭 소자(Q2)가 영-전류 턴-오프 동작을 수행하고, 그리하여 상기 소자(Q2)가 턴 오프될 때 발생하는 스위칭 손실 및 스위칭 서지(surge)를 줄이게 된다. 또한, 정류 소자(Ds)를 통해 흐르는 전류의 파형이 구형(rectangular form)에 가까울수록, 상기 정류 소자(Ds)에서의 손실이 작아진다. 따라서, 이러한 파형을 얻기 위하여, 커패시터(C) 및 인덕터(L)의 값과, 상기 스위칭 제어 회로에 의해 설정되는 제2 스위칭 소자(Q2)의 온-기간(ON-period)이 결정된다.

검출 회로(14)는 분압 저항(voltage dividing resistor; R9, R10)과, 상기 저항들(R9, R10)의 접속점이 기준 전압 입력 단자(Vr)에 접속되어 있는 션트 레귤레이터(shunt regulator; IC1)와, 그리고 상기 션트 레귤레이터(IC1)에 직렬로 접속된 포토다이오드(photodiode; PC)를 포함한다. 션트 레귤레이터(IC1)는 기준 전압 입력 단자(Vr)의 전압을 일정하게 유지하기 위하여 음극(cathode)과 양극(anode) 사이에 흐르는 전류를 제어한다. 이러한 전류의 변화가 포토다이오드(PC)의 빛의 강도(intensity)로 변환되어, 변압기(T)의 제1 구동 권선(T3)에 접속된 포토트랜지스터(PC)에 입력된다. 이러한 회로에서, 포토다이오드(PC)에 흐르는 전류의 변화에 따라, 트랜지스터(Tr1)의 턴-온 타임이 포토트랜지스터(PC)를 통해 제어되고, 결과적으로 제1 스위칭 소자(Q1)의 온-타임이 제어된다. 구체적으로는, 출력 전압이 높아지고 포토다이오드(PC)의 전류가 증가하기 시작하면, 제1 스위칭 소자(Q1)의 온-타임이 보다 짧아져서 상기 출력 전압을 낮추게된다. 반대로, 출력 전압이 낮아지고 포토다이오드(PC)의 전류가 감소하기 시작하면, 제1 스위칭 소자(Q1)의 온-타임이 보다 길어져서 상기 출력 전압을 높이게 된다. 이러한 동작으로, 출력 전압이 안정화될 수 있다.

제2 임피던스 회로인 저항(R1)이 변압기(T)의 1차 권선(T1)에 직렬로 접속된 커패시터에 병렬로 접속된다. 상기 저항(R1)을 커패시터(C)에 병렬로 접속함으로써, 전원이 켜졌을 때, 시동 전압이 저항(R1)을 통해 제1 스위칭 회로(S1)에 인가될 수 있다. 상기 저항(R1)이 없으면, 입력 전압(Vin)이 커패시터(C)에 인가된다. 이러한 경우에는, 전압이 제1 스위칭 소자(Q1)의 제어 단자(gate)에 인가되더라도, 전류가 변압기에 흐를 수 없다. 따라서, 발진이 시작될 수 없다. 저항(R1)이 커패시터(C), 변압기(T)의 1차 권선(T1) 및 인덕터(L)로 구성된 직렬 회로의 양단에 접속될 수도 있다. 그러나, 본 실시예에서 보여진 바와 같이, 저항(R1)이 커패시터(C)에 병렬로 접속됨으로써, 상기 저항(R1)에 인가된 전압이 낮아지고, 그리하여 손실이 줄어들게 된다.

저항(R1)을 통해 제1 스위칭 회로(S1)에 인가된 전압은, 제1 스위칭 소자(Q1)의 양단에 접속된 제3 임피던스 회로로서, 저항(R2) 및 저항(R7)으로 구성된 직렬 회로에 의해 분압되어, 제1 스위칭 소자(Q1)의 제어 단자(gate)에 인가된다. 이러한 배치로, 입력 전압(Vin)이 인가될 때, 자려 발진(self-excited oscillation)이 시작될 수 있다. 본 실시예에서, 저항(R2)을 입력 전원에 접속하지 않고, 상기 제1 스위칭 회로(S1)에 접속한다. 이렇게 접속함으로써, 전압이 제1 스위칭 회로(S1)에 인가된 경우에만, 전압이 스위칭 소자(Q1)의 제어 단자에 입력되어 발진을 시작할 수 있다. 그 결과, 시동 불량이 방지될 수 있다.

