JP2016213651A - 増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】差動利得の周波数特性の非平坦性を低減することを可能にする。
【解決手段】
増幅回路１００は、差動増幅回路１５と、補償回路４０とを備える。差動増幅回路１５は、信号Ｖｉｎをトランジスタ１０のベース１０ｂにて受け、信号Ｖｒｅｆをトランジスタ２０のベース２０ｂにて受け、信号Ｖｉｎと信号Ｖｒｅｆとの差に応じて電流源３０を流れる定電流Ｉ１をエミッタ１０ｅ，２０ｅを流れるエミッタ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２に分配し、コレクタ１０ｃ，２０ｃの電位の差に応じて差動信号を生成する。補償回路４０は、第２のトランジスタのコレクタ電流が増加する場合に第２のトランジスタの消費電力を減少させ、コレクタ電流が減少する場合に消費電力を増加させ、第２のトランジスタのベースの電位を信号Ｖｒｅｆとして生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅回路に関する。

光通信において使用される光受信モジュールでは、入力される入力信号を差動増幅する差動増幅回路が用いられる。この差動増幅回路を用いた構成としては、下記特許文献１〜３に記載のものがある。

下記の特許文献１には、カップリングコンデンサを介して入力される入力信号を差動増幅する差動増幅部を備える半導体差動増幅器であって、差動増幅部から出力される差動出力信号より所定の低域カットオフ周波数以下の電圧を検出する低域通過フィルタと、その低域通過フィルタから出力される電圧に応じて差動増幅部の入力直流バイアスを調整するバイアス調整回路とを有するオフセット補償回路をさらに備える半導体差動増幅器が記載されている。

下記の特許文献２には、電流信号を電圧信号に変換する前置増幅回路であって、差動対で構成された増幅部を有する差動型増幅器と、電流信号が差動型増幅器に入力される前に、電流信号の一部をバイパス電流としてバイパスさせるバイパス回路と、を備える前置増幅回路が記載されている。このバイパス回路は、所定の大きさを越える電流信号があった場合、回路の飽和を防ぐために、電流信号の一部をバイパス電流としてバイパスさせる。また、差動型増幅器により、消費電流を一定に保ちつつ、大きい電流信号の入力があった場合に利得を下げ、回路の発振を防止する。

下記の特許文献３には、受光素子によって生成された電流信号が片側の入力端子に入力される差動増幅器と、差動増幅器のもう一方の入力端子に接続され差動増幅器の閾値電圧を発生させる閾値電圧発生器と、差動増幅器と閾値電圧発生器との間に接続され、２つ以上の異なった時定数をもつ多重フィルタ回路とを備える前置増幅器が記載されている。

特開平７−２４０６４０号公報 特開２０００−３４９５７１号公報 特開２０１０−１３６１６９号公報

ところで、光通信分野において広く用いられる差動増幅回路および差動トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ：Transimpedance Amplifier）において、低域カットオフ周波数付近の低い周波数帯域で、数ｄＢ程度のピーキングが見られることが知られている。これは、これらの回路中に用いられているヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Heterojunction Bipolar Transistor）などのバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ：Bipolar Junction Transistor）の自己発熱に起因する。このような利得の非平坦性は、回路の性能を損ない、感度向上の妨げになる。

本発明の一態様は、周波数特性の非平坦性を低減することが可能な増幅回路を提供する。

本発明の一態様に係る増幅回路は、入力信号を増幅して差動信号を出力する増幅回路であって、第１の電流源と、一対の第１のトランジスタと、を有し、入力信号を一対の第１のトランジスタの一方のベースにて受け、基準信号を一対の第１のトランジスタの他方のベースにて受け、入力信号と基準信号との差に応じて第１の電流源を流れる電流を一対の第１のトランジスタのそれぞれのエミッタを流れる電流に配分し、一対の第１のトランジスタのそれぞれのコレクタの電位の差に応じて差動信号を生成する差動増幅回路と、第２のトランジスタと、第２のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのベースとの間に接続された帰還回路と、を有し、第２のトランジスタのコレクタ電流が増加する場合に第２のトランジスタの消費電力を減少させ、第２のトランジスタのコレクタ電流が減少する場合に第２のトランジスタの消費電力を増加させ、第２のトランジスタのベースの電位を基準信号として生成する補償回路と、を備える。

本発明によれば、差動利得の周波数特性の非平坦性を低減することができる。

差動増幅回路の構成の一例を示す図である。 補償回路の構成の一例を示す図である。 バイポーラトランジスタの静特性の一例を示す図である。 バイポーラトランジスタの伝達特性の一例を示す図である。 差動増幅回路の利得の周波数特性の一例を示す図である。 補償回路のインピーダンスの周波数特性の一例を示す図である。 補償回路の構成の一例を示す図である。 差動増幅回路の利得の周波数特性の一例を示す図である。 バイアス回路の構成の一例を示す図である。 補償回路の構成の一例を示す図である。 差動増幅回路の構成の一例を示す図である。 差動増幅回路の利得の周波数特性の一例を示す図である。

［本願発明の実施形態の説明］
最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。

本発明の一態様に係る増幅回路は、入力信号を増幅して差動信号を出力する増幅回路であって、第１の電流源と、一対の第１のトランジスタと、を有し、入力信号を一対の第１のトランジスタの一方のベースにて受け、基準信号を一対の第１のトランジスタの他方のベースにて受け、入力信号と基準信号との差に応じて第１の電流源を流れる電流を一対の第１のトランジスタのそれぞれのエミッタを流れる電流に配分し、一対の第１のトランジスタのそれぞれのコレクタの電位の差に応じて差動信号を生成する差動増幅回路と、第２のトランジスタと、第２のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのベースとの間に接続された帰還回路と、を有し、第２のトランジスタのコレクタ電流が増加する場合に第２のトランジスタの消費電力を減少させ、第２のトランジスタのコレクタ電流が減少する場合に第２のトランジスタの消費電力を増加させ、第２のトランジスタのベースの電位を基準信号として生成する補償回路と、を備える。

この増幅回路において、差動増幅回路が有する一対の第１のトランジスタにたとえばバイポーラトランジスタが用いられると、低周波数帯域においてピーキング、つまり差動利得の増加が生じ得る。第１のトランジスタの他方のベースが受ける基準信号は、補償回路が有する第２のトランジスタのベース電位として生成される。補償回路が有する第２のトランジスタにもたとえばバイポーラトランジスタが用いられると、第２のトランジスタの増幅率（たとえば伝達コンダクタンス）は、第２のトランジスタの温度によって変化する。具体的に、低周波数帯域では消費電力の瞬時値の変化に追従するように温度が変化する一方で、高周波数帯域では消費電力の平均値に応じて温度が変化する。このように、低周波数帯域と高周波数帯域とでは温度変化の態様が異なるので、第２のトランジスタの伝達コンダクタンスは、低周波数帯域と高周波数帯域とで、変化の態様が異なる。ここで、補償回路は、第２のトランジスタのコレクタ電流が増加する場合に第２のトランジスタの消費電力を減少させ、第２のトランジスタのコレクタ電流が減少する場合に第２のトランジスタの消費電力を増加させる。このように第２のトランジスタを動作させた場合には、低周波数帯域における第２のトランジスタの伝達コンダクタンスが、高周波数帯域における伝達コンダクタンスよりも小さくなる。

