JP2016195523A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＭＳＭの磁極位置及び速度を安定して推定可能とした制御装置を提供する。
【解決手段】ＰＭＳＭ８０の電流を検出する電流検出器１１ｕ，１１ｗと、ＰＭＳＭ８０の電流、端子電圧及び速度相当値から回転子の位置推定誤差を演算する拡張誘起電圧演算器３１及び角度差演算器３２と、位置推定誤差の演算値から比例・積分演算により速度を演算する速度推定器３３と、速度推定値を積分して位置推定値を演算する積分器３４と、ＰＭＳＭ８０の電流及び速度推定値から比例ゲインを演算するゲイン演算器３５とを備え、ゲイン演算器３５は、速度推定器３３における比例ゲインの上限値を微分角周波数に比例した値により制限する出力制限器３５ｅと、積分時定数の下限値を微分角周波数に反比例した値により制限する出力制限器３５ｆと、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機の磁極位置を演算する技術に関するものである。

永久磁石形同期電動機の制御装置をコストダウンするため、回転子の磁極位置を検出するための磁極位置検出器を使用しないで運転する、いわゆるセンサレス制御が実用化されている。センサレス制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の磁極位置と速度とを演算し、これらに基づいて電流制御を行うことでトルク制御や速度制御を実現するものである。

センサレス制御において、磁極位置及び速度を演算する従来技術としては、以下に述べるものが知られている。
例えば、非特許文献１では、回転子の磁極方向に対して直交方向に発生する拡張誘起電圧を演算し、拡張誘起電圧の演算値から検出した磁極位置の推定誤差を利用して磁極位置及び速度を演算している。

また、特許文献１には、図５に示すように、位置・速度推定器９０内の磁束オブザーバ９１が電動機の端子電圧、電流及び拡張磁束に基づいてδ軸磁束推定値Ψ_δｅｓｔ及びγ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔを演算し、角度誤差演算器９３が上記磁束推定値Ψ_δｅｓｔ，Ψ_γｅｓｔの角度として検出した位置推定誤差δ_ｅｓｔを利用して、速度推定器９４及び積分器９５により電動機の速度ω_１及び磁極位置θ_１を推定する技術が開示されている。
特許文献１によると、δ軸磁束推定値Ψ_δｅｓｔ及びγ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔの角度から演算した位置推定誤差δ_ｅｓｔには、位置推定誤差の情報だけでなく位置推定誤差の微分成分（速度推定誤差に等しい）の情報も含まれており、この速度推定誤差は、電動機の低速かつ重負荷時ほど大きくなるため、速度・位置推定系が不安定になり易い。この不安定現象は、非特許文献１に記載された、拡張誘起電圧を利用したセンサレス制御の場合にも同様に発生する。

上記の不安定現象を回避するため、特許文献１では、位置推定誤差の演算値に含まれる速度推定誤差が零になるように、磁束オブザーバ９１の拡張磁束演算に用いるｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑを図５のＬ_ｑ設定器９２により決定している。

一方、特許文献２には、特許文献１とは別の方法によって重負荷時における速度・位置推定系の安定性を向上する技術が開示されている。
この従来技術は、図６に示すように、軸誤差推定器９６が電動機８０の端子電圧及び電流から軸誤差推定値Δθ_ｃを演算し、軸誤差指令値Δθ_ｃ ^＊と軸誤差推定値Δθ_ｃとの偏差を速度推定器９７により比例積分制御して速度ω_１を推定すると共に、ゲイン演算器９８が、電流及び速度推定値ω_１から演算した制御応答周波数に基づいて速度推定器９７に設定する比例ゲインＫ_ｐ及び積分ゲインＫ_ｉを設定している。なお、図６において、１００はベクトル制御演算部である。

特開２０１１−６７０６６号公報（段落[００４２]〜[００６８]、図１等） 特開２０１１−９１９７６号公報（段落[００３０]〜[００３２]、図４，図５等）

田中康司，三木一郎，「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１２５，Ｎｏ．９，ｐｐ．８３３−８３８（２００５年）

特許文献１に記載された従来技術では、γ軸電流、δ軸電流の条件に応じて複雑な評価関数の値が零となるように、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑを予め演算してＬ_ｑ設定器９２内にテーブルとして保持するか、あるいは、γ軸電流を零にした上で、δ軸電流に応じてＬ_ｑ設定器９２がオンラインにてｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑを演算する必要があり、何れにしても複雑な演算処理が必要である。
また、特許文献２に記載されている方法によって設定される速度推定器９７の比例ゲインＫ_ｐ及び積分ゲインＫ_ｉは、発明者らの解析による最適値とは異なっており、低速かつ重負荷時における速度・位置推定系の不安定現象を解消できないおそれがあった。