다음으로 상기 스위칭 전원 장치의 작동에 대하여 설명하기로 한다.

도 3은 도 2에 도시된 회로의 파형을 도시한다. 아래에서는 도 2 및 도 3을 참조하여 상기 회로의 동작을 설명하기로 한다.

도 3에서, Q1 및 Q2는 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 ON 타임 및 OFF 타임을 보여주는 신호를 나타내고, Vds1, Vds2 및 Vds는 커패시터(C1, C2 및 Cs)에 걸리는 전압의 파형 신호를 나타내고, id1, id2 및 id는 스위칭 회로(S1), 스위칭 회로(S2) 및 정류 소자(Ds)의 전류 파형 신호를 나타낸다.

회로가 시동된 후에 수행되는 스위칭은 주로 하나의 스위칭 주기(Ts)에서 시간 t1에서 t5까지의 네개의 작동 상태로 나눌 수 있다. 먼저, 시동시(발진이 시작되는 때)의 상태를 설명하고, 다음으로 나머지 상태에 대하여 설명한다.

시동

입력 전압(Vin)이 인가되면, 상기 전압이 저항(R1), 인덕터(L) 및 1차 권선(T1)을 거쳐 제1 스위칭 소자(FET; Q1)의 드레인에 인가된다. 상기 입력 전압은 저항(R2) 및 저항(R7)에 의하여 분압되어 FET(Q1)의 게이트에 인가된다. 상기 전압이 FET(Q1)의 임계 전압(threshold voltage)보다 크게되면, FET(Q1)가 온(ON)이 되고 입력 전압이 커패시터(C) 및 변압기(T1)에 인가된다. 다음으로, 제1 구동 권선(T3)에서 전압이 발생하고, 이렇게 발생된 전압이 저항(R3) 및 커패시터(C3)을 거쳐 FET(Q1)의 게이트에 인가된다. 그 결과, 상기 FET(Q1)이 온(ON) 상태가 된다.

다음에는, FET(Q1)가 온(ON)이 된 상태로부터, 최적 정격 조건에서의 하나의스위칭 주기(Ts)에 있어서 시간 t1에서 t5까지의 네개의 작동 상태를 설명한다.

상태 1 - t1에서 t2

상기 FET(Q1)는 온 상태에 있다. 입력 전압(Vin)에서 커패시터(C) 전압을 차감한 전압이 변압기(T)의 1차 권선(T1)에 인가된다. 다음에, 1차 권선에 흐르는 전류가 선형적으로 증가하여 여자 에너지(excitation energy)가 변압기(T)에 저장된다. 또한, 이러한 전류에 의해, 커패시터(C)가 충전되므로, 정전 에너지가 커패시터(C)에 저장된다.

이때, 커패시터(C4)는 포토트랜지스터(PC)를 통해 충전된다. 커패시터(C4)의 전압이 트랜지스터(Tr1)의 임계 전압(약 0.6V)에 도달하면, 상기 트랜지스터(Tr1)가 온이 되고, 시간 t2에서 FET(Q1)는 오프가 된다. 다음에 상태 2가 뒤따른다.

상태 2 - t2에서 t3

FET(Q1)이 오프가 되면, 1차 권선(T1) 및 인덕터(L)이 커패시터(C1) 및 커패시터(C2)와 공진하고, 그리하여 상기 커패시터(C1)는 충전되고 커패시터(C2)는 방전된다. 2차측에서는, 2차 권선(T2)가 커패시터(Cs)와 공진하고, 그리하여 상기 커패시터(Cs)는 방전된다. Vds1의 상승 부분의 곡선 및 Vds2의 하강 부분의 곡선은 인덕터(L), 1차 권선(T1) 및 커패시터(C1, C2)의 공진에 의해 생기는 정현파의 일부이다.

커패시터(C2)의 전압(Vds2)이 영으로 떨어지면, 다이오드(D2)가 도통된다. 구동 권선(T4)에서 발생된 전압이 FET(Q1)의 턴-오프 후 약간 지연되어 커패시터(C5) 및 저항(R5)을 거쳐 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자에 인가되고, 상기 스위칭 소자(Q2)가 온이 된다. 그 결과, 영-전압 스위칭이 수행되고 상태 3으로 넘어간다.

이때, 2차측에서, 커패시터(Cs)의 전압(Vs)이 영으로 떨어지고 정류 소자(Ds)가 도통되어, 영-전압 턴-온 동작이 수행된다. Vs의 상승 부분의 곡선은 커패시터(Cs)과 2차 권선(T2) 사이의 공진에 의해 생기는 정현파의 일부이다.