さらに、補償回路は、第２のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのベースとの間に接続された帰還回路を有する。この場合、第２のトランジスタの伝達コンダクタンスが大きいほど、補償回路のインピーダンスは小さくなる。上述のように、第２のトランジスタは低周波数帯域において伝達コンダクタンスが小さくなるので、補償回路のインピーダンスは、低周波数帯域において大きくなる。補償回路のインピーダンスが大きいと、補償回路を流れる電流によって生じる電圧降下も大きくなる。この電圧降下が大きいほど第２のトランジスタのベース電圧、つまり一対の第１のトランジスタの他方のベースが受ける基準信号の電圧レベルが低下するので、差動増幅回路の利得（差動利得）も低下する。これにより、低周波数帯域におけるピーキングを抑制することができる。

補償回路は、第２のトランジスタのコレクタに一端が接続された第２の電流源と、第２のトランジスタのエミッタ電流が自身を流れることによってバイアス電圧を発生するバイアス回路と、をさらに備え、第２のトランジスタのベースとエミッタとの間の電圧とバイアス電圧との和を基準信号として出力してもよい。この場合、バイアス回路によって発生したバイアス電圧に第２のトランジスタのベース・エミッタ間電圧を加えた電圧を基準電圧として出力することができる。これにより、基準信号の電圧を、一対の第１のトランジスタの他方のトランジスタの動作に十分なレベルの電圧とすることができる。

バイアス回路は、カソードが接地されたダイオードを有し、ダイオードのアノードにて第２のトランジスタのエミッタ電流を受けてバイアス電圧を発生させてもよい。この場合、ダイオードの順方向電圧を利用して、バイアス電圧を発生させることができる。さらに、第２のトランジスタのエミッタから見たバイアス回路のインピーダンスを、広帯域にわたって低くすることができる。これにより、バイアス回路のインピーダンスの周波数特性の変動による、補償回路のインピーダンス特性への影響を低減することができる。

第２のトランジスタは、第１のトランジスタと同じ半導体プロセスによって同じ半導体チップ上に製作されてもよい。この場合、第２のトランジスタを含む補償回路の温度特性を、一対の第１のトランジスタの温度特性に適合させることができる。たとえば、各素子の熱時定数が同様となることによって、熱時定数が異なることによる調整（たとえば補償する周波数を合わせるための調整）を不要とすることができる。

［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係る増幅回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

[第１実施形態]
図１は、第１実施形態に係る増幅回路の構成の一例を示す図である。増幅回路１００は、入力信号である信号Ｖｉｎを差動信号に変換して出力する。信号Ｖｉｎは単相信号である。また、差動信号は、互いに位相が逆である２つの相補信号を含む。図１に示す例では、信号Ｖｏｕｔ１が２つの相補信号のうちの一方の相補信号であり、信号Ｖｏｕｔ２が２つの相補信号のうちの他方の相補信号である。増幅回路１００は、たとえば光通信において使用される光受信モジュールに設けられる。その場合、信号Ｖｉｎは、光受信モジュールが受信した光信号に基づいて生成される。

図１に示すように、増幅回路１００は、差動増幅回路１５と、補償回路４０とを備える。差動増幅回路１５は、一対のトランジスタ１０，２０と、電流源３０と、抵抗素子ＲＣ１，ＲＣ２とを有する。

トランジスタ１０は、ベース１０ｂ、コレクタ１０ｃ、およびエミッタ１０ｅを有する一方のトランジスタである。ベース１０ｂは、信号Ｖｉｎを受ける。コレクタ１０ｃは、信号Ｖｏｕｔ１を出力する。エミッタ１０ｅは、電流源３０に接続される。

トランジスタ２０は、ベース２０ｂと、コレクタ２０ｃと、エミッタ２０ｅとを有する他方のトランジスタである。ベース２０ｂは、基準信号である信号Ｖｒｅｆを受ける。コレクタ２０ｃは、信号Ｖｏｕｔ２を出力する。エミッタ２０ｅは、電流源３０に接続される。

差動増幅回路１５において、トランジスタ１０，２０は、バイポーラトランジスタであり、たとえばヘテロ接合バイポーラトランジスタである。

電流源３０は、定電流Ｉ１が流れるように構成された第１の定電流回路である。電流源３０は、トランジスタ１０，２０のエミッタ１０ｅ，２０ｅからグランド（ＧＮＤ）に向かって定電流Ｉ１が流れるように、エミッタ１０ｅ，２０ｅとグランドとの間に接続される。電流源３０は、たとえば、トランジスタ、ダイオードおよび抵抗素子などによって構成される。ただし、電流源３０の構成は特に限定されるものではない。

抵抗素子ＲＣ１は、トランジスタ１０のコレクタ１０ｃと、ノードＮ１との間に接続される。ノードＮ１は、トランジスタ１０の動作に必要な電圧（たとえば５Ｖ）を有する。抵抗素子ＲＣ２は、トランジスタ２０のコレクタ２０ｃと、ノードＮ２との間に接続される。ノードＮ２は、トランジスタ２０の動作に必要な電圧（たとえば５Ｖ）を有する。

差動増幅回路１５は、信号Ｖｉｎをトランジスタ１０のベース１０ｂにて受け、信号Ｖｒｅｆをトランジスタ２０のベース２０ｂにて受け、信号Ｖｉｎと信号Ｖｒｅｆとの差に応じて電流源３０を流れる定電流Ｉ１をトランジスタ１０，２０のそれぞれのエミッタ１０ｅ，２０ｅを流れるエミッタ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２に配分し、トランジスタ１０，２０のそれぞれのコレクタ１０ｃ，２０ｃの電位の差に応じて差動信号（信号Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２）を生成する。

補償回路４０は、信号Ｖｒｅｆを生成し、トランジスタ２０のベース２０ｂに供給する。また、補償回路４０は、トランジスタ２０のベース２０ｂにベース電流Ｉｂ２を供給する。補償回路４０は、増幅素子４１(後述の図２のトランジスタ４２)と、帰還回路４７とを有する。帰還回路４７は、抵抗素子Ｒｆによって実現される。

図２は、補償回路の構成の一例を示す図である。図２に示すように、補償回路４０は、より具体的には、トランジスタ４２（増幅素子４１）と、抵抗素子Ｒｆと、電流源４３と、バイアス回路４４とを有する。

トランジスタ４２は、ベース４２ｂ、コレクタ４２ｃおよびエミッタ４２ｅを有する第２のトランジスタである。トランジスタ４２も、トランジスタ１０，２０（図１）と同様に、バイポーラトランジスタであり、たとえばヘテロ接合バイポーラトランジスタである。トランジスタ４２は、トランジスタ１０，２０と同じ半導体プロセスによって同じ半導体チップ上に製作されてもよい。その場合、たとえば、増幅回路１００が１つの半導体チップとして実現されてもよい。ベース４２ｂは、トランジスタ２０のベース２０ｂに接続される。コレクタ４２ｃは、電流源４３に接続される。エミッタ４２ｅは、バイアス回路４４に接続される。

抵抗素子Ｒｆは、トランジスタ４２のコレクタ４２ｃ側で発生した出力を、トランジスタ４２のベース４２ｂに帰還させる。補償回路４０では、抵抗素子Ｒｆは、コレクタ４２ｃと、ベース４２ｂとの間に接続される。