そこで、本発明の解決課題は、低速時や重負荷時に従来よりも安定したセンサレス制御を可能にした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、永久磁石形同期電動機の電流を検出する手段と、
前記電動機の電流、端子電圧及び速度相当値から回転子の位置推定誤差を演算する手段と、
前記位置推定誤差の演算値から前記回転子の速度推定値を演算する手段と、
前記速度推定値を積分して前記回転子の位置推定値を演算する手段と、
前記電動機の電流及び前記速度推定値から前記位置推定誤差演算値に含まれる位置推定誤差の微分成分である微分角周波数を演算する手段と、を備え、
前記速度推定値を演算する手段は比例調節手段を有し、
前記微分角周波数を演算する手段は、
前記比例調節手段における比例ゲインの上限値を前記微分角周波数に比例した値により制限する手段を有するものである。
これにより、速度推定値を位置推定誤差演算値の比例制御により演算する場合の速度・位置推定系の安定性を向上させることができる。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記速度推定値を演算する手段は積分調節手段を更に有し、前記微分角周波数を演算する手段は、前記積分調節手段における積分時定数の下限値を前記微分角周波数に反比例した値により制限する手段を更に有するものである。
これにより、速度推定値を位置推定誤差演算値の比例・積分制御により演算する場合の速度・位置推定系の安定性を向上させることができる。

本発明によれば、低速時や重負荷時において、従来よりも安定したセンサレス制御を実現することができる。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 γ−δ軸直交回転座標系及びｄ−ｑ軸直交回転座標系の定義を示す図である。 図１における速度・位置推定系の線形近似モデルを示す図である。 図１におけるゲイン演算器の制御ブロック図である。 特許文献１に記載された制御装置の主要部を示すブロック図である。 特許文献２に記載された制御装置を示すブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
始めに、本実施形態における制御演算は、電気角速度ω_１で回転する仮想的なγ−δ軸直交回転座標系を制御装置内に定義し、このγ−δ軸直交回転座標系に従って永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭという）の電流、電圧を制御する。

前後するが、図２は、γ−δ軸直交回転座標系及びｄ−ｑ軸直交回転座標系の定義を説明するためのものである。
図２において、回転子磁極のＮ極方向をｄ軸、このｄ軸から９０°進み方向をｑ軸としてｄ−ｑ軸直交回転座標系を定義し、このｄ−ｑ軸直交回転座標系とγ−δ軸直交回転座標系との角度誤差（位置推定誤差）をθ_ｅｒｒとする。なお、ω_ｒはｄ−ｑ軸の角速度（回転子の回転角速度）、ω_１はγ−δ軸の角速度（速度推定値）である。
センサレス制御ではｄ−ｑ軸の位置を直接検出することができないため、制御装置は、ｄ−ｑ軸の推定軸であるγ−δ軸上で制御演算を行う。

ここで、上記の角度誤差θ_ｅｒｒを、数式１により、ＰＭＳＭのｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（位置推定値）θ_１とｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θ_ｒとの差として定義する。

次に、図１に基づいて、本実施形態に係る制御装置の構成及び機能を説明する。
まず、ＰＭＳＭの速度制御、電流制御及び電圧制御について説明する。
図１において、速度指令値ω_ｒ ^＊と速度推定値ω_１との偏差が減算器１６により演算される。速度調節器１７は、上記偏差が零になるように調節演算を行ってトルク指令値τ^＊を生成する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊通りのトルクを発生させるようにγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊及びδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を演算する。

一方、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによる相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗが座標変換器１４に入力され、これらの相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗは、位置推定値θ_１を用いてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換される。
減算器１９ａにより、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差を求め、γ軸電流調節器２０ａは、上記偏差が零になるように調節演算を行ってγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を生成する。また、減算器１９ｂにより、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差を求め、δ軸電流調節器２０ｂは、上記偏差が零になるように調節演算を行ってδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を生成する。
γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は、座標変換器１５において位置推定値θ_１に基づく座標変換により相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換され、ＰＷＭ回路１３に入力される。

三相交流電源５０の交流電圧は整流回路６０により直流電圧に変換され、インバータ等の電力変換器７０に供給される。
ＰＷＭ回路１３は、電力変換器７０の出力電圧を前記の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器７０は、ゲート信号に基づいて内部のＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、ＰＭＳＭ８０の各相の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。
これにより、ＰＭＳＭ８０の回転速度は速度指令値ω_ｒ ^＊に従って制御されることとなる。