상태 3 - t3에서 t4

상태 3에서는, 1차측에서, 다이오드(D2) 또는 스위칭 소자(Q2)가 도통되고, 인덕터(L) 및 커패시터(C)가 서로 공진하기 시작한다. 이 기간에서, 커패시터(C)가 방전된다. 이때, 2차측에서는, 정류 소자(Ds)가 도통되어 변압기(T)에 저장된 여자 에너지 및 커패시터(C)에 저장된 정전 에너지(electrostatic energy)를 2차 권선(T2)으로부터 방출하고, 정류/평탄 회로(rectifying/smoothing circuit)를 통해 출력된다. 이때, 상기 정류 소자(Ds)에 흐르는 전류(is)의 파형은 1차측의 인덕터(L) 및 커패시터(C)에 의해 생기는 공진 전류(id2)의 값에서 선형적으로 감소하는 여자 전류(excitation current; im)의 값을 차감하여 얻어지는 값을 나타내는 파형과 유사하다. 따라서, 상기 파형은 영으로부터 비교적 급하게 상승하여 정현파 곡선을 갖는 파형이 된다. 다음으로, 전류 변화율이 영이 되는 피크점에 도달한 후에, 상기 파형은 영 전류로 떨어진다. 변압기(T)의 여자 전류(im)가 영이 되면, 정류 소자(Ds)는 영-전류 턴-오프 동작을 수행하여, 2차측 전류(is)가 영이 된다.

1차측에서는, 커패시터(C)의 방전에 의해, 여자 전류(im)의 방향이 반전되어, 변압기(T)가 상태 1에서의 방향과 반대의 방향으로 여자된다. 2차 구동권선(T4)에서 발생된 전압이 저항(R6)을 통하여 커패시터(C6)에 충전된다. 상기 전압이 임계 전압(약 0.6V)에 도달하면, 트랜지스터(Tr2)가 온이 되고 시간 t4에서 FET(Q2)가 영 전류 부근에서 턴 오프되어, 영-전류 턴-오프 동작이 수행된다. FET(Q2)가 오프되면, 2차측 정류 다이오드에 역전압이 인가되어 커패시터(Cs)가 공진하기 시작한다. 그 결과, 변압기의 권선 전압이 반전되기 시작한다.

이때, 출력 단자에 접속된 부하의 크기에 따라, 여자 전류(im)가 영이 되는 시간과 FET(Q2)가 턴 오프되는 시간의 순서에 차이가 있다. 다시 말해서, 부하가 작으면, 여자 전류(im)가 영이 된 후에 FET(Q2)가 턴 오프되고, 역전압이 정류 소자(Ds)에 인가된다. 반대로, 중부하에서는, FET(Q2)가 턴 오프된 후에 여자 전류(im)가 영이 되고 역전압이 정류 소자(Ds)에 인가된다. 어느 부하 조건에서도, FET(Q2)와 정류 소자(Ds) 모두가 턴 오프되는 시간 t4에서, 역전압이 정류 소자(Ds)에 인가되고, 상태 t4가 이행된다.

상태 4 - t4에서 t5

상태 4에서는, 변압기(T)의 2차 권선(T2)이 커패시터(Cs)와 공진하여, 커패시터(Cs)가 충전된다. 1차측에서, 1차 권선(T1) 및 인덕터(L)가 커패시터(C1) 및 커패시터(C2)와 공진하여, 커패시터(C1)은 방전되고 커패시터(C2)는 충전된다.

커패시터(C1)의 전압(Vds1)이 영으로 떨어지면, 다이오드(D1)이 도통된다. 이때, 1차 구동 권선(T3)에서 발생된 전압이 저항(R3) 및 커패시터(C3)를 통해 약간 지연되어 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가된다. 다음으로, 시간 t5에서 FET(Q1)이 턴 온되고 영-전압 스위칭 동작이 수행되어 상태 5가 종료된다. 2차측에서는, 커패시터(Cs)의 전압(Vs)이 영으로부터 상승하고, 2차 권선 전압과 출력 전압을 합한 전압에 고정된다.

상술한 동작은 매 스위칭 주기 동안 수행될 것으므로 일련의 스위칭 주기 동안에 반복된다.