電流源４３は、定電流Ｉ２が流れるように構成された第２の定電流回路である。電流源４３は、トランジスタ４２のコレクタ４２ｃに一端が接続され、ノードＮ３からトランジスタ４２のコレクタ４２ｃに電流が流れるように、ノードＮ３とコレクタ４２ｃとの間に接続される。ノードＮ３は、トランジスタ４２の動作に必要な電圧を有する。なお、電流源４３の構成は、電流源３０（図１）と同様の構成としてもよい。また、電流源４３からの定電流Ｉ２の一部は、抵抗素子Ｒｆを介して、トランジスタ４２のベース４２ｂに流れる。すなわち、トランジスタ４２と抵抗素子Ｒｆとによって、負帰還増幅回路が構成される。また、電流源４３からの定電流Ｉ２の一部は、抵抗素子Ｒｆを介して、トランジスタ２０のベース２０ｂに流れる。これにより、補償回路４０は、上述の負帰還増幅回路を介して、電流源４３からトランジスタ２０のベース２０ｂにベース電流Ｉｂ２を供給する。

バイアス回路４４は、トランジスタ４２のエミッタ電流Ｉｅ４が自身を流れることによって、バイアス電圧である信号Ｖｂｉａｓを発生する。バイアス回路４４は、トランジスタ４２のエミッタ４２ｅと、グランド（ＧＮＤ）との間に接続される。これにより、信号Ｖｂｉａｓにトランジスタ４２のベース・エミッタ間電圧を加えた電圧が、信号Ｖｒｅｆとして、トランジスタ２０のベース２０ｂに供給される。つまり、補償回路４０は、トランジスタ４２のベース４２ｂとエミッタ４２ｅとの間の電圧と信号Ｖｂｉａｓの電圧との和を、信号Ｖｒｅｆとして出力する。たとえば、トランジスタ４２のエミッタ４２ｅがバイアス回路４４を介さずにグランドに接続されると、トランジスタ４２のベース・エミッタ間電圧が、信号Ｖｒｅｆとしてトランジスタ２０のベース２０ｂに供給される。その場合、信号Ｖｒｅｆの電圧レベルが、トランジスタ２０の動作に十分な大きさに至らない可能性がある。バイアス回路４４があることによって、トランジスタ２０の動作に十分な電圧レベルを有する信号Ｖｒｅｆが、トランジスタ２０のベース２０ｂに供給される。

ここで、補償回路４０においては、トランジスタ４２の動作条件が、コレクタ電流が増加すると消費電力が減少するように設定される。このようなトランジスタ４２の動作条件は、バイポーラトランジスタのバイアス点および負荷線を適切に定めることによって、設定される。バイアス点は、バイアス電圧が印加された状態のバイポーラトランジスタの静特性における（たとえばコレクタ・エミッタ間電圧とコレクタ電流との関係を示すグラフ上の）動作点である。負荷線は、さらにバイポーラトランジスタが交流駆動された場合に、バイポーラトランジスタの静特性における動作点の変化を示す線である。

図３は、バイポーラトランジスタの静特性の一例を示す図である。図３のグラフの横軸はコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅを示し、縦軸はコレクタ電流Ｉｃを示す。

図３のグラフでは、曲線Ｐ１〜Ｐ８の８つの曲線が示される。曲線Ｐ１〜Ｐ８は、バイポーラトランジスタの消費電力の等電力線を示す。バイポーラトランジスタの消費電力は、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃとの積によって求められる。等電力線は、同じ消費電力となるコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅおよびコレクタ電流Ｉｃの組み合わせを示す。たとえば、曲線Ｐ１は、消費電力が約２．５ｍＷの等電力線である。曲線Ｐ８は、消費電力が約２０ｍＷの等電力線である。それ以外の曲線Ｐ２〜Ｐ７は、消費電力が２．５ｍＷよりも大きく２０ｍＷよりも小さい等電力線であり、曲線Ｐ２〜Ｐ７の順に消費電力が約２．５ｍＷの間隔で大きくなる。

曲線Ｐ１〜Ｐ８においては、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが比較的小さい領域（たとえば１．７Ｖ未満）では、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの変化に対するコレクタ電流Ｉｃの変化が比較的大きくなる。一方、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが比較的大きい領域（たとえば１．７Ｖ以上）では、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの変化に対するコレクタ電流Ｉｃの変化が比較的小さくなる。

バイポーラトランジスタが交流駆動されると、バイポーラトランジスタの動作点は、バイアス点を通る負荷線上を移動する。図３においては、バイアス点Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２の４つのバイアス点が図示される。また、バイアス点Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２を通る負荷線が、負荷線ＬＡ１，ＬＡ２，ＬＢ１，ＬＢ２として図示される。

バイアス点Ａ１およびバイアス点Ｂ１は、いずれも曲線Ｐ３上（消費電力が約７．５ｍＷ）にある。ここで、バイアス点Ａ１では、バイアス点Ｂ１と比較して、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが大きくコレクタ電流Ｉｃが小さい。また、バイアス点Ａ１を通る負荷線ＬＡ１の傾き（コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの変化量に対するコレクタ電流Ｉｃの変化量）の大きさは、バイアス点Ｂ１を通る負荷線ＬＢ１の傾きの大きさよりも大きい。

バイアス点Ａ２およびバイアス点Ｂ２は、いずれも曲線Ｐ４上（消費電力が約１０ｍＷ）にある。バイアス点Ａ２では、バイアス点Ｂ２と比較して、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが大きく、コレクタ電流Ｉｃが小さい。また、バイアス点Ａ２を通る負荷線ＬＡ２の傾きの大きさは、バイアス点Ｂ２を通る負荷線ＬＢ２の傾きの大きさよりも大きい。

たとえば、バイポーラトランジスタの動作条件が、バイアス点Ａ１および負荷線ＬＡ１で設定される場合、コレクタ電流Ｉｃが増加すると、消費電力も増加する（曲線Ｐ３から曲線Ｐ４に近づく）。逆に、コレクタ電流Ｉｃが減少すると、消費電力も減少する（曲線Ｐ３から曲線Ｐ２に近づく）。一方、バイポーラトランジスタの動作条件が、バイアス点Ｂ１および負荷線ＬＢ１で設定される場合、コレクタ電流Ｉｃが増加すると、消費電力は減少する（曲線Ｐ３から曲線Ｐ２に近づく）。逆に、コレクタ電流Ｉｃが減少すると、消費電力は増加する（曲線Ｐ３から曲線Ｐ４に近づく）。このことは、バイアス点Ａ２および負荷線ＬＡ２と、バイアス点Ｂ２および負荷線ＬＢ２との関係においても同様である。

以上説明したように、バイポーラトランジスタの動作条件としては、コレクタ電流Ｉｃの増加に対して消費電力が増加する動作条件（「第１の動作条件」という）、およびコレクタ電流Ｉｃの増加に対して消費電力が減少する動作条件（「第２の動作条件」という）の２つの動作条件がある。バイアス点および負荷線が適切に定められることによって、バイポーラトランジスタの動作条件は、いずれかの動作条件に設定される。補償回路４０（図２）においては、トランジスタ４２の動作条件が第２の動作条件に設定されるように、トランジスタ４２のバイアス点および負荷線が定められる。なお、増幅回路１００（図１）においては、トランジスタ１０，２０の動作条件が第１の動作条件に設定されるように、トランジスタ１０，２０のバイアス点および負荷線が定められる。