次に、ＰＭＳＭ８０の回転子の速度及び磁極位置の推定動作について説明する。
まず、拡張誘起電圧演算器３１は、数式２により、回転子の磁極方向に対して直交方向に発生する拡張誘起電圧を演算する。

数式２において、γ軸電圧ｖ_γ、δ軸電圧ｖ_δには、γ軸電流調節器２０ａ、δ軸電流調節器２０ｂからそれぞれ出力されるγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を用いる。
なお、数式２の演算は、図示されていない電圧検出回路を用いてＰＭＳＭ８０の相電圧または線間電圧を測定し、これらの測定値と位置推定値θ_１とから演算したγ軸電圧、δ軸電圧を用いて行っても良い。また、数式２におけるγ軸電流ｉ_γ、δ軸電流ｉ_δには図１の座標変換器１４の出力を用いているが、これらの代わりにγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を用いても良い。更に、数式２における速度推定値ω_１には後述する速度推定器３３の出力を用いているが、代わりに速度指令値ω_ｒ ^＊を用いても良い。

次に、γ，δ軸拡張誘起電圧ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を用いて、速度及び磁極位置を演算する方法について説明する。
角度誤差演算器３２は、γ，δ軸拡張誘起電圧ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}から位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を数式３により演算する。

また、ゲイン演算器３５は、γ軸電流ｉ_γ、δ軸電流ｉ_δ及び速度推定値ω_１から、速度推定器３３に設定する比例ゲインＫ_{Ｐωｅｓｔ}及び積分時定数Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}を演算する。ゲイン演算器３５の動作については、後に詳述する。
速度推定器３３は、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を比例・積分調節演算して速度推定値ω_１を求める。具体的には、数式４により速度推定値ω_１を演算する。

積分器３４は、速度推定値ω_１を積分して位置推定値θ_１を演算し、座標変換器１４，１５に向けて出力する。
これらの演算により、位置推定誤差θ_ｅｒｒが零になるように速度推定値ω_１及び位置推定値θ_１が演算され、これらの値を真値に収束させることができる。

次に、ゲイン演算器３５の詳細について説明する。
位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を定常状態における動作点近傍で線形近似すると、数式５の関係が成り立つ。

数式５において、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}は数式６の関係にある。

数式５に示すように、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}には、位置推定誤差θ_ｅｒｒだけでなく位置推定誤差θ_ｅｒｒの微分成分である速度推定誤差ω_ｅｒｒに比例した成分も含まれる。このため、速度推定器３３の比例ゲインＫ_{Ｐωｅｓｔ}及び積分時定数Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}は、速度推定誤差ω_ｅｒｒに比例した成分を考慮して設計する必要がある。

数式４、数式５より、速度・位置推定系の線形近似モデルは、制御遅れを考慮すると図３のようになる。比例ゲインＫ_{Ｐωｅｓｔ}と積分時定数Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}とは、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}が正の場合に、速度・位置推定系の開ループ伝達関数のゲイン｜Ｇ_０｜のボード線図において、ゲイン｜Ｇ_０｜が０［ｄＢ］のときの傾きが−２０［ｄＢ／ｄｅｃ］になるように設計すれば良い。具体的には、数式７の関係を満たすように設計する。

前述の数式６より、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}は速度推定値ω_１に比例し、δ軸電流ｉ_δに反比例する。δ軸電流ｉ_δはトルクτの増加関数であるため、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}は、低速、重負荷時に小さくなる。このため、数式７より、低速、重負荷時には、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の絶対値に比例させて比例ゲインＫ_{Ｐωｅｓｔ}の上限値を制限し、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の絶対値に反比例させて積分時定数Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}の下限値を制限（または、微分角周波数の絶対値に比例させて積分時定数Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}の逆数の上限値を制限）することで、速度・位置推定系を安定にすることができる。

図４は、図１におけるゲイン演算器３５の制御ブロック図である。
図４において、微分角周波数演算器３５ａは、γ軸電流ｉ_γ、δ軸電流ｉ_δ及び速度推定値ω_１から、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}を数式６により演算する。絶対値演算器３５ｂは、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の絶対値｜ω_{ｄθｅｒｒ}｜を演算する。
なお、微分角周波数演算器３５ａによる微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の演算は、γ軸電流ｉ_γ、δ軸電流ｉδの代わりに、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を用いても良い。また、速度推定値ω_１の代わりに速度指令値ω_ｒ ^＊を用いても良い。