상술한 동작에서, 제1 스위칭 소자(Q1)가 온-상태에 있는 동안에, 여자 에너지가 변압기(T)의 1차 권선(T1)에 저장되고 정전 에너지는 커패시터(C)에 저장된다. 스위칭 소자(Q1)이 턴 오프되면, 여자 에너지 및 정전 에너지는 방출된다. 그 결과, 도 1에 도시한 종래의 스위칭 전원 장치, 즉, 스위칭 소자(Q1)의 온-기간 동안에 단지 여자 에너지만 저장되고 스위칭 소자(Q1)의 오프-기간 동안에 상기 여자 에너지가 방출되는 장치에 비하여, 전류 피크값을 보다 낮출 수 있고, 도전 손실을 줄일 수 있다.

도 2에 도시된 스위칭 전원 장치에서, 종래의 스위칭 전원 장치의 경우와 마찬가지로, 스위칭 소자(Q1) 및 스위칭 소자(Q2)가 영전압에서 턴 온되고 스위칭 소자(Q2)가 영전류 부근에서 턴 오프된다. 따라서, 스위칭 손실 및 스위칭 서지가 상당히 감소될 수 있다. 또한, 2차측 정류 소자(Ds)가 영전류에서 턴 온되고, 그 전류 파형은 영전류로부터 비교적 급하게 상승한다. 상기 파형이 전류 변화율이 영이 되는 피크점에 도달한 후, 다시 영전류로 떨어지게 되어 정류 소자(Ds)가 턴 오프된다. 따라서, 상기 정류 소자에 흐르는 전류의 파형이 직사각형 모양으로 되어, 피크 전류값을 작게 한다. 그 결과, 실효 전류치(effective current value)가 작아제게 되므로, 도전 손실이 감소될 수 있다.

또한, 변압기의 누설 인덕터(L)가 배치되므로, 스위칭 서지가 발생하지 않는다. 따라서, 낮은 전압 정격을 가지는 반도체 소자가 사용될 수 있다. 게다가, 스위칭 소자에 흐르는 전류 및 전압의 급격한 변화가 감소하므로, 스위칭 노이즈도 줄어들 수 있다.

제어 회로에 의한 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 온/오프-타임의 제어에 관하여는, 다음의 세가지 방식이 적용될 수 있다.

도 4a 내지 도 4c는 세가지 제어 방법에 의해 얻어진 "id1"의 파형을 보여준다.

도 4a에 도시된 방법에서는, 스위칭 제어 회로가 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 온-타임을 제어하고, 변압기(T)의 역방향에서의 여자량(excitation quantity)을 영 또는 영-전압 스위칭 동작을 실현하는 데 필요한 최소값으로 설정함으로써 출력 전압을 안정화시킨다. 이러한 방법은, 부하의 양에 따라, 스위칭 소자(Q1)의 온-타임(Ton) 및 오프-타임(Toff)의 비율을 고정시켜서, 스위칭 주파수를 변화시킨다. 따라서, 부하의 양이 스위칭 주파수에 대략 반비례하기 때문에, 부하가 작을수록 스위칭 주파수는 높아진다. 예를 들면, 출력 전압(Vo)의 제어는 스위칭 소자(Q1)의 온-타임 동안에 수행될 수 있다. 상기 출력 전압(Vo) 이외에도, 출력 전류(Io)도 검출하여 스위칭 회로(S2)의 도전 시간을 변압기(T)의 리세팅 시간과 소정의 역여자(reverse excitation) 시간의 합과 같게 설정할 수 있다.

도 4b에 도시된 방법에서는, 경부하에서, 회생 전류(regenerative current)가 변압기(T)의 1차측에 발생된다. 기호 Ton2는 상기 회생 전류가 발생되는 시간을나타낸다. 이러한 방법에서는, 스위칭 제어 회로가 스위칭 소자(Q2)의 온-타임을 일정하게 제어하고, 스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 제어하여 변압기(T)의 순방향에서의 여자량과 역방향에서의 여자량 사이의 비율을 변화시켜, 출력 전압을 안정화시킨다. 이 방법은, 부하의 양과 무관하게, 스위칭 주파수를 거의 고정시킨다. 예를 들면, 이러한 방식의 제어에서는, 스위칭 회로(S2)의 도전 시간이 최대 변압기-리셋 시간과 소정의 역여자 시간의 합과 같아지도록 설정될 수 있다.

한편, 이러한 방식은 스위칭 주파수가 거의 고정되는 이점이 있지만, 심지어 경부하에서도, 스위칭 소자들과 변압기에 흐르는 전류의 피크값이 크게 되어, 스위칭 손실 및 도전 손실이 증가하고 변압기(T)의 자속의 변화가 최대가 된다. 그 결과, 상당한 변압기 손실이 생긴다.