たとえば、トランジスタ４２のバイアス点および負荷線は、補償回路４０（図２）において、抵抗素子Ｒｆの抵抗値、電流源４３の定電流Ｉ２の大きさ、ノードＮ３の有する電圧、およびバイアス回路４４が発生する信号Ｖｂｉａｓ（バイアス電圧）などを調節することによって定めることができる。なお、トランジスタ１０，２０のバイアス点および負荷線は、差動増幅回路１５（図１）において、抵抗素子ＲＣ１，ＲＣ２の抵抗値、電流源３０の定電流Ｉ３の大きさ、ノードＮ１，Ｎ２の有する電圧レベル、および信号Ｖｉｎ，Ｖｒｅｆの電圧レベルなどを調節することによって定められる。

ここで、消費電力の発生によって、バイポーラトランジスタには自己発熱が生じる。ある消費電力における温度を基準としたとき、消費電力が大きくなればバイポーラトランジスタの温度は上昇し、消費電力が小さくなればバイポーラトランジスタの温度は低下する。そして、温度が変化すると、バイポーラトランジスタの伝達コンダクタンス（相互コンダクタンスとも呼ばれる）も変化する。この変化は、低周波数帯域と高周波数帯域とで異なる。

たとえば、低周波数帯域においてバイポーラトランジスタが駆動されると、消費電力の瞬時値の変化に追従するようにバイポーラトランジスタの温度が変化する。一方、高周波数帯域においてバイポーラトランジスタが駆動されると、バイポーラトランジスタの温度は、消費電力の瞬時値の変化に追従できなくなり、消費電力の平均値に応じた温度（一定温度）となる。このように、バイポーラトランジスタの温度は、低周波数帯域と高周波数帯域とでは変化の態様が異なる。そのため、バイポーラトランジスタの伝達コンダクタンスも、低周波数帯域と高周波数帯域とでは変化の態様が異なる。これについて、次に、図４を参照して説明する。

図４は、バイポーラトランジスタの伝達特性の一例を示す図である。図４のグラフの横軸はベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを示し、縦軸はコレクタ電流Ｉｃを示す。図４のグラフでは、曲線Ｓ１〜Ｓ３の３つの曲線が示される。曲線Ｓ１〜Ｓ３は、バイポーラトランジスタの温度がＴ（℃），Ｔ＋ΔＴ（℃），Ｔ−ΔＴ（℃）である場合の伝達特性をそれぞれ示す。バイポーラトランジスタは、バイアス電圧Ｖｏｐ１で駆動されるものとする。

まず、バイポーラトランジスタの温度Ｔ（℃）で一定である場合について説明する。この場合、バイポーラトランジスタのベースに入力される信号電圧が＋ΔＶから−ΔＶの範囲で変化すると、バイポーラトランジスタの伝達特性は、曲線Ｓ１によって示される特性となる。このときのバイポーラトランジスタの伝達コンダクタンスをｇｍ１（＝ｄＩｃ／ｄＶｂｅ）とすると、伝達コンダクタンスｇｍ１は、近似的に、曲線Ｓ１においてベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ２（＝Ｖｏｐ−ΔＶ）となる点Ｑ１と、曲線Ｓ１においてベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ３（Ｖｏｐ＋ΔＶ）となる点Ｑ２とを結ぶ直線の傾きで与えられる。

一方、バイポーラトランジスタの自己発熱によりバイポーラトランジスタの温度が刻一刻と変化する場合には、バイポーラトランジスタは、次に説明するように動作する。

まず、低周波数帯域において、第１の動作条件でバイポーラトランジスタを動作させる場合について説明する。このような条件でバイポーラトランジスタを動作させると、ベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ１よりも高くなるにつれてコレクタ電流が（平均値から）増加し、バイポーラトランジスタの消費電力が増加する。これにより、バイポーラトランジスタの温度が上昇し、バイポーラトランジスタの伝達特性は、曲線Ｓ２によって示される特性に近づく。一方、ベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ１よりも低くなるにつれてコレクタ電流が減少し、バイポーラトランジスタの消費電力が減少する。これにより、バイポーラトランジスタの温度が低下し、バイポーラトランジスタの伝達特性は、曲線Ｓ３によって示される特性に近づく。このように動作するバイポーラトランジスタの伝達コンダクタンスをｇｍ２とすると、伝達コンダクタンスｇｍ２は、近似的に、曲線Ｓ３においてベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ２となる点Ｑ５と、曲線Ｓ２においてベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ３となる点Ｑ４とを結ぶ直線の傾きで与えられる。このときの伝達コンダクタンスｇｍ２は、先に説明した伝達コンダクタンスｇｍ１（近似的に点Ｑ１とＱ２とを結ぶ直線の傾きで与えられる）よりも大きい。

次に、高周波数帯域において、第１の動作条件でバイポーラトランジスタを動作させる場合について説明する。この場合、先に説明したように、バイポーラトランジスタの温度は、消費電力の瞬時値の変化に追従できなくなり、消費電力の平均値に応じた温度（図４に示す例では温度Ｔ（℃））となる。したがって、このときのバイポーラトランジスタの伝達コンダクタンスは、先に説明したｇｍ１となる。

以上説明したように、第１の動作条件でバイポーラトランジスタを動作させる場合には、低周波数帯域における伝達コンダクタンスｇｍ２の方が、高周波数帯域における伝達コンダクタンスｇｍ１よりも大きくなる。これが、従来より知られている、バイポーラトランジスタの自己発熱に起因して生じる、差動増幅回路などにおける低周波数帯域でのピーキングの原因であると考えられる。

次に、低周波数帯域において、第２の動作条件でバイポーラトランジスタを動作させる場合について説明する。このように動作するバイポーラトランジスタを動作させると、ベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ１よりも高くなるにつれてコレクタ電流が（平均値から）増加し、バイポーラトランジスタの消費電力が減少する。これにより、バイポーラトランジスタの温度が低下し、バイポーラトランジスタの伝達特性は、曲線Ｓ３によって示される特性に近づく。一方、ベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ１よりも低くなるにつれてコレクタ電流が減少し、バイポーラトランジスタの消費電力が増加する。これにより、バイポーラトランジスタの温度が上昇し、バイポーラトランジスタの伝達特性は、曲線Ｓ２によって示される特性に近づく。このような動作条件におけるバイポーラトランジスタの伝達コンダクタンスをｇｍ３とすると、伝達コンダクタンスｇｍ３は、近似的に、曲線Ｓ２においてベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ２となる点Ｑ３と、曲線Ｓ３においてベース・エミッタ間電圧ＶｂｅがＶｏｐ３となる点Ｑ６とを結ぶ直線の傾きで与えられる。そして、この伝達コンダクタンスｇｍ３は、先に説明した伝達コンダクタンスｇｍ１よりも小さい。

次に、高周波数帯域において、第２の動作条件でバイポーラトランジスタを動作させる場合について説明する。この場合、バイポーラトランジスタの温度は、消費電力の瞬時値の変化に追従できなくなり、温度Ｔ（℃）となる。したがって、このときのバイポーラトランジスタの伝達コンダクタンスはｇｍ１となる。

以上説明したように、第２の動作条件でバイポーラトランジスタを動作させる場合には、低周波数帯域における伝達コンダクタンスｇｍ３の方が、高周波数帯域における伝達コンダクタンスｇｍ１よりも小さくなる。