ゲイン３５ｃにより、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の絶対値｜ω_{ｄθｅｒｒ}｜に比例させて、速度推定器３３の比例調節手段における比例ゲインＫ_{Ｐωｅｓｔ}の上限値Ｋ_{Ｐωｅｓｔｍａｘ}を演算する。ゲイン３５ｃの比例ゲインＫ_１は、１［倍］より小さい値とし、安定余裕を持たせて１／２以下とする。
ゲイン３５ｄにより、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の絶対値｜ω_{ｄθｅｒｒ}｜に比例させて、速度推定器３３の積分調節手段における積分時定数Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}の下限値の逆数１／Ｔ_{Ｉωｅｓｔｍｉｎ}を演算する。ゲイン３５ｄの比例ゲインＫ_２はＫ_１より小さい値とし、安定余裕を持たせて１／４以下とする。

比例ゲインの初期値Ｋ_{Ｐωｅｓｔ０}及び積分時定数の初期値Ｔ_{Ｉωｅｓｔ０}は、数式７のｉ）の条件を満たすように設計する。出力制限器３５ｅは、比例ゲインの初期値Ｋ_{Ｐωｅｓｔ０}を上限値Ｋ_{Ｐωｅｓｔｍａｘ}により制限し、比例ゲインＫ_{Ｐωｅｓｔ}を演算する。出力制限器３５ｆは、積分時定数の初期値の逆数１／Ｔ_{Ｉωｅｓｔ０}を上限値１／Ｔ_{Ｉωｅｓｔｍｉｎ}により制限し、積分時定数の逆数１／Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}を演算する。

この実施形態によれば、ＰＭＳＭ８０の低速、重負荷時に小さくなる微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の絶対値に応じて速度推定器３３における比例ゲインを制限し、また、上記絶対値に反比例させて速度推定器３３における積分時定数Ｔ_{Ｉωｅｓｔ}の下限値を制限することにより、速度推定値ω_１ひいては位置推定値θ_１が大幅に変化するのを抑制することができる。

次に、本発明の他の実施形態について説明する。この実施形態は、ゲイン演算器３５の微分角周波数演算器３５ａにおける演算を、前述した数式６よりも簡略化したものである。
すなわち、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}は重負荷時に大きくなる。そこで、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}を最大トルク時のγ軸電流ｉ_γ（＝ｉ_γｍａｘ）及びδ軸電流ｉ_δ（＝ｉ_δｍａｘ）を用いて演算することで、微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}の演算を簡略化する。具体的には、微分角周波数演算器３５ａにおいて、数式８により微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}を演算とする。

この実施形態によれば、最大トルクに対応して固定されたγ軸電流最大値ｉ_γｍａｘ及びδ軸電流最大値ｉ_δｍａｘを用いて微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}を演算可能であるため、変化するγ軸電流ｉ_γ及びδ軸電流ｉ_δに応じて微分角周波数ω_{ｄθｅｒｒ}を演算する数式６に比べて、演算処理を簡略化することができる。

本発明は、各実施形態のように拡張誘起電圧を利用したセンサレス制御だけでなく、前述した特許文献１のように、拡張磁束を利用してＰＭＳＭをセンサレス制御する制御装置としても使用することができる。

１１ｕ：ｕ相電流検出器
１１ｗ：ｗ相電流検出器
１３：ＰＷＭ回路
１４，１５：座標変換器
１６，１９ａ，１９ｂ：減算器
１７：速度調節器
１８：電流指令演算器
２０ａ：γ軸電流調節器
２０ｂ：δ軸電流調節器
３１：拡張誘起電圧演算器
３２：角度差演算器
３３：速度推定器
３４：積分器
３５：ゲイン演算器
３５ａ：微分角周波数演算器
３５ｂ：絶対値演算器
３５ｃ，３５ｄ：ゲイン
３５ｅ，３５ｆ：出力制限器
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：インバータ
８０：永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）

Claims (2)

1. 永久磁石形同期電動機の電流を検出する手段と、
   前記電動機の電流、端子電圧及び速度相当値から回転子の位置推定誤差を演算する手段と、
   前記位置推定誤差の演算値から前記回転子の速度推定値を演算する手段と、
   前記速度推定値を積分して前記回転子の位置推定値を演算する手段と、
   前記電動機の電流及び前記速度推定値から前記位置推定誤差演算値に含まれる位置推定誤差の微分成分である微分角周波数を演算する手段と、を備え、
   前記速度推定値を演算する手段は比例調節手段を有し、
   前記微分角周波数を演算する手段は、
   前記比例調節手段における比例ゲインの上限値を前記微分角周波数に比例した値により制限する手段を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記速度推定値を演算する手段は積分調節手段を更に有し、
   前記微分角周波数を演算する手段は、
   前記積分調節手段における積分時定数の下限値を前記微分角周波数に反比例した値により制限する手段を更に有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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