도 4c에 도시된 방법은 도 4a 및 도 4b의 방법을 조합한 것과 같다. 경부하에서, 변압기(T)의 순방향에서의 여자량과 역방향에서의 여자량 사이의 비율을 변화시켜 출력 전압을 안정시키고, 그리하여 스위칭 주파수가 낮아질 수 있다. 중부하에서는, 부하가 커짐에 따라, 스위칭 소자(Q1)의 온-타임을 길게 하여 출력 전압을 안정시킨다. 예를 들면, 스위칭 회로(S2)의 도전 시간은 정격 부하에서의 변압기 리셋 시간과 소정의 역여자 시간의 합과 같도록 설정될 수 있다.

이러한 방식은, 스위칭 주파수의 변동을 제어하면서, 경부하와 중부하 사이에서 높은 효율로 제어를 행할 수 있다.

상술한 실시예에서, 제1 스위칭 소자(Q1) 및 제2 스위칭 소자(Q2)는 전계-효과 트랜지스터(FET)로 구성된다. 대안으로는, 트랜지스터와 같은 다른 반도체 소자들도 상기 제1 및 제2 스위칭 소자로서 사용될 수 있다.

도 5는 도 2에 도시한 스위칭 전원 장치의 주요 부분을 도시한다. 상기 도면에서, 커패시터(C), 인덕터(L) 및 변압기(T)의 1차 권선(T1)으로 구성된 직렬 회로의 일단이 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 접합점에 접속되고, 상기 직렬 회로의 타단은 입력 전원의 양의 단자에 접속되어 있다.

도 6은 다른 실시예에 의한 스위칭 전원 장치의 주요 부분을 도시한다. 본 실시예에서는, 커패시터 접속 위치 및 입력 전압(Vin)의 극성이 변경되어 있으나, 커패시터(C), 인덕터(L) 및 변압기(T)의 1차 권선(T1)으로 구성된 직렬 회로는 변경되지 않는다. 또한, 유사하게, 상기 직렬 회로의 일단은 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 접속점에 접속되고, 그 타단은 입력 전원에 접속된다. 상기 주요 부분의 회로 동작도 도 5에 도시된 회로의 동작과 동일하다.

도 7은 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치의 주요 부분을 도시한다. 이러한 구성에서는, 커패시터(C)가 커패시터들(C1, C2)을 포함한다. 따라서, 도 7에 도시된 회로는 커패시터(C)가 커패시터(C1) 및 커패시터(C2)로 분할된 일례이다. 커패시터(C1)와 커패시터(C2)의 합성 커패시턴스는 커패시터(C)와 동일하고, 상기 회로의 동작이 도 2 및 도 3 각각에 도시된 회로와 동일하다.

상술한 실시예들에서, 입력 전원은 직류 전원이다. 그러나, 본 발명의 입력 전원은 상용 교류 전원이 정류되고 평탄화된 전원일 수 있다. 또한, 커패시터 또는 다른 구성 요소가 변압기(T)의 1차 권선과 2차 권선 사이에 접속될 수도 있다. 변압기 대신에, 인덕턴스 소자가 상기 회로에 사용될 수 있다. 이러한 경우에도, 회로의 기본 동작은 상술한 회로 동작과 유사하다.

도 8은 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치에 포함된 제1 제어 회로(11)의 회로도이다.

본 실시에에서, 저항(Ra)이 제1 스위칭 소자(Q1)의 소스(source)에 직렬로 접속되고, 상기 소스와 저항(Ra)의 접속점에 커패시터(C4)가 접속된다. 저항(R4), 포토트랜지스터(PC)의 임피던스 및 커패시터(C4)로 구성된 시정수 회로의 일단이 트랜지스터(Tr1)의 베이스에 접속된다. 상기 시정수 회로에서, 저항이 커패시터 (C4)에 병렬로 접속된다. 이 제어 회로에서, 스위칭 소자(Q1)가 턴 온된 후, 전류(id1)가 증가한다. 상기 전류(id1)의 증가와 함께, 저항(Ra)에 걸리는 전압도 증가한다. 이때, 상기 시정수 회로의 커패시터(C4)의 충전이 계속된다. 상기 커패시터(C4)의 충전 전압과 저항(Ra)에 걸리는 전압의 합이 트랜지스터(Tr1)의 임계 전압(약 0.6V)에 도달하면, 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프된다. 따라서, 본 실시예의 회로에서, 스위칭 소자(Q1)에 흐르는 전류가 저항(Ra)에 의해 검출되어 스위칭 소자(Q1)의 온-타임이 제어된다.