図２に再び戻り、先に説明したように、増幅回路１００では、トランジスタ４２の動作条件は、第２の動作条件、つまりコレクタ電流Ｉｃが増加すると、消費電力が減少するように設定される。なお、トランジスタ１０，２０（図１）の動作条件は、従来と同様に、第１の動作条件、つまりコレクタ電流Ｉｃが増加すると、消費電力も増加するように設定される。

具体的に、トランジスタ４２を第２の動作条件で動作させるには、負荷線の傾き（ここでは傾きの大きさ、つまり絶対値とする）を、そのバイアス点における等電力線（たとえば図３の曲線Ｐ１〜Ｐ８）の傾きよりも小さくなるように定めるとよい。とくに、トランジスタ４２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅをたとえば１．７Ｖ未満（下限はたとえば０．７Ｖ以上）となるようにすると、等電力線の傾きが大きくなるので、その分、負荷線の傾きを、等電力線の傾きよりも小さくすることが容易となる。たとえば、図２に示す構成において、電流源４３の定電流Ｉ２を６ｍＡとし、抵抗素子Ｒｆの抵抗値を４８ｋΩとし、ノードＮ３の有する電圧を５Ｖとし、バイアス回路４４が発生する信号Ｖｂｉａｓのレベルを０．９Ｖ程度とすることによって、トランジスタ４２のバイアス点および負荷線が、図３に示すバイアス点Ｂ２および負荷線ＬＢ２のように定められる。上記の各数値は一例であり、それ以外にも、トランジスタ４２を第２の動作条件で動作させることは可能である。そのような数値範囲として、電流源４３の定電流Ｉ２は、たとえば１ｍＡ〜１０ｍＡとするとよい。抵抗素子Ｒｆの抵抗値は、たとえば１ｋΩ〜１００ｋΩとするとよい。ノードＮ３の有する電圧は、たとえば３Ｖ〜１０Ｖとするとよい。バイアス回路４４が発生する信号Ｖｂｉａｓのレベルは、たとえば０．５Ｖ〜３Ｖとするとよい。

なお、トランジスタ１０，２０（図１）を第１の動作条件で動作させるには、負荷線の傾きを、そのバイアス点における等電力線の傾きよりも大きくなるように定めるとよい。とくに、トランジスタ４２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅをたとえば１．７Ｖ以上（上限はたとえば３．５Ｖ以下）となるようにすると、等電力線の傾きが小さくなるので、その分、負荷線の傾きを、等電力線の傾きよりも大きくすることが容易となる。たとえば、図１に示す構成において、電流源３０の定電流Ｉ１を３ｍＡとし、抵抗素子ＲＣ１および抵抗素子ＲＣ２の抵抗値をいずれも２００Ωとし、ノードＮ１およびノードＮ２の有する電圧をいずれも５Ｖとし、トランジスタ１０，２０のベース１０ｂ，２０ｂに入力される信号の電圧のレベルを１．８Ｖ以下とすることによって、トランジスタ１０，２０の動作条件が、図３に示すバイアス点Ａ２および負荷線ＬＡ２のように定められる。上記の各数値は一例であり、それ以外にも、トランジスタ１０，２０を第１の動作条件で動作させることは可能である。そのような数値範囲として、電流源３０の定電流Ｉ１は、たとえば１ｍＡ〜１０ｍＡとするとよい。抵抗素子ＲＣ１および抵抗素子Ｒｃ２の抵抗値は、たとえば１０Ω〜１ｋΩとするとよい。ノードＮ１およびノードＮ２の有する電圧は、たとえば３Ｖ〜１０Ｖとするとよい。トランジスタ１０，２０のベース１０ｂ，２０ｂに入力される信号の電圧のレベルは、たとえば０．５Ｖ〜３Ｖとするとよい。

ここで、補償回路４０において、トランジスタ４２の伝達コンダクタンスが変化すると、補償回路４０のインピーダンスも変化する。先に説明したように、補償回路４０では、トランジスタ４２と抵抗素子Ｒｆとによって、負帰還増幅回路が構成される。この場合、トランジスタ２０のベース２０ｂから見た補償回路４０のインピーダンスをＲｉｎ（ここでは抵抗成分で表すこととする）とすると、Ｒｉｎ＝Ｒｆ／（β＋１）となる。Ｒｆは、抵抗素子Ｒｆの抵抗値である。βは、トランジスタ４２と電流源４３で構成される増幅器の利得であり、たとえばトランジスタ４２の伝達コンダクタンスｇｍに比例する。そして、トランジスタ４２の伝達コンダクタンスｇｍは、低周波数帯域における伝達コンダクタンスの方が、高周波数帯域における伝達コンダクタンスよりも小さくなる。そのため、補償回路４０のインピーダンスＲｉｎは、低周波数帯域におけるインピーダンスの方が、高周波数帯域におけるインピーダンスよりも大きくなる。

次に、図１および図２を再び参照して、増幅回路１００の動作について説明する。入力信号である信号Ｖｉｎがトランジスタ１０のベース１０ｂに入力されると、信号Ｖｉｎに応じてトランジスタ１０のエミッタ電流が変化する。トランジスタ１０のエミッタ電流が変化すると、電流源３０を流れる定電流Ｉ１が一定に保たれるように、トランジスタ２０のエミッタ電流が変化する。これにより、トランジスタ１０のエミッタ電流と、トランジスタ２０のエミッタ電流とは、互いに位相が逆になる。同様に、トランジスタ１０のコレクタ電流とトランジスタ２０のコレクタ電流も、互いに位相が逆になる。トランジスタ１０のコレクタ電流およびトランジスタ２０のコレクタ電流によって抵抗素子ＲＣ１および抵抗素子ＲＣ２で生じる電圧降下も、互いに位相が逆になる。したがって、互いに位相が逆の相補信号（差動信号）が、信号Ｖｏｕｔ１および信号Ｖｏｕｔ２として、トランジスタ１０のコレクタ１０ｃおよびトランジスタ２０のコレクタ２０ｃから出力される。このようにして、増幅回路１００は、単相信号（信号Ｖｉｎ）を差動信号（信号Ｖｏｕｔ１および信号Ｖｏｕｔ２）に変換して出力する。

増幅回路１００では、トランジスタ１０，２０（図１）の動作条件は、第１の動作条件、つまりコレクタ電流が増加すると、消費電力も増加するように設定される。したがって、上述した増幅回路１００では、低周波数帯域においてピーキング、つまり差動利得の増加が生じ得る。

ここで、増幅回路１００では、トランジスタ２０のベース電流Ｉｂ２は、補償回路４０から供給される。具体的に、トランジスタ４２および抵抗素子Ｒｆによって構成される負帰還増幅回路を介して、電流源４３の定電流Ｉ２の一部が、ベース電流Ｉｂ２として、トランジスタ２０のベース２０ｂに供給される。先に説明したように、補償回路４０のインピーダンスＲｉｎは、低周波数帯域において大きくなる。補償回路４０のインピーダンスＲｉｎが大きいと、補償回路４０を介してトランジスタ２０のベース２０ｂに供給されるベース電流Ｉｂ２が、補償回路４０を流れることによって生じる電圧降下も大きくなる。電圧降下が大きくなると、トランジスタ２０のベース２０ｂの電圧（ベース電圧）が低下するので、トランジスタ１０およびトランジスタ２０による差動利得も低下する。このようにして、増幅回路１００は、低周波数帯域におけるピーキングを抑制することができる。