도 9는 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치에 포함된 스위칭 소자(Q2)를 제어하는 제2 제어 회로의 회로도이다.

본 실시예에서, 스위칭 장치인 트랜지스터(Tr2)는 pnp형 트랜지스터이다.

또한, 도 10은 또 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치에 포함된 제2 제어회로의 회로도이다.

본 실시예에서, 포토트랜지스터(PC2)는 트랜지스터(Tr2)의 베이스에 접속된다. 포토트랜지스터(PC2)의 임피던스는 출력 신호 또는 외부로부터 입력된 신호에 의하여 변화되어, 스위칭 소자(Q2)의 온-타임이 변경된다. 이러한 배치로, 스위칭 소자(Q2)의 온-타임을 제어하여, 출력 전력에 따른 최적의 온-타임으로 상기 스위칭 소자(Q2)의 스위칭이 수행될 수 있다.

도 11은 다른 실시예에 따른 스위칭 전원 장치에 포함된 시동 회로의 회로도이다.

이 실시예에서는, 저항(R1)이 커패시터(C), 인덕터(L) 및 변압기(T)의 1차 권선(T1)으로 구성된 직렬 회로에 병렬로 접속된다. 스위칭 소자(Q1)를 시동하는 시동 저항(R2)의 일단이 제너 다이오드(DZ)를 거쳐 입력 전원에 접속된다.

상술한 실시예들에서, 정류/평탄화 회로에 정류 소자(Ds)로서 다이오드가 사용된다. 그러나, 정류 소자(Ds)인 다이오드를 사용하는 것 대신에, 이를테면 온(ON)-저항이 작은 MOS-FET와 같은 스위칭 소자가 상기 소자(Ds)로서 사용될 수도 있다. 이러한 스위칭 소자가 2차 권선의 전압이 상승할 때 발생하는 제어 신호에 의해 스위칭을 수행하면, 온-타임에서의 도전 손실이 줄어든다. 그 결과, 2차측 정류 회로의 도전 손실이 줄어들 수 있다.

제1 및 제2 스위칭 소자들(Q1, Q2)을 FET로 구성하면, FET의 기생 다이오드들(parasitic diode)이 제1 및 제2 다이오드(D1, D2)를 대신하여 사용될 수 있고, FET의 기생 커패시터들이 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)를 대신하여 사용될 수 있다. 이러한 구성에서는, 도 2에 도시된 제1 및 제2 다이오드들과 제1 및 제2 커패시터들이 필요하지 않으므로, 부품의 수가 감소될 수 있다.

유사하게, 인덕터(L)도 변압기(T)의 누설 인덕턴스만으로 구성될 수 있다. 이 경우에, 외부 인덕터(L)가 필요하지 않을 것이다. 따라서, 부품의 수가 감소될 수 있다.

따라서, 본 발명의 이점은 다음과 같이 요약될 수 있다.

본 발명의 스위칭 전원 장치는 변압기의 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자를 구동하는 구동 권선들과, 두 개의 스위칭 소자들이 턴 오프되는 기간 전과 후에 상기 스위칭 소자들을 교대로 턴온 및 턴오프하는 스위칭 제어 회로들을 포함하고, 그 결과 자려 발진이 수행된다. 이러한 구성으로, 부품의 수, 크기 및 상기 장치의 중량이 감소될 수 있다. 또한, 상기 스위칭 소자들이 영-전압 스위칭 동작을 수행하도록 함으로써, 스위칭 손실이 현저히 감소될 수 있다. 게다가, 상기 스위칭 소자들(Q1, Q2)에 인가된 전압이 입력 전압(Vin)이므로, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 전압 정격이 낮은 반도체 소자로 구성될 수 있다. 따라서, 본 발명의 스위칭 전원 장치는 높은 효율을 가질 수 있고, 소형이고 경량의 장치로 제조될 수 있다.

또한, 커패시터(C)가 변압기의 1차 권선에 직렬로 접속되므로, 에너지가 상기 1차 권선 및 커패시터(C) 모두에 저장될 수 있다. 그 결과, 피크 전류를 줄임으로써, 도전 손실도 줄일 수 있다. 게다가, 1차 권선에 인가된 전압이 도 1에 도시된 링잉 쵸크 컨버터(ringing choke converter; RCC)의 전압의 대략 반절이 된다. 따라서, 1차 권선수가 감소될 수 있고 보다 낮은 전압 정격을 가지는 낮은 파괴 전압 변압기 및 소형의 변압기를 제조할 수 있다.

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예들이 기술되었으나, 당업자는 본 발명의 요지와 범위에서 벗어나지 않고도 다양한 변형 실시예 및 변화가 가능하다는 것을 이해할 것이다.

Claims (21)

1. 스위칭 전원 장치로서,

   제1 스위칭 소자, 제1 다이오드 및 제1 커패시터를 구비한 병렬 접속 회로로 구성된 제1 스위칭 회로;

   제2 스위칭 소자, 제2 다이오드 및 제2 커패시터를 구비한 병렬 접속 회로로 구성된 제2 스위칭 회로;

   를 포함하고, 상기 제1 및 제2 스위칭 회로들이 직렬 회로를 구성하고,

   상기 직렬 회로는 입력 전원에 접속될 수 있고;

   변압기가 1차 권선 및 2차 권선을 포함하고;

   상기 1차 권선, 인덕턴스 및 직렬 커패시터가 직렬 회로를 구성하고, 상기 직렬 회로의 일단이 상기 제1 스위칭 회로 및 상기 제2 스위칭 회로의 접속점에 접속되고, 상기 직렬 회로의 타단은 상기 입력 전원에 접속되고;

   정류 및 평탄화 회로가 정류 소자를 포함하고, 상기 정류 및 평탄화 회로는 상기 변압기의 상기 2차 권선에 접속되고;

   상기 제1 스위칭 소자의 온-기간 동안에 상기 1차 권선 및 상기 직렬 커패시터에 에너지가 축적되고, 상기 제1 스위칭 소자의 오프-기간 동안에 상기 2차 권선으로부터 출력을 얻고, 상기 제1 스위칭 소자의 온-타임이 제어되어 출력 전력이 제어되고;

   상기 변압기에 포함된 제1 구동 권선이 상기 제1 스위칭 소자를 턴온(turnon)하는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압을 발생하고;

   상기 변압기에 포함된 제2 구동 권선이 상기 제2 스위칭 소자를 턴온하는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압을 발생하고;

   스위칭 제어 회로들이, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들이 모두 턴오프되어 있는 기간 후에 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들을 교대로 턴온하고, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들이 모두 턴오프되어 있는 기간 전에 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들을 교대로 턴오프시키고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 정류 소자가 모두 턴 오프된 후에 상기 제1 스위칭 소자가 턴온이 되어, 자려 발진이 수행되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
2. 제1항에 있어서, 각각의 스위칭 제어 회로들이 저항 또는 저항 및 커패시터로 구성된 직렬 회로에 의해 형성된 지연 회로를 포함하고, 상기 저항 또는 지연 회로는 상기 제1 구동 권선과 상기 제1 스위칭 소자의 제어 단자 사이 및 상기 제2 구동 권선과 상기 제2 스위칭 소자의 제어 단자의 사이에 각각 배치되고;