次に、図５および図６を参照して、増幅回路１００の効果について説明する。

図５は、増幅回路１００（図１）の利得の周波数特性の一例を示す図である。図５のグラフの横軸は周波数を示し、縦軸は相対利得を示す。相対利得は、高周波数帯域（たとえば１０ＭＨｚ以上の周波数帯域）における利得を基準（０ｄＢ）とした値である。

図５において、曲線Ｇ１は増幅回路１００の利得の周波数特性を示し、曲線ＧＥは比較例としての利得の周波数特性を示す。曲線Ｇ１によって示される特性は、図１の増幅回路１００において、各素子の特性、ノード電圧および電流源の電流値などの種々のパラメータが適切に設定された条件のもとで行われたシミュレーションの結果を示す。曲線ＧＥによって示される特性は、同じ条件のもとで、増幅回路１００において補償回路４０が無い場合（ただし、トランジスタ２０のベース２０ａには定電圧が印加されている）の差動増幅回路の利得の周波数特性を示す。

図５に示すように、比較例としての曲線ＧＥによって示される特性では、低周波数帯域（たとえば１０ＭＨｚ未満の周波数帯域）において、最大で２．５ｄＢ程度のピーキング（利得増加）が見られる。つまり、周波数特性が非平坦となっている。これに対し、曲線Ｇ１によって示される特性では、ピーキングが生じていない。つまり、周波数特性が平坦となっている。これは、低周波数帯域において、補償回路４０による利得補償が行われたためである。

図６は、補償回路４０（図２）のインピーダンスの周波数特性と、トランジスタ４２および抵抗素子Ｒｆによって構成される負帰還増幅回路の利得の周波数特性とのシミュレーション結果を示すグラフである。グラフの横軸は周波数を示す。グラフの左側の縦軸はインピーダンスの大きさを示し、グラフの右側の縦軸は負帰還増幅回路の利得Ａを示す。図６において、曲線Ｇ２は負帰還増幅回路の利得の周波数特性を示し、曲線Ｚは、インピーダンスＲｉｎの周波数特性を示す。

まず、インピーダンスＲｉｎの周波数特性について説明すると、曲線Ｚによって示されるように、周波数が低下するにつれてインピーダンスＲｉｎが大きくなる。高周波数帯域においては、インピーダンスＲｉｎは、最大でも２００Ω程度であり（たとえば１０ＭＨｚ付近）、さらに、５０Ω程度しかない帯域もある（たとえば１００ＭＨｚ付近）。これに対し、低周波数帯域においては、インピーダンスＲｉｎは、少なくとも２００Ωよりも大きく、さらに、８００Ωを上回るような帯域もある（たとえば７００ｋＨｚ以下）。

このことは、負帰還増幅回路の利得Ａの周波数特性によって説明される。曲線Ｇ２によって示されるように、周波数が低下するにつれて利得Ａは小さくなる。高周波数帯域においては、利得Ａは少なくとも２００よりも大きく（たとえば１０ＭＨｚ付近）、さらに、１６００程度に至る帯域もある（たとえば１００ＭＨｚ付近）。これに対し、低周波数帯域においては、利得Ａは、最大でも２００程度であり、さらに、１００を下回る帯域もある（たとえば３ＭＨｚ以下）。

以上説明したように、補償回路４０を含む増幅回路１００によれば、差動利得の周波数特性の非平坦性を低減することができる。

図７は、補償回路の構成の別の例を示す図である。図７に示す補償回路４０Ａは、補償回路４０（図２）と比較して、さらに、トランジスタ４５と、電流源４６とを含む点、および各要素の接続関係において相違する。

補償回路４０Ａにおいて、トランジスタ４２のコレクタ４２ｃは、電流源４３だけでなく、トランジスタ４５のベース４５ｂにも接続されている。また、抵抗素子Ｒｆは、トランジスタ４５のエミッタ４５ｅと、トランジスタ４２のベース４２ｂとの間に接続されている。電流源４６は、トランジスタ４５のエミッタ４５ｅからグランドに定電流Ｉ３が流れるように、エミッタ４５ｅとグランドとの間に接続される。ノードＮ４は、トランジスタ４５の動作に必要な電圧を有し、トランジスタ４５のコレクタ４５ｃに接続される。補償回路４０Ａでは、トランジスタ４５および電流源４６によるエミッタフォロワ回路が実現されている。

補償回路４０Ａにおいては、トランジスタ４２のコレクタ４２ｃ側の出力は、トランジスタ４５および電流源４６によるエミッタフォロワ回路を介した後、抵抗素子Ｒｆによってトランジスタ４２のベース４２ｂに帰還する。つまり、抵抗素子Ｒｆ、トランジスタ４５および電流源４６によって、トランジスタ４２のベース４２ｂとコレクタ４２ｃとの間に接続された帰還回路４７Ａが実現される。これにより、トランジスタ４２のコレクタ４２ｃの電圧から、トランジスタ４５のベース・エミッタ間電圧だけ差し引いた（シフトさせた）電圧が、抵抗素子Ｒｆを介してトランジスタ４２のベース４２ｂに帰還する。

図８は、補償回路４０に替えて補償回路４０Ａを用いた場合の増幅回路１００（図１）の利得の周波数特性の一例を示す図である。曲線Ｇ３は増幅回路１００の利得の周波数特性を示し、曲線ＧＥは先に図５を参照して説明した比較例としての利得の周波数特性を示す。曲線Ｇ３によって示される特性も、先に図５を参照して説明した曲線Ｇ１によって示される特性と同様に、その周波数特性が平坦となっている。すなわち、補償回路４０Ａによっても、低周波数帯域におけるピーキングを抑制することができる。

図９は、バイアス回路４４（図２など）の構成の一例を示す図である。図９に示す例では、バイアス回路４４は、ダイオード４４１である。ダイオード４４１は、トランジスタ４２のエミッタ４２ｅに接続されるアノード４４１ａおよびグランドに接続される（つまり接地された）カソード４４１ｂを有する。

図９に示す構成では、電流源４３からの定電流Ｉ２の一部が、トランジスタ４２を介してダイオード４４１のアノード４４１ａからカソード４４１ｂに流れる。このようにダイオード４４１に順方向の電流が流れることによって、ダイオード４４１の順方向電圧が、バイアス電圧である信号Ｖｂｉａｓとして発生する。つまり、バイアス回路４４は、ダイオード４４１のアノード４４１ａにてトランジスタ４２のエミッタ電流Ｉｅ４を受けて信号Ｖｂｉａｓを発生させる。

トランジスタ４２のエミッタ４２ｅから見たバイアス回路（ここではダイオード４４１）のインピーダンスは、広帯域にわたって低い（小さい）ことが望ましい。図９に示す例では、ダイオード４４１のアノード４４１ａが、トランジスタ４２のエミッタ４２ｅに接続されているので、トランジスタ４２のエミッタ４２ｅから見たインピーダンスは、広帯域にわたって小さくなる。このインピーダンスが周波数特性を有すると、その周波数特性の変動が補償回路４０に影響する可能性もあるが、ダイオード４４１を用いればその可能性が低減される。また、インピーダンスが大きいと、高周波数帯域での利得（トランジスタ４２および抵抗素子Ｒｆによる負帰還増幅回路の利得）が十分大きなものとならず、補償回路のインピーダンスＲｉｎ（図２など）が大きくなってしまう可能性もあるが、ダイオード４４１を用いればその可能性が低減される。