   상기 제1 및 제2 스위칭 소자들 각각은, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자들을 턴온하는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압이 상기 제1 및 제2 구동 권선에서 각각 발생된 후 지연을 두고 턴온되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위칭 제어 회로는, 상기 제1 스위칭 소자를 턴오프하는 제1 스위치와, 상기 제1 구동 권선에서 상기 제1 스위칭 소자를 턴온하는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압이 발생되어 소정의 시간이 지난 후에 상기 제1 스위칭 소자가 상기 제1 스위치에 의해 턴오프되도록 상기 제1 스위칭 소자를 제어하는 제1 시정수 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
4. 제1항에 있어서, 상기 제2 스위칭 제어 회로는, 상기 제2 스위칭 소자를 턴오프하는 제2 스위치와, 상기 제2 구동 권선에서 상기 제2 스위칭 소자를 턴온하는 상기 1차 권선의 전압에 대략 비례하는 전압이 발생되어 소정의 시간이 지난 후에 상기 제2 스위칭 소자가 상기 제2 스위치에 의해 턴오프되도록 상기 제2 스위칭 소자를 제어하는 제2 시정수 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
5. 제3항에 있어서, 상기 제1 스위치는 상기 제1 스위칭 소자의 제어 단자에 접속된 트랜지스터를 포함하고, 상기 트랜지스터의 제어 단자가 제1 임피던스 회로 및 충/방전 커패시터를 포함하는 상기 제1 시정수 회로에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
6. 제4항에 있어서, 상기 제2 스위치는 상기 제2 스위칭 소자의 제어 단자에 접속된 트랜지스터를 포함하고, 상기 트랜지스터의 제어 단자가 제1 임피던스 회로 및 충/방전 커패시터를 포함하는 상기 제2 시정수 회로에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
7. 제5항에 있어서, 상기 시정수 회로를 구성하는 제1 임피던스 회로의 임피던스가 상기 2차 권선으로부터의 출력 전력 레벨 및 외부 신호에 대한 응답 중 어느 하나에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
8. 제6항에 있어서, 상기 시정수 회로를 구성하는 제1 임피던스 회로의 임피던스가 상기 2차 권선으로부터의 출력 전력 레벨 및 외부 신호에 대한 응답 중 어느 하나에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
9. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 전원 장치는 저항을 포함하는 제2 임피던스 회로를 더 포함하고, 상기 제2 임피던스 회로는 상기 직렬 회로의 직렬 커패시터의 양단 및 상기 직렬 회로의 양단 중 적어도 하나에 접속되어, 입력 전압을 상기 제2 임피던스 회로를 거쳐 상기 제1 스위칭 회로에 인가하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
10. 제9항에 있어서, 상기 제2 임피던스 회로를 통해 상기 제1 스위칭 회로에 인가된 입력 전압을 분할하고, 분할된 전압을 제1 스위칭 소자의 제어 단자에 인가하여 자려 발진을 개시하는, 저항을 포함하는 제3 임피던스 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
11. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 전원 장치는 상기 정류 소자에 병렬로 접속된 출력측 커패시터를 더 포함하고, 상기 출력측 커패시터의 용량성 임피던스 값은, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 정류 소자가 모두 턴오프될 때, 상기 출력측 커패시터가 상기 변압기의 인덕턴스와 함께 공진하여, 상기 출력측 커패시터에 걸리는 전압 파형이 대략 정현파의 일부와 같은 파형을 나타내어 영전압에서 상승하거나 또는 영전압으로 하강하도록 설정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
12. 제1항에 있어서, 상기 정류 소자가 제어 신호에 의해 스위칭을 수행하는 스위칭 소자인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
13. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 소자들은 전계-효과 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
14. 제1항에 있어서, 상기 인덕턴스는 상기 변압기의 누설 인덕터 및 상기 1차 권선에 직렬로 접속된 외부 인덕터 중 적어도 하나로 구성되고, 상기 인덕턴스는 상기 제1 스위칭 소자의 오프-기간 동안에 상기 직렬 커패시터와 공진하여 상기 1차 권선에 흐르는 전류의 파형을 대략 정현파의 일부와 유사한 파형이 되게하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
15. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위칭 제어 회로가 상기 제1 커패시터의 전압이대략 영으로 떨어진 후에 상기 제1 스위칭 소자를 턴온하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
16. 제1항에 있어서, 상기 제2 스위칭 제어 회로가 상기 제2 커패시터의 전압이 대략 영으로 떨어진 후에 상기 제2 스위칭 소자를 턴온하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
17. 제1항에 있어서, 상기 제2 스위칭 제어 회로가 상기 제2 스위칭 소자에 흐르는 전류가 대략 영이 될 때 상기 제2 스위칭 소자를 턴오프하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
18. 제1항에 있어서, 상기 직렬 커패시터 및 인덕턴스의 값은, 상기 정류 소자에 흐르는 전류의 파형이 영으로부터 상승하여 전류 변화율이 영이 되는 피크점에 도달한 후, 다시 상기 정류 소자가 턴오프되는 영전류로 떨어지는 파형이 되도록 설정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
19. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로들이 상기 변압기의 순방향으로의 여자량(excitation quantity)에 대한 상기 변압기의 역방향으로의 여자량의 비율이 상기 정류 및 평탄화 회로의 출력 단자에 접속된 부하의 크기에 따라 변화하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
20. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로들이, 상기 정류 및 평탕화 회로의 출력에 접속된 부하의 크기에 무관하게, 상기 변압기의 역방향으로의 여자량이 영 또는 소정의 고정값이 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
21. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로들 중 하나가, 상기 제1 스위칭 소자의 온-타임을 적어도 최소값이 되도록 설정하여, 상기 정류 및 평탕화 회로의 출력 에 접속된 부하가 단락된 상태에서도 스위칭을 수행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.