ここで、ダイオード４４１は、トランジスタ４２と同様に、トランジスタ１０，２０（図１）と同じ半導体プロセスによって同じ半導体チップ上に製作されてもよい。このように、補償回路４０に含まれる素子をトランジスタ１０，２０と同じプロセスで製作することによって、補償回路４０の温度特性をトランジスタ１０，２０の温度特性（たとえばトランジスタ１０，２０による差動増幅利得の温度特性）に適合させることができる。具体的に、増幅回路１００における補償回路４０の各素子（トランジスタ４２、ダイオード４４１など）の熱時定数が、増幅回路１００における他の部分の素子の熱時定数と同様になるため、熱時定数が異なることによる調整（たとえば補償する周波数を合わせるための調整）を不要とすることができる。

図１０は、補償回路の構成の別の例を示す図である。図１０に示す補償回路４０Ｂは、補償回路４０（図９）と比較して、電流源４３に替えて電流源４３Ａを含む点において相違する。

電流源４３Ａは、電流値が調整可能に構成された可変電流回路である。電流源４３Ａの構成は特に限定されるものではない。たとえば、トランジスタ、ダイオードおよび抵抗素子などで構成される電流回路において、抵抗素子の値を調節可能とすることによって、可変電流回路を構成してもよい。

電流源４３Ａの電流値を調整することによって、製造ばらつきなどによる低周波数帯域での特性変化量の変動に対しても補償可能である。

なお、電流源４３Ａの電流値を調整する代わりに、抵抗素子Ｒｆの抵抗値を調整するようにしてもよい。たとえば、抵抗素子Ｒｆを、スイッチの切り替えを利用して、複数の抵抗素子を組み合わせて構成することで、抵抗素子Ｒｆの抵抗値を調整してもよい。

[第２実施形態]
図１１は、第２実施形態に係る増幅回路の構成の一例を示す図である。増幅回路２００は、入力信号である信号Ｖｉｎ１と信号Ｖｉｎ２との差によって定義される差動入力信号（信号Ｖｉｎ１−信号Ｖｉｎ２）を増幅する。信号Ｖｉｎ１および信号Ｖｉｎ２は互いに位相が１８０°異なる相補信号で、いずれか一方が増加する時には他方が減少し、たとえば、信号Ｖｉｎ１と信号Ｖｉｎ２との差が差動信号となる。増幅回路２００も、先に図１を参照して説明した増幅回路１００と同様に、たとえば光通信において使用される光受信モジュールに設けられる。その場合、信号Ｖｉｎ１および信号Ｖｉｎ２は、光受信モジュールが受信した光信号に基づいて生成される。また、増幅回路２００も、増幅回路１００と同様に、１つの半導体チップによって実現され得る。

図１１に示すように、増幅回路２００は、増幅回路１００（図１）と比較して、差動増幅回路１５に替えて差動増幅回路１６を備える点において相違する。差動増幅回路１６は、差動増幅回路１５と比較して、さらにトランジスタ５０，６０と、電流源７０とを備える点、および各要素の接続関係において相違する。また、増幅回路２００は、２つの補償回路４０を備える。

トランジスタ５０は、ベース５０ｂ、コレクタ５０ｃおよびエミッタ５０ｅを有する第４のトランジスタである。ベース５０ｂは、基準信号である信号Ｖｒｅｆを受ける。コレクタ５０ｃは、トランジスタ１０のコレクタ１０ｃに接続され、信号Ｖｏｕｔ１を出力する。エミッタ５０ｅは、電流源７０に接続される。

トランジスタ６０は、ベース６０ｂ、コレクタ６０ｃおよびエミッタ６０ｅを有する第５のトランジスタである。ベース６０ｂは、信号Ｖｉｎ２を受ける。コレクタ６０ｃは、トランジスタ２０のコレクタ２０ｃに接続され、信号Ｖｏｕｔ２を出力する。エミッタ６０ｅは、電流源７０に接続される。

トランジスタ５０，６０は、トランジスタ１０，２０と同様に、バイポーラトランジスタであり、たとえばヘテロ接合バイポーラトランジスタである。増幅回路２００において、トランジスタ５０，６０の動作条件は、トランジスタ１０，２０と同様に、第１の動作条件、つまりコレクタ電流が増加すると、消費電力も増加するように設定される。

電流源７０は、定電流Ｉ４が流れるように構成された第４の定電流回路である。電流源７０は、トランジスタ５０，６０のエミッタ５０ｅ，６０ｅからグランドに向かって定電流Ｉ４が流れるように、エミッタ５０ｅ，６０ｅとグランドとの間に接続される。電流源７０は、先に図１を参照して説明した電流源３０と同様に構成してもよい。

増幅回路２００において、抵抗素子ＲＣ１は、トランジスタ１０，５０のコレクタ１０ｃ，５０ｃと、ノードＮ１との間に接続される。ノードＮ１は、トランジスタ１０，５０の動作に必要な電圧を有する。抵抗素子ＲＣ２は、トランジスタ２０，６０のコレクタ２０ｃ，６０ｃと、ノードＮ２との間に接続される。ノードＮ２は、トランジスタ２０，６０の動作に必要な電圧を有する。

差動増幅回路１６は、信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２をトランジスタ１０，６０のベース１０ｂ，６０ｂにて受け、２つの信号Ｖｒｅｆをそれぞれトランジスタ２０，５０のベース２０ｂ，５０ｂにて受ける。トランジスタ１０，２０は、信号Ｖｉｎ１と２つの信号Ｖｒｅｆのうちの一方との差に応じて電流源３０を流れる定電流Ｉ１をトランジスタ１０のエミッタ１０ｅを流れるエミッタ電流Ｉｅ１とトランジスタ２０のエミッタ２０ｅを流れるエミッタ電流Ｉｅ２に配分する。また、トランジスタ５０，６０は、信号Ｖｉｎ２と２つの信号Ｖｒｅｆのうちの他方との差に応じて電流源７０を流れる定電流Ｉ４をトランジスタ５０のエミッタを流れるエミッタ電流Ｉｅ５とトランジスタ６０のエミッタ６０ｅを流れるエミッタ電流Ｉｅ６に配分する。トランジスタ１０のコレクタ１０ｃはトランジスタ５０のコレクタ５０ｃと接続され、トランジスタ２０のコレクタ２０ｃはトランジスタ６０のコレクタ６０ｃと接続される。差動増幅回路１６は、コレクタ１０ｃ，５０ｃの電位とコレクタ２０ｃ，６０ｃの電位との差に応じて差動信号（例えば、Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ２）を生成する。

次に、増幅回路２００の動作について説明する。入力信号である信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２がトランジスタ１０，６０のベース１０ｂ，６０ｂにそれぞれ入力されると、信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２に応じてトランジスタ１０，６０のエミッタ電流が変化する。入力信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２は互いに位相が逆である２つの相補信号であるので、トランジスタ１０，６０のエミッタ電流も、互いに位相が逆になる。したがって、トランジスタ１０，６０のコレクタ電流も、互いに位相が逆になる。

信号Ｖｉｎ１がトランジスタ１０のベース１０ｂに入力されると、先に図１および図２を参照して説明したように、電流源３０の定電流Ｉ１が一定に保たれることによって、トランジスタ１０，２０のコレクタ電流は、互いに位相が逆になる。同様に、信号Ｖｉｎ２がトランジスタ６０のベース６０ｂに入力されると、電流源７０の定電流Ｉ４が一定に保たれることによって、トランジスタ５０，６０のコレクタ電流は、互いに位相が逆になる。すなわち、トランジスタ１０，５０のコレクタ電流は信号Ｖｉｎと同相になり、トランジスタ２０，６０のコレクタ電流は信号Ｖｉｎ２と同相になる。

信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２は互いに位相が逆であるので、トランジスタ１０，５０のコレクタ電流と、トランジスタ２０，６０のコレクタ電流とは、互いに位相が逆になる。それらのコレクタ電流によって抵抗素子ＲＣ１および抵抗素子ＲＣ２で生じる電圧降下も、互いに位相が逆になる。これにより、トランジスタ１０，５０のコレクタ１０ｃ，５０ｃから信号Ｖｏｕｔ１が出力され、トランジスタ２０，６０のコレクタ２０ｃ，６０ｃから信号Ｖｏｕｔ２が出力される。このようにして、増幅回路２００は、差動信号（信号Ｖｉｎ１およびＶｉｎ２）を受けて、差動信号（信号Ｖｏｕｔ１および信号Ｖｏｕｔ２）を出力する。

増幅回路２００では、トランジスタ１０，２０，５０，６０の動作条件は、第１の動作条件に設定される。したがって、低周波数帯域においてピーキング（利得増加）が生じ得る。

ここで、増幅回路２００では、トランジスタ２０，５０のベース電流は、２つの補償回路４０からそれぞれ供給される。そのため、先に図１および図２を参照して説明したように、低周波数帯域においては、トランジスタ２０，５０のベース２０ｂ，５０ｂの電圧（ベース電圧）が低下する。これにより、増幅回路２００は、増幅回路１００（図１）と同様に、低周波数帯域におけるピーキングを抑制することができる。トランジスタ１０，２０およびトランジスタ５０，６０は、それぞれ２つのトランジスタが対となって差動増幅動作を行う。例えば、トランジスタ１０，２０による差動増幅動作では、トランジスタ１０のベースに信号Ｖｉｎ１が入力されている時に、低周波数領域（数ＭＨｚ以下）で補償回路（２つのうちの一方）の入力インピーダンスが高くなってトランジスタ２０のベースが信号Ｖｉｎ１の動きに応じて動くことで増幅利得を下げるように補償作用が働く。また、トランジスタ５０，６０による差動増幅動作では、トランジスタ６０のベースに信号Ｖｉｎ２が入力されている時に、低周波数領域（数ＭＨｚ以下）で補償回路（２つのうちの他方）の入力インピーダンスが高くなってトランジスタ５０のベースが信号Ｖｉｎ２の動きに応じて動くことで増幅利得を下げるように補償作用が働く。信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２は互いに位相が１８０°異なる（逆相で動作する）相補信号であるため、トランジスタ２０のベース電圧とトランジスタ５０のベース電圧も互いに逆相で動作する。仮に、補償回路を１つだけ用意して、そこからトランジスタ２０のベースとトランジスタ５０のベースとに共通に信号Ｖｒｅｆおよびベース電流を供給すると、補償作用に必要な低周波数領域におけるそれぞれのベース電圧の動きが互いに相殺されて補償効果は得られなくなってしまう。従って、トランジスタ２０，５０のベース電流は２つの補償回路４０から別々に供給される構成をとる必要がある。

なお、増幅回路２００においても、増幅回路１００と同様に、補償回路４０に含まれる素子をトランジスタ１０，２０，５０，６０と同じ半導体プロセスによって同じ半導体チップ上に製作することによって、補償回路４０の温度特性をトランジスタ１０，２０，５０，６０の温度特性に適合させることができる。

図１２は、増幅回路２００の利得の周波数特性の一例を示す図である。曲線Ｇ４は増幅回路２００の利得の周波数特性を示し、曲線ＧＥは先に図５を参照して説明した比較例としての利得の周波数特性を示す。曲線Ｇ４によって示される特性も、先に図５を参照して説明した曲線Ｇ１によって示される特性と同様に、その周波数特性が平坦となっている。すなわち、増幅回路２００によっても、低周波数帯域におけるピーキングを抑制することができる。

なお、本発明に係る差動増幅器は上記実施形態に限定されない。各実施形態の特徴部分を適宜組み合わせた構成についても、本発明に係る差動増幅器の実施形態とすることができる。たとえば、増幅回路２００（図１１）において、補償回路４０に代えて補償回路４０Ａ（図７）または補償回路４０Ｂ（図１０）を採用した構成も、本発明に係る差動増幅器の実施形態に含まれる。また、静特性の一例（図３）について、トランジスタ１０，２０，４２等の動作条件の設定について、電流源の電流値や抵抗の抵抗値等の数値範囲を示したが、それらは図３の静特性を例として説明したものである。従って、例えば、別の静特性の一例について必要な動作条件を考える場合には、上述した技術的思想に従った結果として上述の数値範囲以外の別の数値を選んでも良い。

１０，２０，４２，４５，５０，６０…トランジスタ、１５，１６…差動増幅回路、３０，４３，４３Ａ，４６，７０…電流源、４０，４０Ａ，４０Ｂ…補償回路。４４…バイアス回路、４７，４７Ａ…帰還回路、４４１…ダイオード、Ｒｆ，ＲＣ１，ＲＣ２…抵抗素子、１００，２００…増幅回路。

Claims (4)

1. 入力信号を増幅して差動信号を出力する増幅回路であって、
   第１の電流源と、一対の第１のトランジスタと、を有し、前記入力信号を前記一対の第１のトランジスタの一方のベースにて受け、基準信号を前記一対の第１のトランジスタの他方のベースにて受け、前記入力信号と前記基準信号との差に応じて前記第１の電流源を流れる電流を前記一対の第１のトランジスタのそれぞれのエミッタを流れる電流に配分し、前記一対の第１のトランジスタのそれぞれのコレクタの電位の差に応じて前記差動信号を生成する差動増幅回路と、
   第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に接続された帰還回路と、を有し、前記第２のトランジスタのコレクタ電流が増加する場合に前記第２のトランジスタの消費電力を減少させ、前記第２のトランジスタのコレクタ電流が減少する場合に前記第２のトランジスタの消費電力を増加させ、前記第２のトランジスタのベースの電位を前記基準信号として生成する補償回路と、
   を備える増幅回路。
2. 前記補償回路は、
   前記第２のトランジスタのコレクタに一端が接続された第２の電流源と、
   前記第２のトランジスタのエミッタ電流が自身を流れることによってバイアス電圧を発生するバイアス回路と、
   をさらに備え、
   前記第２のトランジスタのベースとエミッタとの間の電圧と前記バイアス電圧との和を前記基準信号として出力する、
   請求項１に記載の増幅回路。
3. 前記バイアス回路は、カソードが接地されたダイオードを有し、前記ダイオードのアノードにて前記第２のトランジスタのエミッタ電流を受けて前記バイアス電圧を発生させる、
   請求項２に記載の増幅回路。
4. 前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタと同じ半導体プロセスによって同じ半導体チップ上に製作される、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の増幅回路。
   
   

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